JP6123608B2 - 絶縁電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、上アーム用スイッチング素子及び下アーム用スイッチング素子の直列接続体を備える電力変換回路に適用され、直流電源から前記上アーム用スイッチング素子に対して駆動用電圧を供給可能な上アーム用トランスと、前記直流電源から前記下アーム用スイッチング素子に対して駆動用電圧を供給可能な下アーム用トランスとを備える絶縁電源装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に駆動用電圧を供給するための絶縁電源装置が知られている。詳しくは、この装置は、複数のトランスと、複数のトランスのそれぞれを構成する１次側コイル及び直流電源の間を導通状態又は遮断状態とすべく操作されるトランジスタと、制御回路とを備えている。ここで、上記制御回路は、複数のトランスのうちいずれか１つのトランスを構成する２次側コイルの出力電圧の検出値に基づいてトランジスタを操作する。

特開平１１−１７８３５６号公報

ところで、トランスを構成する２次側コイルの出力電圧は、スイッチング素子のゲートに供給すべき充電電流が小さくほど高くなる。これは、充電電流が小さいほど、２次側コイルの出力電流が低くなり、２次側コイルの直流抵抗等による電圧降下量が小さくなるためである。ここで、複数のトランスのそれぞれを構成する２次側コイルのうち、例えば、スイッチング素子のゲートに供給すべき充電電流が最も大きい２次側コイルの出力電圧の検出値を目標電圧にフィードバック制御すべくトランジスタを操作する構成の採用も考えられる。ただし、この場合、スイッチング素子の寿命が短くなったり、スイッチング素子をオン状態に切り替える場合に生じるサージ電圧が増大したりする等、スイッチング素子の信頼性が低下するおそれがある。
おそれがある。

つまり、上記構成を採用する場合、複数のトランスのそれぞれを構成する２次側コイルのうち、充電電流が最も大きい２次側コイル以外の２次側コイルの出力電圧は、充電電流が最も大きい２次側コイルの出力電圧よりも高くなる。このため、スイッチング素子をオン状態に切り替える場合に、充電電流が最も大きい２次側コイル以外の２次側コイルに接続されたスイッチング素子のゲート電圧が、設計時に想定した電圧よりも高くなる。

ゲート電圧が高い状態でスイッチング素子が使用されると、スイッチング素子のゲート酸化膜の劣化が促進され、スイッチング素子の寿命が短くなるおそれがある。また、ゲート電圧が高い状態は、スイッチング素子のゲート充電電流が大きい状態である。充電電流が大きくなると、スイッチング素子のターンオンに要する時間が短くなる。これにより、スイッチング素子をオン状態に切り替える場合に生じるサージ電圧が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチング素子の寿命の短縮を回避したり、スイッチング素子がオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧の増大を回避したりすることのできる絶縁電源装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、上アーム用スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ）及び下アーム用スイッチング素子（Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ）の直列接続体を備える電力変換回路（１２，２２，３０）に適用され、直流電源（４２）に接続可能な１次側コイル（６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，９０ａ，９２ａ，９４ａ；６０ａ，１４０ａ，１４２ａ）、及び前記上アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記上アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ；６０ｂ，１４０ｂ，１４２ｂ）を有する上アーム用トランス（６０，６２，６４，６６，９０，９２，９４；６０，１４０，１４２）と、前記直流電源に接続可能な１次側コイル（６８ａ，９６ａ；１４４ａ，１４６ａ）、及び前記下アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記下アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６８ｂ，９６ｂ；１４４ｂ，１４６ｂ）を有する下アーム用トランス（６８，９６；１４４，１４６）と、前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記２次側コイルのうち、出力電流が最小となる１つの前記２次側コイルである対象コイル（６６ｂ，９４ｂ；１４０ｂ）の出力電圧を検出する電圧検出部（６６ｃ，８２，９４ｃ，１１２；１４０ｃ，１６２）と、前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルに前記直流電源の電圧を印加すべくオンオフ操作される電圧制御用スイッチング素子（８０，１１０；１６０）と、前記電圧検出部によって検出された出力電圧を目標電圧にフィードバック制御すべく、前記電圧制御用スイッチング素子をオンオフ操作する操作部（５２，５４；５６）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、フィードバック制御における制御量を、出力電流が最小となる２次側コイルである対象コイルの出力電圧とする。対象コイルの出力電圧は、上アーム用トランス及び下アーム用トランスのそれぞれを構成する２次側コイルの出力電圧の中で最も高い。すなわち、上アーム用トランス及び下アーム用トランスのそれぞれを構成する２次側コイルのうち、対象コイル以外の２次側コイルの出力電圧が、対象コイルの出力電圧以下となる。これにより、上記対象コイル以外の２次側コイルから駆動用電圧が供給される上アーム用スイッチング素子や下アーム用スイッチング素子の寿命の短縮を回避したり、上アーム用スイッチング素子や下アーム用スイッチング素子がオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧の増大を回避したりすることができる。

第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかる絶縁電源装置を示す図。 同実施形態にかかる絶縁電源装置を示す図。 同実施形態にかかるＩＧＢＴ駆動回路を示す図。 同実施形態にかかる過電圧異常判断処理の手順を示すフローチャート。 第２の実施形態にかかる絶縁電源装置を示す図。 第３の実施形態にかかるトランスの斜視図。 同実施形態にかかるトランスの平面図。 同実施形態にかかる環状部のＡ−Ａ断面図。 その他の実施形態にかかる環状部のＡ−Ａ断面図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる絶縁電源装置を車載主機として回転機及びエンジンを備えるハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、第１のモータジェネレータ１０、第２のモータジェネレータ２０、第１のインバータ１２、第２のインバータ２２、昇圧コンバータ３０、及び制御装置４０を備えている。第１のモータジェネレータ１０及び第２のモータジェネレータ２０は、図示しない動力分割機構を介して駆動輪や車載主機としてのエンジンに連結されている。第１のモータジェネレータ１０は、「発電用回転機」に相当し、第１のインバータ１２に接続されている。第１のモータジェネレータ１０は、車載主機であるエンジンのクランク軸に初期回転を付与するスタータ機能や、車載機器に給電する機能、さらには高電圧バッテリ５０及び第２のモータジェネレータ２０のうち少なくとも一方に給電する機能を有する発電機等の役割を果たす。

一方、第２のモータジェネレータ２０は、「主機回転機」に相当し、第２のインバータ２２に接続されている。第２のモータジェネレータ２０は、車載主機等の役割を果たす。第１のインバータ１２及び第２のインバータ２２は、３相インバータであり、昇圧コンバータ３０を介して高電圧バッテリ５０に接続されている。ちなみに、高電圧バッテリ５０としては、例えば、リチウムイオン２次電圧やニッケル水素２次電池を用いることができる。

なお、本実施形態において、第１のインバータ１２、第２のインバータ２２及び昇圧コンバータ３０のそれぞれが「電力変換回路」に相当する。また、第１のインバータ１２が「発電用電力変換回路」に相当し、第２のインバータ２２が「走行用電力変換回路」に相当する。

昇圧コンバータ３０は、コンデンサ３２、リアクトル３４、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ、及び下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎを備えている。詳しくは、これら昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎは、互いに直列接続されている。上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎの直列接続体は、コンデンサ３２に並列接続され、上記直列接続体の接続点は、リアクトル３４を介して高電圧バッテリ５０の正極端子に接続されている。昇圧コンバータ３０は、これら昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン操作（閉操作）及びオフ操作（開操作）によって、高電圧バッテリ５０の出力電圧（例えば２８８Ｖ）を所定の電圧（例えば「６５０Ｖ」）を上限として昇圧する機能を有する。

第１のインバータ１２は、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ（￥＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）、及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎの直列接続体を３組備えている。詳しくは、第１の￥相上アーム，下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ，Ｓ１￥ｎの接続点は、第１のモータジェネレータ１０の￥相に接続されている。一方、第２のインバータ２２は、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐ、及び第２の￥相下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｎの直列接続体を３組備えている。詳しくは、第２の￥相上アーム，下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐ，Ｓ２￥ｎの接続点は、第２のモータジェネレータ２０の￥相に接続されている。

ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられ、より具体的には、ＩＧＢＴが用いられている。そして、スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃には、フリーホイールダイオードＤｃ＃，Ｄ１￥＃，Ｄ２￥＃が逆並列に接続されている。

また、本実施形態において、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ及び第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐのそれぞれが「上アーム用スイッチング素子」に相当する。さらに、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ、第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎ及び第２の￥相下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｎのそれぞれが「下アーム用スイッチング素子」に相当する。

制御装置４０は、低電圧バッテリ４２を電源し、マイコンを主体として構成されている。制御装置４０は、第１，第２のモータジェネレータ１０，２０の制御量（トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、第１，第２のインバータ１２，２２や昇圧コンバータ３０を操作する。詳しくは、制御装置４０は、第１のインバータ１２を構成するスイッチング素子Ｓ１￥＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇ１￥＃を生成してスイッチング素子Ｓ１￥＃の駆動回路に対して出力する。また、制御装置４０は、第２のインバータ２２を構成するスイッチング素子Ｓ２￥＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇ２￥＃を生成してスイッチング素子Ｓ２￥＃の駆動回路に対して出力する。さらに、制御装置４０は、昇圧コンバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓｃ＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇｃ＃を生成してスイッチング素子Ｓｃ＃の駆動回路に対して出力する。

なお、以下の説明において、上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを駆動する駆動回路を上，下アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐ，Ｄｒｃｎと称し、第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃を駆動する駆動回路を第１の￥相上，下アーム駆動回路Ｄｒ１￥ｐ，Ｄｒ１￥ｎと称すこととする。また、第２の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ２￥＃を駆動する駆動回路を第２の￥相上，下アーム駆動回路Ｄｒ２￥ｐ，Ｄｒ２￥ｎと称すこととする。

さらに、本実施形態において、駆動回路Ｄｒｃｐ，Ｄｒ１￥ｐ，Ｄｒ２￥ｐのそれぞれが「上アーム用駆動回路」に相当し、駆動回路Ｄｒｃｎ，Ｄｒ１￥ｎ，Ｄｒ２￥ｎのそれぞれが「下アーム用駆動回路」に相当する。すなわち、上アーム用駆動回路は、上アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設け、下アーム用駆動回路は、下アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設けられている。

ちなみに、上アーム用操作信号ｇｃｐ，ｇ１￥ｐ，ｇ２￥ｐと、対応する下アーム用操作信号ｇｃｎ，ｇ１￥ｎ，ｇ２￥ｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アーム用スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐと、対応する下アーム用スイッチング素子Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎとは、交互にオン状態とされる。また、指令トルクＴｒｑ＊は、制御装置４０よりも上位の制御装置から入力される。上位の制御装置としては、例えば、車両制御を統括する制御装置が挙げられる。

上記低電圧バッテリ４２は、その出力電圧が高電圧バッテリ５０の出力電圧よりも低いバッテリである。ちなみに、低電圧バッテリ４２としては、例えば鉛蓄電池を用いることができる。

インターフェース４４は、高電圧バッテリ５０、第１，第２のインバータ１２，２２、昇圧コンバータ３０及び第１，第２のモータジェネレータ１０，２０を備える高電圧システムと、低電圧バッテリ４２及び制御装置４０を備える低電圧システムとの間を電気的に絶縁しつつ、これらシステム間の信号の伝達を行う機能を有する。本実施形態において、インターフェース４４は、光絶縁素子（フォトカプラ）を備えている。なお、本実施形態において、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬと、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨとは相違している。特に、本実施形態では、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨが高電圧バッテリ５０の負極端子の電位に設定され、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬが高電圧バッテリ５０の正極端子の電位及び負極端子の電位との中央値である車体電位に設定されている。

続いて、図２及び図３を用いて、各スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃を駆動する駆動回路に対して駆動用電圧を供給する絶縁電源装置について説明する。

本実施形態では、第１のインバータ１２、第２のインバータ２２及び昇圧コンバータ３０を、第１のインバータ１２及び昇圧コンバータ３０の組と、第２のインバータ２２とに分ける。そして、第１のインバータ１２及び昇圧コンバータ３０の組に対応して第１の電源ＩＣ５２を設け、第２のインバータ２２に対応して第２の電源ＩＣ５４を設ける。そして、第１の電源ＩＣ５２によって上，下アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐ，Ｄｒｃｎと、第１の￥相上，下アーム駆動回路Ｄｒ１￥ｐ，Ｄｒ１￥ｎとに供給される駆動用電圧を制御し、第２の電源ＩＣ５４によって第２の￥相上，下アーム駆動回路Ｄｒ２￥ｐ，Ｄｒ２￥ｎに供給される駆動用電圧を制御する。

まず、図２に、第１の電源ＩＣ５２を制御主体とする絶縁電源装置を示す。

図２に示す絶縁電源装置は、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８、第１〜第５のダイオード７０ａ，７２ａ，７４ａ，７６ａ，７８ａ、第１〜第５のコンデンサ７０ｂ，７２ｂ，７４ｂ，７６ｂ，７８ｂ、１つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、第１の電圧制御用スイッチング素子８０）、及び第１のフィードバック回路８２を備えるフライバック式のスイッチング電源である。なお、本実施形態では、第１〜第５のコンデンサ７０ｂ，７２ｂ，７４ｂ，７６ｂ，７８ｂとして、電解コンデンサを用いている。また、本実施形態において、第１〜第４のトランス６０，６２，６４，６６のそれぞれが「上アーム用トランス」に相当し、第５のトランス６８が「下アーム用トランス」に相当する。

上アーム用トランスは、複数の上アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設けられている。詳しくは、第１のトランス６０は、上アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐに対して駆動用電圧を供給し、第２のトランス６２は、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐに対して駆動用電圧を供給する。また、第３のトランス６４は、第１のＶ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｖｐに対して駆動用電圧を供給し、第４のトランス６６は、第１のＷ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｗｐに対して駆動用電圧を供給する。

一方、下アーム用トランスは、複数の下アーム用スイッチング素子のそれぞれについての共通のトランスであり、また、複数の下アーム用スイッチング素子のそれぞれに対して駆動用電圧を供給可能な共通の２次側コイルを有している。詳しくは、上記共通のトランスである第５のトランス６８は、下アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｎ及び第１のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｎ，Ｄｒ１Ｖｎ，Ｄｒ１Ｗｎに対して駆動用電圧を供給する。

低電圧バッテリ４２の正極端子は、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８を構成する第１〜第５の１次側コイル６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，６８ａの並列接続体と、第１の電圧制御用スイッチング素子８０とを介して低電圧バッテリ４２の負極端子に接続されている。すなわち、第１の電圧制御用スイッチング素子８０は、自身がオン操作されることにより、第１〜第５の１次側コイル６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，６８ａの並列接続体、低電圧バッテリ４２及び第１の電圧制御用スイッチング素子８０を含む閉回路を形成可能なように設けられている。

第１のトランス６０を構成する第１の２次側コイル６０ｂは、第１のダイオード７０ａ及び第１のコンデンサ７０ｂを介して上アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐに接続されている。また、第２のトランス６２を構成する第２の２次側コイル６２ｂは、第２のダイオード７２ａ及び第２のコンデンサ７２ｂを介して第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐに接続されている。さらに、第３のトランス６４を構成する第３の２次側コイル６４ｂは、第３のダイオード７４ａ及び第３のコンデンサ７４ｂを介して第１のＶ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｖｐに接続されている。加えて、第４のトランス６６を構成する第４の２次側コイル６６ｂは、第４のダイオード７６ａ及び第４のコンデンサ７６ｂを介して第１のＷ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｗｐに接続されている。

第４のトランス６６は、さらに、「電圧検出用コイル」としての第１のフィードバックコイル６６ｃを備えている。第１のフィードバックコイル６６ｃは、第１のフィードバック回路８２を介して第１の電源ＩＣ５２に入力される。詳しくは、第１のフィードバック回路８２は、第１の検出用ダイオード８２ａ、第１の検出用コンデンサ８２ｂ、第１の抵抗体８２ｃ、及び第２の抵抗体８２ｄを備えている。第１のフィードバック回路８２は、第１のフィードバックコイル６６ｃの出力電圧を直流電圧に変換する、いわゆる整流機能を有している。第１のフィードバックコイル６６ｃの出力電圧は、第１の検出用ダイオード８２ａを通過した後、第１の抵抗体８２ｃ及び第２の抵抗体８２ｄによって分圧される。第１の抵抗体８２ｃ及び第２の抵抗体８２ｄによって分圧された電圧（以下、第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１）は、第１の電源ＩＣ５２の第１の検出端子Ｔｆｂ１を介して第１の電源ＩＣ５２に入力される。なお、本実施形態において、第１の電源ＩＣ５２が制御主体となる絶縁電源装置において、第４の２次側コイル６６ｂが「対象コイル」に相当し、第１のフィードバックコイル６６ｃ及び第１のフィードバック回路８２が「電圧検出部」に相当する。

第５のトランス６８を構成する第５の２次側コイル６８ｂは、第５のダイオード７８ａ及び第５のコンデンサ７８ｂを介して、下アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｎと、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｎ，Ｄｒ１Ｖｎ，Ｄｒ１Ｗｎとに接続されている。

なお、本実施形態において、第１〜第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，６８ｂの巻数と、第１のフィードバックコイル６６ｃの巻数とは、互いに同一に設定されている。これは、第１のフィードバックコイル６６ｃの出力電圧と、第１〜第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，６８ｂの出力電圧とを同一とすることを狙った設定である。

第１の電源ＩＣ５２は、１つの集積回路であり、「操作部」に相当する。第１の電源ＩＣ５２は、第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、第１の電圧制御用スイッチング素子８０をオンオフ操作する。

ここで、本実施形態では、上アーム用トランスである第１〜第４のトランス６０，６２，６４，６６の巻数比（２次側コイルの巻数を１次側コイルの巻数で除算した値）が、下アーム用トランスである第５のトランス６８の巻数比よりも小さく設定されている。これは、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８の出力電圧のばらつきを小さくするための設定である。

つまり、本実施形態では、第１の２次側コイル６０ｂから上アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐへと供給される電流Ｉ１や、第２〜第４の２次側コイル６２ｂ，６４ｂ，６６ｂから第１のＵ，Ｖ，Ｗ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐ，Ｄｒ１Ｖｐ，Ｄｒ１Ｗｐへと供給される電流Ｉ２よりも、第５の２次側コイル６８ｂから第１のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｎ，Ｄｒ１Ｖｎ，Ｄｒ１Ｗｎへと供給される電流Ｉ３の方が大きい。ここで、２次側コイルの出力電圧は、ゲートに供給すべき充電電流が大きいほど低くなる。これは、例えば第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐを例にして説明すると、充電電流が大きいほど、第２の２次側コイル６２ｂの出力電流が大きくなり、第２の２次側コイル６２ｂの直流抵抗や第２のダイオード７２ａ等による電圧降下量が大きくなるためである。

このため、第１〜第４のトランス６０，６２，６４，６６の巻数比を第５のトランス６８の巻数比よりも小さく設定することで、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８の出力電圧のばらつきを小さくする。

ちなみに、第１のトランス６０の巻数比は、第２〜第４のトランス６２，６４，６８の巻数比よりも大きく設定されている。これは、上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃ＃をオン状態に切り替えるための上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃ＃のゲートに供給すべき充電電流が、第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃をオン状態に切り替えるための第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃のゲートに供給すべき充電電流よりも大きく設定されているためである。すなわち、上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃ＃のゲート充電電荷量Ｑｇ（Gate charge capacity）が、第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃のゲート充電電荷量Ｑｇよりも大きく設定されているためである。

続いて、図３に、第２の電源ＩＣ５４を制御主体とする絶縁電源装置を示す。

図３に示す絶縁電源装置は、第６〜第９のトランス９０，９２，９４，９６、第６〜第９のダイオード１００ａ，１０２ａ，１０４ａ，１０６ａ、第６〜第９のコンデンサ１００ｂ，１０２ｂ，１０４ｂ，１０６ｂ、１つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、第２の電圧制御用スイッチング素子１１０）、及び第２のフィードバック回路１１２を備えるフライバック式のスイッチング電源である。なお、本実施形態では、第６〜第９のコンデンサ１００ｂ，１０２ｂ，１０４ｂ，１０６ｂとして、電解コンデンサを用いている。また、本実施形態において、第６〜第８のトランス９０，９２，９４のそれぞれが「上アーム用トランス」に相当し、第９のトランス９６が「下アーム用トランス」に相当する。

第６のトランス９０は、第２のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｐに対して駆動用電圧を供給する。また、第７のトランス９２は、第２のＶ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｖｐに対して駆動用電圧を供給する。さらに、第８のトランス９４は、第２のＷ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｗｐに対して駆動用電圧を供給する。

一方、第９のトランス９６は、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｎ，Ｄｒ２Ｖｎ，Ｄｒ２Ｗｎに対して駆動用電圧を供給する。

低電圧バッテリ４２の正極端子は、第６〜第９のトランス９０，９２，９４，９６を構成する第６〜第９の１次側コイル９０ａ，９２ａ，９４ａ，９６ａの並列接続体と、第２の電圧制御用スイッチング素子１１０とを介して低電圧バッテリ４２の負極端子に接続されている。すなわち、第２の電圧制御用スイッチング素子１１０は、自身がオン操作されることにより、第６〜第９の１次側コイル９０ａ，９２ａ，９４ａ，９６ａの並列接続体、低電圧バッテリ４２及び第２の電圧制御用スイッチング素子１１０を含む閉回路を形成可能なように設けられている。

第６のトランス９０を構成する第６の２次側コイル９０ｂは、第６のダイオード１００ａ及び第６のコンデンサ１００ｂを介して第２のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｐに接続されている。また、第７のトランス９２を構成する第７の２次側コイル９２ｂは、第７のダイオード１０２ａ及び第７のコンデンサ１０２ｂを介して第２のＶ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｖｐに接続されている。さらに、第８のトランス９４を構成する第８の２次側コイル９４ｂは、第８のダイオード１０４ａ及び第８のコンデンサ１０４ｂを介して第２のＷ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｗｐに接続されている。

第８のトランス９４は、さらに、「電圧検出用コイル」としての第２のフィードバックコイル９４ｃを備えている。第２のフィードバックコイル９４ｃは、第２のフィードバック回路１１２を介して第２の電源ＩＣ５４に入力される。詳しくは、第２のフィードバック回路１１２は、第２の検出用ダイオード１１２ａ、第２の検出用コンデンサ１１２ｂ、第３の抵抗体１１２ｃ、及び第４の抵抗体１１２ｄを備えている。第２のフィードバックコイル９６ｃの出力電圧は、第２の検出用ダイオード１１２ａを通過した後、第３の抵抗体１１２ｃ及び第４の抵抗体１１２ｄによって分圧される。第３の抵抗体１１２ｃ及び第４の抵抗体１１２ｄによって分圧された電圧（以下、第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ２）は、第２の電源ＩＣ５４の第２の検出端子Ｔｆｂ２を介して第２の電源ＩＣ５４に入力される。なお、本実施形態において、第２の電源ＩＣ５４が制御主体となる絶縁電源装置において、第８の２次側コイル９４ｂが「対象コイル」に相当し、第２のフィードバックコイル９６ｃ及び第２のフィードバック回路１１２が「電圧検出部」に相当する。

第９のトランス９６を構成する第９の２次側コイル９６ｂは、第９のダイオード１０６ａ及び第９のコンデンサ１０６ｂを介して、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｎ，Ｄｒ２Ｖｎ，Ｄｒ２Ｗｎに接続されている。

なお、本実施形態において、第６〜第９の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂの巻数と、第２のフィードバックコイル９４ｃの巻数とは、互いに同一に設定されている。これは、第２のフィードバックコイル９４ｃの出力電圧と、第６〜第９の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂの出力電圧とを同一とすることを狙った設定である。

第２の電源ＩＣ５４は、１つの集積回路であり、「操作部」に相当する。第２の電源ＩＣ５４は、第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ２を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、第２の電圧制御用スイッチング素子１１０をオンオフ操作する。

ここで、本実施形態では、上アーム用トランスである第６〜第８のトランス９０，９２，９４の巻数比が、下アーム用トランスである第９のトランス９６の巻数比よりも小さく設定されている。これは、第６〜第９のトランス９０，９２，９４，９６の出力電圧のばらつきを小さくするための設定である。つまり、本実施形態では、第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂから第２のＵ，Ｖ，Ｗ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｐ，Ｄｒ２Ｖｐ，Ｄｒ２Ｗｐへと供給される電流Ｉ４よりも、第９の２次側コイル９６ｂから第２のＵ，Ｖ，Ｗ相下アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｎ，Ｄｒ２Ｖｎ，Ｄｒ２Ｗｎへと供給される電流Ｉ５の方が大きい。

続いて、図４を用いて、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃の詳細について説明する。本実施形態では、これら駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃の構成が同一である。このため、駆動回路の構成について、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐを例にして説明する。

第２のダイオード７２ａ及び第２のコンデンサ７２ｂの接続点は、図４に示す第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐの第１の端子Ｔ１に接続されている。一方、第２の２次側コイル６２ｂ及び第２のコンデンサ７２ｂの接続点は、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐの第２の端子Ｔ２に接続されている。

第１の端子Ｔ１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、充電用スイッチング素子１２０）、充電用抵抗体１２２、及び第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐの第３の端子Ｔ３を介して、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐのゲートに接続されている。また、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐのゲートは、第３の端子Ｔ３、放電用抵抗体１２４、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、放電用スイッチング素子１２６）、及び第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐの第４の端子Ｔ４を介して第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐのエミッタに接続されている。さらに、第２の端子Ｔ２は、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐ内において、第４の端子Ｔ４に短絡されている。

第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐは、駆動制御部１２８を備えている。駆動制御部１２８は、制御装置４０からインターフェース４４を介して入力される操作信号ｇ１Ｕｐに基づき、充電用スイッチング素子１２０及び放電用スイッチング素子１２６の操作による充電処理及び放電処理を交互に行うことで第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐを駆動する。詳しくは、充電処理は、操作信号ｇ１Ｕｐがオン操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子１２６をオフ操作し、また、充電用スイッチング素子１２０をオン操作する処理である。これにより、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐのゲートに定電圧が印加され、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐがオン状態に切り替えられる。すなわち、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐは、定電圧駆動回路である。

一方、放電処理は、操作信号ｇ１Ｕｐがオフ操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子１２６をオン操作に切り替え、また、充電用スイッチング素子１２０をオフ操作に切り替える処理である。これにより、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐのゲート電荷が放電され、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐがオフ状態に切り替えられる。

ここで、先の図２において、第１の電源ＩＣ５２によるフィードバック制御における制御量を、第４のトランス６６を構成する第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧（実際には、出力電圧の分圧値）としたのは、上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃ＃、第１のＵ，Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐ，Ｓ１Ｖｐ、及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎの信頼性の低下を回避するためである。以下、上記制御量を第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧とすることで信頼性の低下を回避できる理由について説明する。

本実施形態では、上述したように、第１の２次側コイル６０ｂから上アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｐへと供給される電流Ｉ１は、第２〜第４の２次側コイル６２ｂ，６４ｂ，６６ｂから第１のＵ，Ｖ，Ｗ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐ，Ｄｒ１Ｖｐ，Ｄｒ１Ｗｐへと供給される電流Ｉ２よりも大きい。一方、第５の２次側コイル６８ｂは、４つの下アーム用駆動回路Ｄｒｃｎ，Ｄｒ１Ｕｎ，Ｄｒ１Ｖｎ，Ｄｒ１Ｗｎに電流を供給することが要求される。このため、第５の２次側コイル６８ｂから駆動回路Ｄｒｃｎ，Ｄｒ１Ｕｎ，Ｄｒ１Ｖｎ，Ｄｒ１Ｗｎへと供給される電流Ｉ３は、上記電流Ｉ１よりも大きい。すなわち、第１の電源ＩＣ５２が制御主体となる絶縁電源装置において、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８のそれぞれを構成する２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，６８ｂのうち、第２〜第４のトランス６２，６４，６６を構成する第２〜第４の２次側コイル６２ｂ，６４ｂ，６６ｂから供給される電流Ｉ２が最も小さい。

また、上述したように、２次側コイルの出力電圧は、ゲートに供給すべき充電電流が小さいほど高くなる。ここで、フィードバック制御の制御量として、例えば、第５のトランス６８を構成する第５の２次側コイル６８ｂの出力電圧を用いることも考えられる。ただし、この場合、第１〜第４の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂの出力電圧は、第５の２次側コイル６８ｂの出力電圧よりも高くなる。このため、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎのゲート電圧が、設計時に想定した電圧よりも高くなる。

ゲート電圧が高い状態で上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎが使用されると、これらスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｎのゲート酸化膜の劣化が促進され、これらスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｎの寿命が短くなるおそれがある。

また、ゲート電圧が高い状態は、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎの充電電流が大きい状態である。これは、本実施形態において、駆動回路Ｄｒｃｐ，Ｄｒ１￥ｎとして定電圧駆動回路を用いているためである。つまり、定電圧駆動回路の入力電圧（先の図４の第１，第２の端子Ｔ１，Ｔ２間の電位差）を「Ｖｏｍ」、スイッチング素子がオン状態に切り替わるスレッショルド電圧を「Ｖｔｈ」、及び放電用抵抗体１２４の抵抗値を「Ｒｏｎ」とすると、ゲート充電電流Ｉｇは、主に「Ｉｇ＝（Ｖｏｍ−Ｖｔｈ）／Ｒｏｎ」によって定まることとなる。

充電電流が大きくなると、これらスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｎのターンオンに要する時間が短くなる。これにより、これらスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｎをオン状態に切り替える場合に生じるサージ電圧が増大するおそれがある。

そこで、本実施形態では、フィードバック制御における制御量を、出力電圧が最も高くなる２次側コイルの１つである第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧とした。このため、第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂの出力電圧は、制御量となる第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧以下となる。これにより、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎのゲート電圧が、設計時に想定した電圧よりも高くなることを回避できる。したがって、これらスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｎの信頼性の低下を回避することができる。

ちなみに、上記制御量は、第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧に限らず、第２の２次側コイル６２ｂの出力電圧、又は第３の２次側コイル６４ｂの出力電圧であってもよい。

一方、先の図３において、第２の電源ＩＣ５４によるフィードバック制御における制御量を、第８のトランス９４を構成する第８の２次側コイル９４ｂの出力電圧としたのは、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐの信頼性の低下を回避するためである。

つまり、本実施形態では、第９の２次側コイル９６ｂから第２のＵ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチング素子Ｄｒ２Ｕｎ，Ｄｒ２Ｖｎ，Ｄｒ２Ｗｎへと供給される電流Ｉ５は、第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂから第２のＵ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチング素子Ｄｒ２Ｕｐ，Ｄｒ２Ｖｐ，Ｄｒ２Ｗｐへと供給される電流Ｉ４よりも大きい。すなわち、第２の電源ＩＣ５４が制御主体となる絶縁電源装置において、第６〜第９のトランス９０，９２，９４，９６のそれぞれを構成する２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂのうち、第６〜第８のトランス９０，９２，９４を構成する第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂから供給される電流Ｉ４が最も小さくなる。このため、第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂの出力電圧が最も高くなる。

ここで、フィードバック制御の制御量として、例えば、第９のトランス９６を構成する第９の２次側コイル９６ｂの出力電圧を用いることも考えられる。ただし、この場合、第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂの出力電圧は、第９の２次側コイル９６ｂの出力電圧よりも高くなる。このため、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐのゲート電圧が、設計時に想定した電圧よりも高くなる。その結果、これらスイッチング素子Ｓ２￥ｐの信頼性が低下するおそれがある。

そこで、第１の電源ＩＣ５２を制御主体とする絶縁電源装置について説明したのと同様に、フィードバック制御における制御量を、出力電圧が最も高くなる２次側コイルの１つである第８の２次側コイル９４ｂの出力電圧とした。このため、第６，第７，第９の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９６ｂの出力電圧は、制御量となる第８の２次側コイル９４ｂの出力電圧以下となる。これにより、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐの信頼性の低下を回避することができる。

ちなみに、上記制御量は、第８の２次側コイル９４ｂの出力電圧に限らず、第６の２次側コイル９０ｂの出力電圧、又は第７の２次側コイル９２ｂの出力電圧であってもよい。

また、本実施形態では、第２の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ２￥＃をオン状態に切り替えるための上記スイッチング素子Ｓ２￥＃のゲートに供給すべき充電電流が、第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃をオン状態に切り替えるための上記スイッチング素子Ｓ１￥＃のゲートに供給すべき充電電流よりも大きく設定されている。これは、第２の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ２￥＃のゲート充電電荷量Ｑｇが、第１の￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ１￥＃のゲート充電電荷量Ｑｇよりも大きく設定されているためである。これにより、図３に示した第６〜第８の２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂから駆動回路Ｄｒ２Ｕｐ，Ｄｒ２Ｖｐ，Ｄｒ２Ｗｐへと供給される電流Ｉ４は、先の図２に示した第２〜第４の２次側コイル６２ｂ，６４ｂ，６６ｂから駆動回路Ｄｒ１Ｕｐ，Ｄｒ１Ｖｐ，Ｄｒ１Ｗｐへと供給される電流Ｉ２よりも大きい。

続いて、第１の電源ＩＣ５２及び第２の電源ＩＣ５４が有する過電圧保護機能について、第１の電源ＩＣ５２を例にして説明する。

図５に、本実施形態にかかる過電圧異常判断処理の手順を示す。この処理は、第１の電源ＩＣ５２によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態にかかる第１の電源ＩＣ５２は、ハードウェアであるため、図５に示す処理は、実際にはロジック回路によって実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１が規定電圧Ｖαを超えたか否かを判断する。ここで、規定電圧Ｖαは、例えば、絶縁電源装置の構成部品の信頼性を維持可能な上限値に設定すればよい。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、２次側コイルの出力電圧が過度に高いと判断し、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、第１の電圧制御用スイッチング素子８０を強制的にオフ操作に切り替える。これにより、第１の電源ＩＣ５２による駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃に対する駆動用電圧の供給が強制的に停止される。したがって、駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃やスイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃等の絶縁電源装置の構成部品を過電圧から保護できる。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「強制操作手段」に相当する。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１の電源ＩＣ５２が制御主体となる絶縁電源装置において、第１〜第５のトランス６０，６２，６４，６６，６８を構成する２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，６８ｂのうち、出力電流が最小となる第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧の分圧値を第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１として検出した。そして、検出された第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、第１の電圧制御用スイッチング素子８０を第１の電源ＩＣ５２によってオンオフ操作した。

こうした構成によれば、第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂの出力電圧が、第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧以下となる。このため、第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂから駆動回路Ｄｒｃｐ，Ｄｒ１Ｕｐ，Ｄｒ１Ｖｐ，Ｄｒ１Ｗｐへと供給される駆動用電圧が過度に高くなる事態を回避することができる。これにより、第１のインバータ１２及び昇圧コンバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃の寿命の短縮を回避したり、スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃がオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧の増大を回避したりすることができる。

また、第２の電源ＩＣ５４が制御主体となる絶縁電源装置において、第６〜第９のトランス９０，９２，９４，９６を構成する２次側コイル９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂのうち、出力電流が最小となる第８の２次側コイル９４ｂの出力電圧の分圧値を第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ２として検出した。そして、検出された第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ２を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、第２の電圧制御用スイッチング素子１１０を第２の電源ＩＣ５４によってオンオフ操作した。

こうした構成によれば、第１の電源ＩＣ５２が制御主体となる絶縁電源装置と同様に、第２のインバータ２２を構成するスイッチング素子Ｓ２￥＃の寿命の短縮を回避したり、スイッチング素子Ｓ２￥＃がオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧の増大を回避したりすることができる。

（２）第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１（第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ２）が規定電圧Ｖαを超えたと判断された場合、第１の電圧制御用スイッチング素子８０（第２の電圧制御用スイッチング素子１１０）を強制的にオフ操作に切り替えた。これにより、駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃（Ｄｒ２￥＃）やスイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃（Ｓ２￥＃）等、絶縁電源装置の構成部品の信頼性の低下を回避することができる。

特に、過電圧保護機能を第１の電源ＩＣ５２（第２の電源ＩＣ５４）に備える構成によれば、駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃（Ｄｒ２￥＃）等に過電圧保護機能を別途備える必要がない。このため、部品数を削減することなどもできる。

（３）駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃のそれぞれを、互いに同一構成の回路とした。このため、回路設計及びアームワーク設計を駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃のそれぞれで共通化することができる。これにより、絶縁電源装置の開発期間を短縮したり、コストを低減したりすることなどができる。

（４）駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃のそれぞれを定電圧駆動回路とした。定電圧駆動回路では、その入力電圧Ｖｏｍが高くなることによってゲート充電電流が増大しやすい。このため、駆動回路として、定電圧駆動回路が採用される本実施形態では、フィードバック制御の制御量を上述した第１，第２のフィードバック電圧Ｖｆｂ１，Ｖｆｂ２とするメリットが大きい。

（５）第１の電源ＩＣ５２が制御主体となる絶縁電源装置において、第１〜第５の１次側コイル６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，６８ａを互いに並列接続した。こうした構成によれば、各１次側コイルの個体差等により、各１次側コイルのインダクタンスがばらつく場合であっても、これら１次側コイル６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，６８ａのそれぞれの印加電圧を理論的には同一とすることができる。これにより、２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，６８ｂの出力電圧を安定させることができる。なお、第２の電源ＩＣ５４が制御主体となる絶縁電源装置においても同様である。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、昇圧コンバータ３０、第１のインバータ１２及び第２のインバータ２２を構成するスイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃の全てに対する駆動用電圧を単一の絶縁電源装置によって供給する。

図６に、本実施形態にかかる絶縁電源装置の構成を示す。なお、図６において、先の図２及び図３に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、駆動回路Ｄｒｃ＃，Ｄｒ１￥＃，Ｄｒ２￥＃に供給される駆動用電圧が第３の電源ＩＣ５６によって制御される。

上アーム用トランスは、複数の上アーム用スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐのそれぞれに対応して個別に設けられている。ここで、図６では、第１のインバータ１２について、第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐに駆動用電圧を供給するための第１０のトランス１４０を代表して図示した。また、第２のインバータ２２について、第２のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｐに駆動用電圧を供給するための第１１のトランス１４２を代表して図示した。

一方、下アーム用トランスは、昇圧コンバータ３０及び第１のインバータ１２の組と、第２のインバータ２２とのそれぞれを構成する複数の下アーム用スイッチング素子のそれぞれについての共通のトランスである。詳しくは、第１２のトランス１４４は、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ及び第１の￥相下アーム駆動回路Ｄｒ１￥ｎに対して駆動用電圧を供給する。また、第１３のトランス１４６は、第２の￥相下アーム駆動回路Ｄｒ２￥ｎに対して駆動用電圧を供給する。

なお、本実施形態において、第１のインバータ１２が「第１の電力変換回路」に相当する。また、本実施形態において、第２のインバータ２２及び昇圧コンバータ３０が「第２の電力変換回路」に相当する。

低電圧バッテリ４２の正極端子は、第１のトランス６０、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐのそれぞれに対応するトランス（図中、第１０のトランス１４０を代表して図示）、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐのそれぞれに対応するトランス（図中、第１１のトランス１４２を代表して図示）、及び第１２，第１３のトランス１４４，１４６のそれぞれを構成する１次側コイルの並列接続体と、第３の電圧制御用スイッチング素子１６０とを介して低電圧バッテリ４２の負極端子に接続されている。

第１０のトランス１４０を構成する第１０の２次側コイル１４０ｂは、第１０のダイオード１５０ａ及び第１０のコンデンサ１５０ｂを介して第１のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ１Ｕｐに接続されている。第１０のトランス１４０は、さらに、「電圧検出用コイル」としての第３のフィードバックコイル１４０ｃを備えている。本実施形態において、第１０〜第１３の２次側コイル１４０ｂ，１４２ｂ，１４４ｂ，１４６ｂの巻数と、第３のフィードバックコイル１４０ｃの巻数とは、互いに同一に設定されている。

第３のフィードバックコイル１４０ｃは、第３のフィードバック回路１６２を介して第３の電源ＩＣ５６に入力される。詳しくは、第３のフィードバック回路１６２は、第３の検出用ダイオード１６２ａ、第３の検出用コンデンサ１６２ｂ、第５の抵抗体１６２ｃ、及び第６の抵抗体１６２ｄを備えている。第３のフィードバックコイル１４０ｃの出力電圧は、第３の検出用ダイオード１６２ａを通過した後、第５の抵抗体１６２ｃ及び第６の抵抗体１６２ｄによって分圧される。第５の抵抗体１６２ｃ及び第６の抵抗体１６２ｄによって分圧された電圧（以下、第３のフィードバック電圧Ｖｆｂ３）は、第３の電源ＩＣ５６の第３の検出端子Ｔｆｂ３を介して第３の電源ＩＣ５６に入力される。なお、本実施形態において、第１０の２次側コイル１４０ｂが「対象コイル」に相当し、第３のフィードバックコイル１４０ｃ及び第３のフィードバック回路１６２が「電圧検出部」に相当する。

第１１のトランス１４２を構成する第１１の２次側コイル１４２ｂは、第１１のダイオード１５２ａ及び第１１のコンデンサ１５２ｂを介して第２のＵ相上アーム駆動回路Ｄｒ２Ｕｐに接続されている。また、第１２のトランス１４４を構成する第１２の２次側コイル１４４ｂは、第１２のダイオード１５４ａ及び第１２のコンデンサ１５４ｂを介して、下アーム昇圧駆動回路Ｄｒｃｎ及び第１の￥相下アーム駆動回路Ｄｒ１￥ｎに接続されている。また、第１３のトランス１４６を構成する第１３の２次側コイル１４６ｂは、第１３のダイオード１５６ａ及び第１３のコンデンサ１５６ｂを介して、第２の￥相下アーム駆動回路Ｄｒ２￥ｎに接続されている。

第３の電源ＩＣ５６は、「操作部」に相当し、第３のフィードバック電圧Ｖｆｂ３を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、第３の電圧制御用スイッチング素子１６０をオンオフ操作する。

ここで、本実施形態では、第３の電源ＩＣ５６によるフィードバック制御における制御量を、第１０のトランス１４０を構成する第１０の２次側コイル１４０ｂの出力電圧とした。これは、図６に示す絶縁電源装置を構成する複数のトランスのうち、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐに対応するトランスを構成する２次側コイルから供給される電流Ｉ２が最も小さいためである。本実施形態では、制御量として、第１のＵ相上アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｐに対応する第１０の２次側コイル１４０ｂの出力電圧を採用した。

このように、本実施形態では、第１０のトランス１４０を構成する第１０の２次側コイル１４０ｂの出力電圧をフィードバック制御における制御量とした。こうした構成によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トランス６０，６２，６４，６６，６８，９０，９２，９４，９６として、図７〜図９に示すものを用いる。以下、これらトランスの構成について、第４のトランス６６を例にして説明する。なお、図７は、第４のトランス６６の斜視図であり、図８は、第４のトランス６６の平面図である。また、図９は、図８のＡ−Ａ断面図の一部を示す図である。なお、図７及び図８では、第４の１次側コイル６６ａ及び第４の２次側コイル６６ｂの図示を省略している。

図示されるように、第４のトランス６６は、コア１７０及びボビン１７２等を備えている。コア１７０は、一対の同一形状の部材からなる。これら同一形状の部材のそれぞれは、長尺状の底壁部１７０ａと、この底壁部１７０ａから離間する方向に底壁部１７０ａの長手方向の一端及び他端のそれぞれから延びる一対の側壁部１７０ｂと、底壁部１７０ａから離間する方向に底壁部１７０ａの長手方向の中央部から延びる中央壁部１７０ｃとを備えている。すなわち、コア１７０は、略Ｅ字形状をなしている。

上記一対の同一形状の部材のうち、一方の備える一対の側壁部１７０ｂの端面は、他方の備える側壁部１７０ｂの端面に当接している。また、上記一対の同一形状の部材のうち、一方の備える中央壁部１７０ｃの端面は、他方の備える中央壁部１７０ｃの端面とは当接せず、これら端面は離間している。

ボビン１７２は、絶縁樹脂により構成され、第１の端子台１７４ａ、第２の端子台１７４ｂ及び環状部１７６を備えている。環状部１７６は、その軸方向（中央壁部１７０ｃの挿入方向）に垂直な面で切った断面形状が環状をなしている。環状部１７６の内周面により形成された空間には、コア１７０の中央壁部１７０ｃが挿入されている。

環状部１７６の周面には複数の仕切版（第１〜第４の仕切板１７６ａ〜１７６ｄ）が設けられている。第１〜第４の仕切板１７６ａ〜１７６ｄは、環状部１７６の周面の周方向に沿って全周に渡り板状をなして立設されている。第１〜第４の仕切板１７６ａ〜１７６ｄによって環状部１７６の周面は、その軸方向において３つのセクションに仕切られている。本実施形態では、図９に示すように、各セクションを図の左側から右側へ向かって、第１セクション１７８ａ、第２セクション１７８ｂ、第３セクション１７８ｃと称すこととする。

環状部１７６の軸方向両端のうち一方には、第１の端子台１７４ａが設けられ、他方には第２の端子台１７４ｂが設けられている。第１の端子台１７４ａ及び第２の端子台１７４ｂは、環状部１７６と同一の絶縁樹脂により構成されることにより、環状部１７６と一体で設けられている。

第１の端子台１７４ａには、第１〜第４のトランス端子Ｔａ１〜Ｔａ４が設けられている。これら端子Ｔａ１〜Ｔａ４は、第１の端子台１７４ａにおいて第１の端子台１７４ａの長手方向に沿って所定の間隔を隔てて配置されている。また、第２の端子台１７４ｂには、第５〜第８のトランス端子Ｔａ５〜Ｔａ８が設けられている。これら端子Ｔａ５〜Ｔａ８は、第２の端子台１７４ｂにおいて第２の端子台１７４ｂの長手方向に沿って所定の間隔を隔てて配置されている。

第４の１次側コイル６６ａ、第４の２次側コイル６６ｂ及び第１のフィードバックコイル６６ｃは、電気的絶縁性の高い絶縁皮膜が施された銅線からなる絶縁線である。第４の２次側コイル６６ｂは、第１の巻線部６６ｂ１と、第２の巻線部６６ｂ２とで構成されている。第４の１次側コイル６６ａ、第１の巻線部６６ｂ１、第２の巻線部６６ｂ２及び第１のフィードバックコイル６６ｃは、図９に示すように、第１〜第３セクション１７８ａ〜１７８ｃのそれぞれにおいて環状部１７６の外周面に積層されるように巻きつけられている。

続いて、第１〜第８のトランス端子Ｔａ１〜Ｔａ８に対する１次側コイル等の接続手法の一例を示す。

第４の２次側コイル６６ｂの一端としての第１の巻線部６６ｂ１の一端は、第８のトランス端子Ｔａ８に接続されている。本実施形態において、第８のトランス端子Ｔａ８は、第４のダイオード７６ａのアノードに接続されている。一方、第１の巻線部６６ｂ１の他端は、第７のトランス端子Ｔａ７に接続されている。第７のトランス端子Ｔａ７は、配線パターン等の電気経路１８０によって第６のトランス端子Ｔａ６に接続されている。第６のトランス端子Ｔａ６は、第２の巻線部６６ｂ２の一端に接続されている。第２の巻線部６６ｂ２の他端は、第４の２次側コイル６６ｂの他端であり、第５のトランス端子Ｔａ５に接続されている。第５のトランス端子Ｔａ５は、第４のコンデンサ７６ｂの負極端子に接続されている。

第１のフィードバックコイル６６ｃの一端は、第３のトランス端子Ｔａ３に接続され、他端は、第４のトランス端子Ｔａ４に接続されている。本実施形態において、第３のトランス端子Ｔａ３は、第１の検出用ダイオード８２ａのアノードに接続され、第４のトランス端子Ｔａ４は、接地されている。

ちなみに、本実施形態において、第１〜第３，第５のトランス６０，６２，６４，６８、及び第６，第７，第９のトランス９０，９２，９６は、上述したように、フィードバックコイルを備えていない。このため、これらトランス６０，６２，６４，６８，９０，９２，９６の構造は、図７及び図８に示した第４のトランス６６から第３のトランス端子Ｔａ３及び第４のトランス端子Ｔａ４を除去するとともに、図９に示した第１のフィードバックコイル６６ｃが除去されたものとなる。

続いて、こうした構成のトランスを採用する理由について、第１の電源ＩＣ５２を制御主体とする絶縁電源装置を例にして説明する。

２次側コイルの出力電圧は、上述したように、ＩＧＢＴのゲートに供給すべき充電電流が大きいほど低くなる。このため、電圧検出対象ではない第１〜第３，第５のトランス６０，６２，６４，６８を構成する第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂのそれぞれの出力電圧は、充電電流によってばらつくこととなる。

また、第４の１次側コイル６６ａ、第４の２次側コイル６６ｂ及び第１のフィードバックコイル６６ｃ同士の結合係数が低くなるほど、第４の２次側コイル６６ｂの実際の出力電圧に対する第１のフィードバック電圧Ｖｆｂ１の低下度合いが大きくなる。この場合、上述した充電電流による出力電圧のばらつきとあいまって、目標電圧Ｖｔｇｔに対する第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂのそれぞれの出力電圧のばらつきが大きくなる。

ここで、上記構成によれば、第４の１次側コイル６６ａ、第４の２次側コイル６６ｂ及び第１のフィードバックコイル６６ｃ同士の結合係数を高めることができる。このため、目標電圧Ｖｔｇｔに対する第１〜第３，第５の２次側コイル６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６８ｂのそれぞれの出力電圧のばらつきを小さくすることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・１次側コイル等のボビン１７２への巻きつけ方は、先の図９に示したものに限らない。例えば、図１０に示すように、第１セクション１７８ａに第４の１次側コイル６６ａを巻きつけ、第３セクション１７８ｃに第４の２次側コイル６６ｂを巻きつける分割巻きを採用してもよい。ここでは、第２セクション１７８ｂにコイルを巻きつけないことで、絶縁距離を確保している。なお、この場合、各コイルに絶縁皮膜を施すことは必須ではない。また、図１０において、先の図９に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

・「対象コイル」としては、上アーム用トランスを構成する２次側コイルに限らない。例えば、上記第１の実施形態の図２において、複数の下アーム用スイッチング素子Ｓｃｎ，Ｓ１Ｕｎ，Ｓ１Ｖｎ，Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応して下アーム用トランスが個別に設けられている場合、下アーム用スイッチング素子Ｓ１Ｕｎ，Ｓ１Ｖｎ，Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応する下アーム用トランスを構成する２次側コイルのいずれかを「対象コイル」とすればよい。

・上記各実施形態において、上アーム用トランス及び下アーム用トランスのそれぞれを構成する１次側コイルが直列接続される構成を採用してもよい。

・上記第１の実施形態では、第４の２次側コイル６６ｂの巻数と第１のフィードバックコイル６６ｃの巻数とを同一としたがこれに限らず、相違させてもよい。この場合、「電圧検出部」を構成する第１のフィードバックコイル６６ｃは、第４の２次側コイル６６ｂの出力電圧に応じた電圧を出力することとなる。

・上記各実施形態において、先の図１に示したモータ制御システムから昇圧コンバータ３０を除去してもよい。

・モータ制御システムとしては、２モータ制御システムに限らず、１モータ制御システムであってもよい。この場合、第１のモータジェネレータ１０及び第１のインバータ１２の組、並びに第２のモータジェネレータ２０及び第２のインバータ２２の組のうちいずれか１組と、昇圧コンバータ３０とを先の図１に示したモータ制御システムから除去することとなる。

・「絶縁電源装置」としては、図２に示したフライバックコンバータに限らず、例えばフォワードコンバータであってもよい。また、「絶縁電源装置」としては、電圧制御用スイッチング素子を１つ備えるものに限らず、４つの電圧制御用スイッチング素子を備えるフルブリッジコンバータや、２つの電圧制御用スイッチング素子を備えるプッシュプルコンバータであってもよい。なお、上記フルブリッジコンバータや、プッシュプルコンバータは、例えば「馬場清太郎著、“電源回路設計成功のかぎ”、第４版、ＣＱ出版株式会社、２０１２年２月１日、ｐ１４１」に記載されている。

・２次側コイルの出力電圧の検出手法としては、電圧検出用コイルを用いたものに限らない。例えば、先の図２において、第４のコンデンサ７６ｂの端子間電圧、又はこの端子間電圧に応じた電圧を、高電圧システム及び低電圧システムの間を電気的に絶縁しつつ第１の電源ＩＣ５２へと伝達可能な手段を用いて検出してもよい。こうした手段としては、例えば、上記端子間電圧と関係付けられたＰＷＭ信号を第１の電源ＩＣ５２に対して伝達可能なフォトカプラが挙げられる。

・「電力変換回路」としては、昇圧コンバータや３相インバータに限らない。例えば、ハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路等、他の電力変換回路であってもよい。また、「電力変換回路」を構成する「上アーム用スイッチング素子」及び「下アーム用スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。

１２…第１のインバータ、２２…第２のインバータ、３０…昇圧コンバータ、４２…低電圧バッテリ、５２…第１の電源ＩＣ、５４…第２の電源ＩＣ、６０，６２，６４，６６，６８…第１〜第５のトランス、９０，９２，９４…第６〜第９のトランス。

Claims (9)

1. 上アーム用スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ）及び下アーム用スイッチング素子（Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ）の直列接続体を備える電力変換回路（１２，２２，３０）に適用され、
   前記電力変換回路は、複数の前記直列接続体の並列接続体を備え、
   直流電源（４２）に接続可能な１次側コイル（６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，９０ａ，９２ａ，９４ａ；６０ａ，１４０ａ，１４２ａ）、及び前記上アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記上アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ；６０ｂ，１４０ｂ，１４２ｂ）を有する上アーム用トランス（６０，６２，６４，６６，９０，９２，９４；６０，１４０，１４２）と、
   前記直流電源に接続可能な１次側コイル（６８ａ，９６ａ；１４４ａ，１４６ａ）、及び前記下アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記下アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６８ｂ，９６ｂ；１４４ｂ，１４６ｂ）を有する下アーム用トランス（６８，９６；１４４，１４６）と、
   前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記２次側コイルのうち、出力電流が最小となる１つの前記２次側コイルである対象コイル（６６ｂ，９４ｂ；１４０ｂ）の出力電圧を検出する電圧検出部（６６ｃ，８２，９４ｃ，１１２；１４０ｃ，１６２）と、
   前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルに前記直流電源の電圧を印加すべくオンオフ操作される電圧制御用スイッチング素子（８０，１１０；１６０）と、
   前記電圧検出部によって検出された出力電圧を目標電圧にフィードバック制御すべく、前記電圧制御用スイッチング素子をオンオフ操作する操作部（５２，５４；５６）と、
   を備え、
   前記上アーム用トランスは、複数の前記上アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設けられ、
   前記下アーム用トランスは、複数の前記下アーム用スイッチング素子のそれぞれについての共通のトランスであり、また、複数の前記下アーム用スイッチング素子のそれぞれに対して前記駆動用電圧を供給可能な共通の前記２次側コイルを有し、
   前記対象コイルは、前記上アーム用トランスを構成する前記２次側コイルであることを特徴とする絶縁電源装置。
2. 上アーム用スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ）及び下アーム用スイッチング素子（Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ）の直列接続体を備える電力変換回路（１２，２２，３０）に適用され、
   直流電源（４２）に接続可能な１次側コイル（６０ａ，６２ａ，６４ａ，６６ａ，９０ａ，９２ａ，９４ａ；６０ａ，１４０ａ，１４２ａ）、及び前記上アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記上アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６０ｂ，６２ｂ，６４ｂ，６６ｂ，９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ；６０ｂ，１４０ｂ，１４２ｂ）を有する上アーム用トランス（６０，６２，６４，６６，９０，９２，９４；６０，１４０，１４２）と、
   前記直流電源に接続可能な１次側コイル（６８ａ，９６ａ；１４４ａ，１４６ａ）、及び前記下アーム用スイッチング素子の駆動用電圧を前記下アーム用スイッチング素子に対して供給可能な２次側コイル（６８ｂ，９６ｂ；１４４ｂ，１４６ｂ）を有する下アーム用トランス（６８，９６；１４４，１４６）と、
   前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記２次側コイルのうち、出力電流が最小となる１つの前記２次側コイルである対象コイル（６６ｂ，９４ｂ；１４０ｂ）の出力電圧を検出する電圧検出部（６６ｃ，８２，９４ｃ，１１２；１４０ｃ，１６２）と、
   前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルに前記直流電源の電圧を印加すべくオンオフ操作される電圧制御用スイッチング素子（８０，１１０；１６０）と、
   前記電圧検出部によって検出された出力電圧を目標電圧にフィードバック制御すべく、前記電圧制御用スイッチング素子をオンオフ操作する操作部（５２，５４；５６）と、
   を備え、
   前記電力変換回路は、複数であり、
   複数の前記電力変換回路には、車載主機としての主機回転機（２０）に接続された走行用電力変換回路（２２）と、車載バッテリ（５０）及び前記主機回転機のうち少なくとも一方に電力を供給すべく発電する発電用回転機（１０）に接続された発電用電力変換回路（１２）とが含まれ、
   複数の前記電力変換回路を２つに分けた場合のそれぞれを第１の電力変換回路（１２，３０）及び第２の電力変換回路（２２）とし、
   前記第１の電力変換回路には、前記発電用電力変換回路が含まれ、
   前記第２の電力変換回路には、前記走行用電力変換回路が含まれ、
   前記上アーム用トランスは、複数の前記電力変換回路のそれぞれにおいて、複数の前記上アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設けられ、
   前記下アーム用トランスは、前記第１の電力変換回路及び前記第２の電力変換回路のそれぞれにおいて、複数の前記下アーム用スイッチング素子のそれぞれについての共通のトランスであり、
   複数の前記電力変換回路のうち、前記発電用電力変換回路を構成する前記上アーム用スイッチング素子（Ｓ１￥ｐ）及び前記下アーム用スイッチング素子（Ｓ１￥ｎ）のそれぞれをオン状態に切り替えるための充電電流は、残余の電力変換回路を構成する前記上アーム用スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ）及び前記下アーム用スイッチング素子（Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ）のそれぞれをオン状態に切り替えるための充電電流よりも小さく設定され、
   前記対象コイルは、前記発電用電力変換回路に対応する前記上アーム用トランス（１４２）を構成する前記２次側コイル（１４２ｂ）であることを特徴とする絶縁電源装置。
3. 前記電力変換回路は、複数の前記直列接続体の並列接続体を備え、
   前記上アーム用トランスは、複数の前記上アーム用スイッチング素子のそれぞれに対応して個別に設けられ、
   前記下アーム用トランスは、複数の前記下アーム用スイッチング素子のそれぞれについての共通のトランスであり、また、複数の前記下アーム用スイッチング素子のそれぞれに対して前記駆動用電圧を供給可能な共通の前記２次側コイルを有し、
   前記対象コイルは、前記上アーム用トランスを構成する前記２次側コイルであることを特徴とする請求項２記載の絶縁電源装置。
4. 前記操作部は、前記対象コイルの出力電圧が規定電圧を超えた場合、前記直流電源から前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルへの電圧供給を強制的に停止させるように、前記電圧制御用スイッチング素子を操作する強制操作手段を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。
5. 前記上アーム用トランスを構成する前記２次側コイルに接続され、前記２次側コイルから供給される前記駆動用電圧によって前記上アーム用スイッチング素子を駆動する上アーム用駆動回路（Ｄｒｃｐ，Ｄｒ１￥ｐ，Ｄｒ２￥ｐ）と、
   前記下アーム用トランスを構成する前記２次側コイルに接続され、前記２次側コイルから供給される前記駆動用電圧によって前記下アーム用スイッチング素子を駆動する下アーム用駆動回路（Ｄｒｃｎ，Ｄｒ１￥ｎ，Ｄｒ２￥ｎ）と、
   をさらに備え、
   前記上アーム用駆動回路及び前記下アーム用駆動回路のそれぞれは、互いに同一構成の回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。
6. 前記上アーム用駆動回路は、前記上アーム用スイッチング素子のゲートに定電圧を印加することで前記上アーム用スイッチング素子をオン状態に切り替える定電圧駆動回路であり、
   前記下アーム用駆動回路は、前記下アーム用スイッチング素子のゲートに定電圧を印加することで前記下アーム用スイッチング素子をオン状態に切り替える定電圧駆動回路であることを特徴とする請求項５記載の絶縁電源装置。
7. 前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルは、互いに並列接続され、
   前記電圧制御用スイッチング素子は、１つであり、
   前記電圧制御用スイッチング素子は、自身がオン操作されることにより、前記直流電源、複数の前記１次側コイルの並列接続体及び前記電圧制御用スイッチング素子を含む閉回路を形成可能なように設けられていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。
8. 前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのうち前記対象コイルを有するトランスは、前記対象コイルの出力電圧又は該出力電圧に応じた電圧を出力する電圧検出用コイル（６６ｃ，９４ｃ；１４０ｃ）をさらに備え、
   前記電圧検出部は、前記対象コイルの出力電圧として、前記電圧検出用コイルの出力電圧を検出することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。
9. 前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイル及び前記２次側コイルのそれぞれは、絶縁皮膜され、
   前記１次側コイル及び前記２次側コイルのそれぞれは、前記上アーム用トランス及び前記下アーム用トランスのそれぞれを構成するコア（１７０）に取り付けられたボビン（１７２）に積層されるように巻きつけられていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。

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