JPWO2016207969A1 - 充電共用インバータ - Google Patents

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Abstract

バッテリ（７０）の正極が接続される上アームのスイッチング素子（２１，３１，４１）と、バッテリ（７０）の負極が接続される下アームのスイッチング素子（２２，３２，４２）とが接続するアーム回路と、バッテリ（７０）の正極に一端を接続する第１コンデンサ（１０）と、第１コンデンサ（１０）の他端とバッテリ（７０）の負極との間に接続される第２コンデンサ（１１）と、上アームと下アームのスイッチング素子の接続点にカソード電極を接続する第１ダイオード（１２）と、第１コンデンサ（１０）の他端にカソード電極を接続する第２ダイオード（１３）とを具備し、第１ダイオード（１２）のアノード電極と第２ダイオード（１３）のアノード電極とに外部電源（８０）から電力が供給される。

Description

本発明は、充電手段としても使用できる充電共用インバータに関するものである。
従来の電気自動車やハイブリッドカーの電動車両は、インバータを備え、インバータでモータの駆動を制御していた。このインバータには、モータの駆動制御とバッテリの充電制御とを行う（共用する）ものがある。
この充電共用インバータは、外部電源からの給電を受け、インバータのスイッチング動作により外部電源の電圧を昇圧して電動車両のバッテリに電力を充電している。従来、充電共用インバータと外部電源との間は、コイルから成るリアクタンスを介して接続している（特許文献１）。
特開２００２−２２３５５９号公報
充電共用インバータの給電点を電気的に安定化するためには、充電共用インバータと外部電源とを、リアクタンスを介して接続する必要がある。そのリアクタンスは、従来の充電共用インバータを大型化させる原因になる。
本発明は、この課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、大型のリアクタンスを不要にして小型化が可能な充電共用インバータを提供することである。
本発明の一態様に係わる充電共用インバータは、アーム回路、第１コンデンサ、第２コンデンサ、第１ダイオード、及び第２ダイオードを具備する。アーム回路は、バッテリに接続される上アーム及び下アームのスイッチング素子を有する。第１コンデンサの一端は、バッテリの正極に接続する。第２コンデンサは、第１コンデンサの他端とバッテリの負極との間に接続する。第１ダイオードは、上アームと下アームのスイッチング素子の接続点にカソード電極を接続する。第２ダイオードのカソード電極は、第１コンデンサの他端に接続する。そして、本発明の一態様に係る充電共用インバータは、第１ダイオードのアノード電極と第２ダイオードのアノード電極とに外部電源から電力が供給される。
第１実施形態の充電共用インバータ１の構成例を示す図である。 充電共用インバータ１のスイッチング制御部５０の機能構成例を示す図である。 スイッチング制御部５０が行うスイッチング制御のタイムチャートの例を示す図である。 第２実施形態の充電共用インバータ２の構成例を示す図である。 第１ダイオード１２と第１スイッチング素子２０の電圧−電流特性を示す図である。 第１ダイオード１２と第１スイッチング素子２０とをオンにするタイミングを示す図である。 第３実施形態の充電共用インバータ３の構成例を示す図である。 第４実施形態の充電共用インバータ４の構成例を示す図である。 充電共用インバータ４のスイッチング制御部５４が行うスイッチング制御のタイムチャートの例を示す図である。 充電共用インバータ４を変形した充電共用インバータ５の構成例を示す図である。 第５実施形態の充電共用インバータ６の構成例を示す図である。 図１２（ａ）は充電共用インバータ６のスイッチング制御部５６が行うスイッチング制御を長時間のタイムチャートの例で示し、図１２（ｂ）は短時間の例で示す図である。 第６実施形態の充電共用インバータ７の構成例を示す図である。 第７実施形態の充電共用インバータ８の構成例を示す図である。
図面を参照して、実施形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に、第１実施形態の充電共用インバータ１の構成例を示す。充電共用インバータ１は、例えば三相永久磁石型同期電動機（以降、モータ）６０に供給するモータ電流によって、モータ６０の発生する駆動トルクを制御すると共に、外部電源８０の電力をバッテリ７０に充電する制御を行う。
充電共用インバータ１は、第１コンデンサ１０、第２コンデンサ１１、第１ダイオード１２、第２ダイオード１３、上アームのスイッチング素子２１，３１，４１、及び下アームのスイッチング素子２２，３２，４２を具備する。この例は、上アームと下アームとが接続されるアーム回路（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を複数備える。
上アームのスイッチング素子２１,３１,４１には、バッテリ７０の正極がそれぞれ接続する。下アームのスイッチング素子２２，３２，４２には、バッテリ７０の負極がそれぞれ接続する。
上アームのスイッチング素子２１と下アームのスイッチング素子２２とが接続されてＵ相アーム回路を構成する。上アームのスイッチング素子３１と下アームのスイッチング素子３２とが接続されてＶ相アーム回路を構成する。上アームのスイッチング素子４１と下アームのスイッチング素子４２とが接続されてＷ相アーム回路を構成する。
第１コンデンサ１０の一端は、バッテリ７０の正極に接続する。第２コンデンサ１１は、第１コンデンサ１０の他端とバッテリ７０の負極との間を接続する。
第１ダイオード１２のカソード電極は、Ｕ相上アームのスイッチング素子２１とＵ相下アームのスイッチング素子２２との接続点に接続する。第２ダイオード１３のカソード電極は、第１コンデンサ１０の他端に接続する。第１ダイオード１２のアノード電極と第２ダイオード１３のアノード電極とが接続された給電点Ａに、外部電源８０の整流ブリッジ８１が接続する。
整流ブリッジ８１は、外部電源８０の交流を整流する一般的なものである。外部電源８０は、三相交流電源でもよいし、単相交流電源であってもよい。
上アームのスイッチング素子２１,３１,４１と下アームのスイッチング素子２２，３２，４２とは、それぞれが例えばＮＭＯＳＦＥＴで構成される。各々のスイッチング素子２１,３１,４１，２２，３２，４２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）等で構成してもよい。各々のスイッチング素子２１，２２，３１，３２，４１，４２には、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６がそれぞれ逆並列の向きで接続する。
Ｕ相上アームのスイッチング素子２１のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＰＵが入力される。同じＵ相下アームのスイッチング素子２２のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＮＵが入力される。
Ｖ相上アームのスイッチング素子３１のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＰＶが入力される。同じＶ相下アームのスイッチング素子３２のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＮＶが入力される。
Ｗ相上アームのスイッチング素子４１のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＰＷが入力される。同じＷ相下アームのスイッチング素子４２のゲート電極には、スイッチング制御部５０が出力する信号ＮＷが入力される。
Ｕ相アーム回路を構成するスイッチング素子２１とスイッチング素子２２との接続点は、モータ６０のＵ相のモータコイル６０ｕに接続する。Ｖ相アーム回路を構成するスイッチング素子３１とスイッチング素子３２との接続点は、モータ６０のＶ相のモータコイル６０ｖに接続する。Ｗ相アーム回路を構成するスイッチング素子４１とスイッチング素子４２との接続点は、モータ６０のＷ相のモータコイル６０ｗに接続する。
スイッチング制御部５０は、例えば電動車両の動作を制御する図示しない車両コントローラからの動作切替信号に基づいて、制御論理を切り替える。スイッチング制御部５０の制御論理は、バッテリ７０に蓄えた直流電力でモータ６０を駆動する負荷制御論理と、外部電源８０から供給される電力をバッテリ７０に充電する充電制御論理との２つがある。
スイッチング制御部５０の動作を、図２を参照して説明する。図２は、スイッチング制御部５０を、例えばマイクロコンピュータで実現した場合の論理構成を示したものである。マイクロコンピュータの演算処理装置で構成されるスイッチング制御部５０は、負荷制御論理部５１、充電制御論理部５２、及び論理切替部５３を具備する。
負荷制御論理部５１は、モータ６０の各相に流れる負荷電流を観測し、図示を省略した車両コントローラからの電流指令に対応する負荷電流が流れるように、各相の駆動電圧を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。ＰＷＭ信号とは、上記の信号ＰＵ，ＮＵ、信号ＰＶ，ＮＶ、及び信号ＰＷ，ＮＷのことである。
また、充電制御論理部５２は、外部電源８０の交流を整流する整流ブリッジ８１の出力電圧に対応させて、外部電源からの電力をバッテリ７０に充電するＰＷＭ信号を生成する。充電は、モータ６０の各モータコイル６０ｕ，６０ｖ，６０ｗを用いて整流ブリッジ８１の出力電圧を昇圧して行う。
論理切替部５３は、動作切替信号がモータ６０の駆動状態の場合に、負荷制御論理部５１が生成するＰＷＭ信号を選択する。なお、負荷制御論理部５１が生成するＰＷＭ信号は、従来のインバータがモータを駆動する際のＰＷＭ信号と同じである。
図３を参照して、充電制御論理部５２が出力するＰＷＭ信号について説明する。図３の上から、充電制御論理部５２（スイッチング制御部５０）が出力するＰＷＭ信号の信号ＮＷ、同じくＰＷＭ信号である信号ＰＵ、第１ダイオード１２のカソード電極が接続されたＵ相電圧、第１ダイオード１２の動作状態、及び充電制御論理の充電モードを表す。図３の横方向は時間である。縦方向の振幅は、高い区間（High：「１」）が各スイッチング素子をオンする区間を表し、低い区間（Low：「０」）が各スイッチング素子をオフする区間を表す。なお、図中のＶｄｃ/ｎとＶｄｃは電圧値を表す。Ｖｄｃはバッテリ７０の正極の電圧である。
信号ＮＷが「１」の区間ｔ１は、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２（図１）のみがオンであり、他のスイッチング素子は全てオフである。この区間ｔ１のＵ相電圧はＶｄｃ/ｎとなる。Ｖｄｃ/ｎは、この例ではＶｄｃを、第１コンデンサ１０と第２コンデンサ１１とで分圧した電圧である。第１コンデンサ１０と第２コンデンサ１１の容量が同じであればその電圧はＶｄｃ/２である。
区間ｔ１において、Ｕ相電圧がＶｄｃ/２になる理由を説明する。整流ブリッジ８１の出力は、整流ダイオード８２を介して給電点Ａである第１ダイオード１２と第２ダイオード１３のアノード電極に接続している。
この構成において、整流ブリッジ８１の出力電圧がＶｄｃ/２よりも高い場合は、整流ダイオード８２と第２ダイオード１３と第２コンデンサ１１とに電流が流れる。その結果、第２ダイオード１３の電圧クランプ作用によって、第２ダイオード１３のアノード電極の電圧はＶｄｃ/２にクランプ（clamp）される。
また、この場合（区間ｔ１において整流ブリッジ８１の出力電圧がＶｄｃ/２よりも高い場合）は、整流ダイオード８２、第１ダイオード１２、モータコイル６０ｕ、モータコイル６０ｗ、及びスイッチング素子４２を経由して電流が流れる。この場合の第１ダイオード１２の動作状態は、外部電源８０からモータ６０に電流が流れる通流状態である。よって区間ｔ１における充電制御論理の充電モードは、「通流モード」と称する。この「通流モード」の電流による磁気エネルギーは、モータコイル６０ｕ，６０ｗに蓄えられる。
また、整流ブリッジ８１の出力電圧がＶｄｃ/２よりも低い場合は、整流ダイオード８２と第２ダイオード１３とは逆バイアスになる。よって、整流ダイオード８２は逆流防止ダイオードとして作用する。その結果、整流ブリッジ８１の出力と第２コンデンサ１１とは絶縁され、第２ダイオード１３のアノード電極の電圧は、第２ダイオード１３でクランプされたＶｄｃ/２に維持される。
つまり、本実施形態の充電共用インバータ１によれば、整流ブリッジ８１の出力電圧が変化しても第２ダイオード１３のアノード電極の電圧を、Ｖｄｃ/２に安定化することができる。第２ダイオード１３のアノード電極の電圧は、実際にはＶｄｃ/２＋ＶＦ（第２ダイオード１３の順電圧）である。したがって、Ｕ相電圧は、第１ダイオード１２の順電圧ＶＦ分降下したＶｄｃ/２となる。
このように本実施形態の充電共用インバータ１は、外部電源８０の電力が供給される給電点Ａの電位を、大型のリアクタンスを使用せずに安定化することができる。
区間ｔ２において、信号ＮＷが「１」から「０」に変化するとＷ相下アームのスイッチング素子４２がオフになる。スイッチング素子４２がオフになると、区間ｔ１で、整流ダイオード８２、第１ダイオード１２、モータコイル６０ｕ、モータコイル６０ｗ、及びスイッチング素子４２を経由して流れていた電流は、スイッチング素子４２で遮断される。
この時、区間ｔ１においてモータコイル６０ｕ，６０ｗに蓄えた磁気エネルギーは、自己誘導作用による自己誘導起電力として回収することができる。モータコイル６０ｕ，６０ｗに蓄えた磁気エネルギーは、区間ｔ２になった瞬間に、そのエネルギーに相当する昇圧電圧波形（自己誘導起電力）を、Ｕ相電圧に生じさせる。
Ｕ相に生じた昇圧電圧波形（自己誘導起電力）は、ダイオードＤ１を介してバッテリ７０を充電する。この昇圧電圧波形に対して第１ダイオード１２は、逆流防止ダイオードとして作用する。したがって、その昇圧電圧波形によって流れる充電電流は、ダイオードＤ１を介してバッテリ７０のみに流れる。
区間ｔ２における第１ダイオード１２の動作状態は、昇圧電圧波形に対して逆流防止ダイオードとして作用するので、阻止状態である。なお、区間ｔ２における充電制御論理の充電モードは、昇圧電圧波形が生じるので「昇圧モード」と称する。なお、区間ｔ２の時間幅は、区間ｔ１の時間幅に対して短い時間幅でよい。
次に、信号ＮＷが「０」で信号ＰＵが「１」になる区間ｔ３は、Ｕ相上アームのスイッチング素子２１がオンする。Ｕ相上アームのスイッチング素子２１がオンすると、昇圧電圧波形はスイッチング素子２１を介してバッテリ７０を充電する。また、スイッチング素子２１がオンすると、Ｕ相電圧はバッテリ７０の正極の電圧であるＶｄｃになる。
Ｕ相上アームのスイッチング素子２１をオンにすることで、Ｕ相電圧をＶｄｃでリセットする。つまり、区間ｔ３において、スイッチング素子２１をオンにすることで、Ｕ相電圧が昇圧電圧波形で不安定になることを防止する。よって区間ｔ３における信号ＰＵは、リセットパルスと称してもよい。
このように充電共用インバータ１によれば、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２をオンにした後に、Ｕ相上アームのスイッチング素子２１をオンにするまでの位相差を制御することで昇圧電圧を制御することができる。ここで、Ｗ相下アームをオンにしてから、Ｕ相上アームをオンにするまでの位相差としているのは、上記のように区間ｔ２の時間幅が短くて良いからである。この位相差を大きくすることで昇圧電圧波形（自己誘導起電力）を大きくすることができる。
区間ｔ３における第１ダイオード１２の動作状態は、スイッチング素子２１がオンしてＵ相電圧をＶｄｃにリセットするので逆流防止ダイオードとして作用する阻止状態である。なお、区間ｔ３における充電制御論理の充電モードは、区間ｔ２で生じた昇圧電圧波形（自己誘導起電力）をバッテリ７０に還流するので、「還流モード」と称する。
充電制御論理部５２は、上記の区間ｔ１〜ｔ３を繰り返すＰＷＭ信号を生成する。区間ｔ４は区間ｔ１と同じである。区間ｔ５は区間ｔ２と同じである。区間ｔ６は区間ｔ３と同じである。充電制御論理部５２は、ｔ７以降も区間ｔ１〜ｔ３を繰り返す。
以上説明したように本実施形態の充電共用インバータ１によれば、大型のリアクタンスを用いずに給電点Ａの電位を安定化できる。よって、充電共用インバータ１を小型にすることができる。
なお、図１では、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２とＵ相上アームのスイッチング素子２１とを所定周期でオンオフしたが、この例に限定されない。Ｖ相下アームのスイッチング素子３２とＵ相上アームのスイッチング素子２１とをオンオフしてもよい。
また、第１ダイオード１２のカソード電極は、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１とＶ相下アームのスイッチング素子３２との接続点に接続してもよい。この場合は、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１と、例えばＵ相下アームのスイッチング素子２２とをオンオフする。
また、第１ダイオード１２のカソード電極は、Ｗ相上アームのスイッチング素子４１とＷ相下アームのスイッチング素子４２との接続点に接続してもよい。この場合は、Ｗ相上アームのスイッチング素子４１と、例えばＶ相下アームのスイッチング素子３２とをオンオフする。このように、オンオフする上アームと下アームとが異なっていればよい。
要するに、充電共用インバータ１は、第１ダイオード１２が接続していない相の下アームのスイッチング素子と、第１ダイオード１２が接続した相の上アームのスイッチング素子とをオンにする位相差を制御することで、バッテリ７０を充電することができる。また、充電共用インバータ１は、大型のリアクタンスを使用しなくても給電点Ａの電位が安定するので、大型のリアクタンスが不要になり、充電共用インバータ１を小型にできる。また、給電点Ａの電位が安定するので、充電共用インバータ１は、バッテリ７０の信頼性や寿命に悪影響を及ぼさない。
（第２実施形態）
図４に、第２実施形態の充電共用インバータ２の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ２は、第１ダイオード１２に並列に接続される第１スイッチング素子２０を具備する点で充電共用インバータ１（図１）と異なる。
図５を参照して第１スイッチング素子２０の作用効果を説明する。図５の横軸は電圧Ｖ、縦軸は電流Ｉである。太い実線で第１ダイオード１２のＶ-Ｉ特性を示す。細い実線で第１スイッチング素子２０のＶ-Ｉ特性を示す。
第１ダイオード１２に、電流Ｉ１を流すのに要する電圧はＶ２である。第１スイッチング素子２０に同じ電流Ｉ１を流すのに要する電圧はＶ１である。第１ダイオード１２は、0.7Ｖ程度の順電圧ＶＦを持つので、必ずＶ２＞Ｖ１の関係になる。
この電圧差による電力（Ｉ１×（Ｖ２−Ｖ１））は、損失となる。この損失を無くすためには、第１ダイオード１２が逆流防止ダイオードとして作用しない区間ｔ１（通流モード）において、第１スイッチング素子２０を導通（オン）させればよい。
充電制御論理の充電モードが「通流モード」の時に、第１スイッチング素子２０をオンにする。第１スイッチング素子２０をオンにすることで、第１ダイオード１２の順電圧ＶＦ分の電圧降下を充電電流の経路から排除できる。充電共用インバータ２は、その排除した電圧降下分、充電効率を向上させることができる。
図６に、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２と、第１スイッチング素子２０とをオンさせるタイミングを示す。図６の横方向は時間、縦方向は信号の振幅である。振幅「１」で、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２と第１スイッチング素子２０とをオンにする。
Ｗ相下アームのスイッチング素子４２と第１スイッチング素子２０とを同時にオンさせるには、第１スイッチング素子２０のゲート電極に入力する信号を信号ＮＷと同じにする。信号ＮＷの振幅が「０」（区間ｔ２）になると、Ｕ相電圧に昇圧電圧波形（自己誘導起電力）が発生し、バッテリ７０を充電する。
なお、第１スイッチング素子２０のオン時間を、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２のオン時間よりも長くすることで、自己誘導起電力の発生を安定化することができる。自己誘導起電力は、スイッチング素子４２をオフにした瞬間の電流の変化量が大きい程大きくなる。
信号ＮＷと、第１スイッチング素子２０のオンオフを制御する信号とを同じ信号にすると、微妙な信号の遅延によって電流の変化量が小さくなってしまう場合がある。例えば、第１スイッチング素子２０が早くオフしてしまうと、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２に流れる電流は、第１ダイオード１２の順電圧ＶＦ分、減少してしまう。その結果、スイッチング素子４２をオフした瞬間の電流の変化量も減少するので自己誘導起電力も減少する。
自己誘導起電力の減少を防止するためには、スイッチング素子４２がオフする時に、第１スイッチング素子２０を確実に導通（オン）させておけばよい。図６に、自己誘導起電力の発生を安定化する信号を、安定化信号として示す。安定化信号は、第１スイッチング素子２０のオン時間を、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２のオン時間よりもα時間長くしたものである。
このように、第１スイッチング素子２０をオフにするタイミングを、下アームのスイッチング素子４２をオフにするタイミングよりも遅らせることで、安定した昇圧電圧波形（自己誘導起電力）を得ることができる。なお、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２をオンオフする場合、また、Ｖ相下アームのスイッチング素子３２をオンオフする場合も、それらのスイッチング素子のオン時間よりも第１スイッチング素子２０のオン時間を長くすれば、同様の効果が得られる。
なお、第１スイッチング素子２０には各種のデバイスを用いることができる。例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、接点を持つリレーを用いてもよい。第１スイッチング素子２０を、ＮＭＯＳＦＥＴで構成した場合は、第１ダイオード１２を削減することができる。そのことについては次の実施形態で説明する。
（第３実施形態）
図７に、第３実施形態の充電共用インバータ３の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ３は、第１ダイオード１２と第１スイッチング素子２０とを、一つのデバイス３０で構成した点で充電共用インバータ２（図４）と異なる。
デバイス３０は、ＮＭＯＳＦＥＴである。デバイス３０は、ＮＭＯＳＦＥＴ３０ａと、第１寄生ダイオード３０ｂとを具備する。第１寄生ダイオード３０ｂは、ＮＭＯＳＦＥＴの半導体構造によって必然的に具備することになるダイードである。第１寄生ダイオード３０ｂは、第１ダイオード１２と同じように作用する。
第１寄生ダイオード３０ｂのアノード電極は、ＮＭＯＳＦＥＴ３０ａのソース電極と同電位にバイアスされる半導体基板（ｐ型）である。また、そのカソード電極は、ｎ型半導体のドレイン電極である。
充電共用インバータ３は、ディスクリート部品である第１ダイオード１２（図４）を削減できるので、充電共用インバータ２を小型化、低コスト化する効果を奏する。なお、充電共用インバータ３は、充電共用インバータ２と同じ作用効果を奏する。
つまり、ＮＭＯＳＦＥＴ３０ａを、充電共用インバータ２で説明した第１スイッチング素子２０と同様にオンにすることで、第１寄生ダイオード３０ｂのビルトイン電圧を充電電流の経路から排除できる。ビルトイン電圧とは、ｐｎ接合の空乏層領域内の電界によって発生する電位差のことであり、上記の順電圧ＶＦと等価な電圧である。
（第４実施形態）
図８に、第４実施形態の充電共用インバータ４の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ４は、外部電源８０から電力が供給される給電点を複数具備する点と、スイッチング制御部５４とを具備する点で、充電共用インバータ１（図１）と異なる。
充電共用インバータ４は、第３ダイオード３３と第４ダイオード３４とを具備する。第３ダイオード３３は、第１ダイオード１２が接続される接続点と異なるアーム回路（相）の接続点にカソード電極を接続する。この例では、Ｖ相アーム回路の接続点に、第３ダイオード３３のカソード電極を接続する。
第４ダイオード３４は、第１コンデンサ１０と第３ダイオード３３との間に接続される。第４ダイオード３４のアノード電極は、第３ダイオード３３のアノード電極に接続され、外部電源８０から電力が供給される給電点Ｂを構成する。第４ダイオード３４のカソード電極は、第１コンデンサ１０の他端のＶｄｃ/２の電圧に接続される。
給電点Ｂには、給電点Ａと同じ外部電源８０の整流ブリッジ８１の出力信号が、整流ダイオード８２を介して接続される。よって給電点Ａと同様に、給電点Ｂの電圧を、大型のリアクタンスを使用せずに安定化することができる。
給電点Ａ，Ｂに外部電源８０から給電した場合の充電動作を、図９を参照して説明する。図９に示す信号ＮＷ〜充電モードまでのタイムチャートの記載は、説明済みの図３と同じである。充電共用インバータ４においては、第１ダイオード１２と第３ダイオード３３とが同じ充電モードで動作する。
給電点Ｂに給電された電力は、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２と、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１とをオンオフすることで、バッテリ７０を充電する。この場合、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１をオンオフする信号ＰＶは、上記のリセットパルスである。
給電点Ｂからの電流の経路を説明する。区間ｔ１において整流ブリッジ８１の出力電圧がＶｄｃ/２よりも高い場合は、整流ダイオード８２、第３ダイオード３３、モータコイル６０ｖ、モータコイル６０ｗ、及びスイッチング素子４２を経由して電流が流れる。
このように充電共用インバータ４の第１ダイオード１２と第３ダイオード３３とは、区間ｔ１においてそれぞれが「通流モード」で動作する。第１ダイオード１２と第３ダイオード３３とが「通流モード」で動作するので、外部電源８０からモータ６０に流れる電流が増加する。
この「通流モード」の電流による磁気エネルギーは、モータコイル６０ｕと６０ｗ、及びモータコイル６０ｖと６０ｗに蓄えられる。この蓄えられるエネルギーは、電流が増加した分、充電共用インバータ１よりも増加する。この磁気エネルギーは、区間ｔ２になった瞬間に、Ｕ相電圧とＶ相電圧とにそれぞれのエネルギーに相当する昇圧電圧波形（自己誘導起電力）を生じさせる。以降の動作は充電共用インバータ１と同じである。
以上説明したように、給電点を複数具備する充電共用インバータ４は、給電点が１個の充電共用インバータ１に対して充電電力を増やすことができる。なお、給電点Ａ，Ｂの組合せ以外の構成も考えられる。次に、充電共用インバータ４の変形例を説明する。
（変形例）
図１０に、充電共用インバータ４を変形した充電共用インバータ５の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ５は、充電共用インバータ４の給電点Ａの替りに給電点Ｃを具備する点で異なる。また、スイッチング制御部５５を具備する点で充電共用インバータ４と異なる。
給電点Ｃは、カソード電極をＷ相アーム回路の接続点に接続した第５ダイオード４３のアノード電極と、カソード電極を第１コンデンサ１０の他端に接続した第６ダイオード４４のアノード電極とが接続されて構成される。外部電源８０から給電点Ｃに供給される電流は、第５ダイオード４３、モータコイル６０ｗ、モータコイル６０ｕ、及びＵ相下アームのスイッチング素子２２を経由して流れる。
外部電源８０から給電点Ｂに供給される電流は、第３ダイオード３３、モータコイル６０ｖ、モータコイル６０ｕ、及びＵ相下アームのスイッチング素子２２を経由して流れる。このように、充電共用インバータ５は、電流を流す下アームのスイッチング素子が、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２で有る点で充電共用インバータ４と異なる。充電共用インバータ４では、Ｗ相下アームのスイッチング素子４２をオンオフする。
充電共用インバータ５は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２のゲート電極に入力する信号を、図９のＵ信号ＮＷと同じにする。また、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１とＷ相上アームのスイッチング素子４１のゲート電極に入力する信号を、図９の信号ＰＵと同じにする。Ｕ相下アームのスイッチング素子２２と、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１と、Ｗ相上アームのスイッチング素子４１とをそれぞれオンオフする制御方法は、充電共用インバータ４と同じである。
給電点を複数具備する充電共用インバータ４，５のスイッチング制御部５４，５５は、給電しないアーム回路の下アームのスイッチング素子と、給電するアーム回路の上アームのスイッチング素子とのオンタイミングの位相差を制御してバッテリ７０を充電する。なお、Ｕ相アーム回路に給電する給電点Ａと、Ｗ相アーム回路に給電する給電点Ｃとを組み合わせ構成でも同様の作用効果を奏する。なお、給電点Ａと給電点Ｃとを組み合わせた充電共用インバータの機能構成例の表記は省略する。
（第５実施形態）
図１１に、第５実施形態の充電共用インバータ６の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ６は、Ｕ相とＶ相とＷ相とに、外部電源８０から電力が供給される給電点Ａ，Ｂ，Ｃをそれぞれ具備する点と、スイッチング制御部５６とを具備する点で、充電共用インバータ１（図１）と異なる。
スイッチング制御部５６は、第１ダイオード１２が接続されたＵ相下アームのスイッチング素子２２と、第３ダイオード３３が接続されたＶ相下アームのスイッチング素子３２と、第５ダイオード４３が接続されたＷ相下アームのスイッチング素子４２とをオンオフする。スイッチング制御部５６は、各々のスイッチング素子２２，３２，４２に流れる電流が短絡しない時間幅のオン時間で、スイッチング素子２２，３２，４２をオンオフする。
ここで短絡しない時間幅とは、外部電源８０から各給電点Ａ，Ｂ，Ｃに電力を供給する給電線のインダクタンス成分によって、スイッチング素子２２，３２，４２がオンしても短絡電流が流れない時間幅のことである。そのインダクタンス成分は、寄生インダクタンスであってもよいし、有限のインダクタンス成分であってもよい。有限のインダクタンス成分は、ディスクリート部品のインダクタンスを、各給電点Ａ，Ｂ，Ｃと整流ダイオード８２との間に挿入して付加する。
図１２に、スイッチング制御部５６がスイッチング素子２２，３２，４２に出力する信号の波形例である信号ＮＵ、信号ＮＶ、及び信号ＮＷを示す。図１２（ａ）は、横方向の時間が長い（長時間の）波形を示す。図１２（ｂ）は、横方向の時間が短い（短時間の）波形を示す。
図１２（ａ）は、上から、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２のゲート電極に入力される信号ＮＵ、Ｖ相下アームのスイッチング素子３２のゲート電極に入力される信号ＮＶ、及びＷ相下アームのスイッチング素子４２のゲート電極に入力される信号ＮＷである。このように、スイッチング制御部５６は、各相の下アームのスイッチング素子を、各スイッチング素子に流れる電流が短絡電流にならない短い時間幅のデッドタイムを設けた上でオンオフする。尚、図１２においては、それぞれの相の位相を揃えて記載しているが、必ずしもこれに限らず、位相差を設けたものとしても良い。
各相の下アームのスイッチング素子２２，３２，４２をオフにした瞬間に、各相電圧に昇圧電圧波形（自己誘導起電力）が発生する。この各相に生じた昇圧電圧波形は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を介してバッテリ７０を充電する。
なお、各相の下アームのスイッチング素子２２，３２，４２をオフにした時に、各相の上アームのスイッチング素子２１，３１，４１を導通（オン）させてもよい。その場合のタイムチャートを図１２（ｂ）に示す。
図１２（ｂ）は、上から、信号ＮＵ，ＰＵ、信号ＮＶ，ＰＶ、及び信号ＮＷ，ＰＷである。信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷは、信号ＮＵ，ＮＶ，ＮＷを反転させた信号である。
信号ＰＵが「１」から「０」に変化した瞬間（β）に、Ｕ相アーム回路に昇圧電圧波形（自己誘導起電力）が発生する。この昇圧電圧波形が発生するのと同時に、信号ＰＵが「０」から「１」に変化するので、Ｕ相上アームのスイッチング素子２１がオンになる。その結果、昇圧電圧波形は、ダイオードＤ１の順電圧ＶＦによる損失を生じさせずにバッテリ７０を充電することができる。他相（Ｖ相、Ｗ相）においても同様に動作する。
このように３相の全てのアーム回路に給電点Ａ，Ｂ，Ｃを設けた構成においては、各相の下アームのスイッチング素子２２，３２，４２を短い時間幅でオンオフする。短い時間幅で下アームのスイッチング素子２２，３２，４２をオンオフすることで、外部電源８０から３相の全てに給電してもバッテリ７０の充電が可能である。
（第６実施形態）
図１３に、第６実施形態の充電共用インバータ７の構成例を示す。本実施形態の充電共用インバータ７は、スイッチング制御部５７を具備する点と、三相交流電源の交流を位相毎に整流して出力する外部電源９０を具備する点で、充電共用インバータ６（図１１）と異なる。
外部電源９０は、整流部９１を具備する。整流部９１は、三相交流電源の各相を整流した出力電圧を出力する。ダイオード９２は、Ｕ相の交流を整流した出力電圧を給電点Ａに供給する。ダイオード９３は、Ｖ相の交流を整流した出力電圧を給電点Ｂに供給する。ダイオード９４は、Ｗ相の交流を整流した出力電圧を給電点Ｃに供給する。
整流部９１が出力する出力電圧は、各相が独立した状態で出力される。つまり、Ｕ相の整流波形が出力されている時は、Ｖ相とＷ相の出力電圧は０である。Ｖ相の整流波形が出力されている時は、Ｕ相とＷ相の出力電圧は０である。Ｗ相の整流波形が出力されている時は、Ｕ相とＶ相の出力電圧は０である。
スイッチング制御部５７は、Ｕ相の出力電圧に対応させてアーム回路のスイッチング素子をオンオフするＵ相制御部５７０、Ｖ相の出力電圧に対応するＶ相制御部５７１、及びＷ相の出力電圧に対応するＷ相制御部５７２を具備する。Ｕ相制御部５７０は、第１ダイオード１２からモータ６０に電流を供給可能な位相において、Ｕ相上アームのスイッチング素子２１と、例えばＷ相下アームのスイッチング素子４２とのオンタイミングの位相差を制御する。また、Ｕ相上アームとＶ相下アームとをオンオフしてもよい。
Ｖ相制御部５７１は、第３ダイオード３３からモータ６０に電流を供給可能な位相において、Ｖ相上アームのスイッチング素子２１と例えばＵ相下アームのスイッチング素子２２とのオンタイミングの位相差を制御する。また、Ｖ相上アームとＷ相下アームとをオンオフしてもよい。
Ｗ相制御部５７２は、第５ダイオード４３からモータ６０に電流を供給可能な位相において、Ｗ相上アームのスイッチング素子４１と例えばＶ相下アームのスイッチング素子３２とのオンタイミングの位相差を制御する。また、Ｗ相上アームとＵ相下アームとをオンオフしてもよい。
このように各相の整流波形の位相に対応して各アーム回路のスイッチング素子をオンオフすることで、充電時に生じる電源高周波成分を低減することができる。その結果、充電時にバッテリ７０に与えるノーマルモードノイズを低減することができる。
また、充電共用インバータ７は、モータ６０のロータが回転しないように制御することも可能である。例えば、Ｕ相制御部５７０とＶ相制御部５７１を組み合わせることで、昇圧電圧波形を相殺する制御が行えるので、充電時にロータを機械的に固定しなくてよい。
（第７実施形態）
図１４に、第７実施形態の充電共用インバータ８の構成例を示す。充電共用インバータ８は、３レベルのＰＷＭ制御が行えるインバータである。本実施形態の充電共用インバータ８は、各給電点Ａ，Ｂ，Ｃを構成するダイオードに、それぞれ並列に接続されるスイッチング素子を具備する点で、充電共用インバータ６（図１１）と異なる。
第１ダイオード１２に並列に第１スイッチング素子２０が接続される。第２ダイオード１３に並列に第２スイッチング素子９２が接続される。第３ダイオード３３に並列に第３スイッチング素子９３が接続される。第４ダイオード３４に並列に第４スイッチング素子９４が接続される。第５ダイオード４３に並列に第５スイッチング素子９５が接続される。第６ダイオード４４に並列に第６スイッチング素子９６が接続される。
第１ダイオード１２に並列に接続される第１スイッチング素子２０と、第２ダイオード１３に並列に接続される第２スイッチング素子９２とを同時に導通（オン）することで、充電共用インバータ８のＵ相に、第２コンデンサ１１の両端電圧であるＶｄｃ/２の電圧を供給することができる。他相についても同様である。
Ｖ相には、第３スイッチング素子９３と第４スイッチング素子９４とを同時に導通することでＶｄｃ/２の電位を供給することができる。また、Ｗ相にＶｄｃ/２の電位を供給するには、第５スイッチング素子９５と第６スイッチング素子９６とを同時に導通すればよい。
このように、充電共用インバータ８によればインバータの交流側に、バッテリ７０の正極の電圧（Ｖｄｃ）と負極の電圧との２つに加え、３つ目の電圧であるＶｄｃ/２を供給することができる。よって、充電共用インバータ８は３レベルのＰＷＭ制御を可能にする。
第１スイッチング素子２０、及び第２スイッチング素子９２〜第６スイッチング素子９６のオンオフの制御は、スイッチング制御部５８内の負荷制御論理部（図２に示す負荷制御論理部５１に相当）が行う。その制御方法には、従来の３レベルインバータの方法を用いることができる。
充電共用インバータ８は、３レベルの直流電圧を用いて交流波形を生成するので、より滑らかな交流波形を生成することができる。その結果、モータ６０の振動を低減させ騒音も低減させる。また、充電共用インバータ８は、充電共用インバータ６（図１１）と同様に、給電点の電位を安定化する目的の大型のリアクタンスを不要にする作用効果も奏する。
以上説明したように、実施形態によれば、以下の作用効果が得られる。
第１実施形態の充電共用インバータ１（図１）によれば、従来使用した大型のリアクタンスを用いずに給電点Ａの電位を安定化することができる。よって、充電共用インバータを小型にすることができる。
第２実施形態の充電共用インバータ２（図４）によれば、充電モードが「通流モード」の時に、第１スイッチング素子２０をオンにすることで、第１ダイオード１２の順電圧ＶＦ分の電圧降下を充電電流の経路から排除し、充電効率を向上させることができる。
第３実施形態の充電共用インバータ３（図７）によれば、第１ダイオード１２と第１スイッチング素子２０とを、一つのデバイス３０（ＮＭＯＳＦＥＴ）で構成することができる。よって、充電共用インバータ３は、充電共用インバータ２に対して小型化する効果を奏する。
第４実施形態の充電共用インバータ４，５（図８、図１０）によれば、給電点を複数具備するので、給電点が１個の充電共用インバータ１乃至３の何れかよりも、外部電源８０からバッテリ７０へ充電する充電電力を増やすことができる。なお、充電共用インバータ４に第２実施形態、又は第３実施形態を組み合わせることも可能である。
第５実施形態の充電共用インバータ６（図１１）によれば、外部電源８０から複数の相の全てに給電し、各相の下アームのスイッチング素子２２，３２，４２を短い時間幅でオンオフする。短い時間幅でオンオフすることで、３相の全てに外部電源８０から給電しても、スイッチング素子２２，３２，４２に流れる電流が短絡電流にならず、バッテリ７０の充電が可能になる。
第６実施形態の充電共用インバータ７（図１３）によれば、スイッチング制御部５７が、交流電源の各相の出力電圧に対応させてアーム回路のスイッチング素子をオンオフさせるＵ相制御部５７０、Ｖ相制御部５７１、及びＷ相制御部５７２を具備する。Ｕ相制御部５７０、Ｖ相制御部５７１、及びＷ相制御部５７２が、それぞれ独立してスイッチング素子をオンオフするので、充電時に生じる電源高周波成分を低減することができ、バッテリ７０に与えるノーマルモードノイズを低減することができる。
第７実施形態の充電共用インバータ８（図１４）によれば、上記の実施形態が奏する大型のリアクタンスを不要にする作用効果に加えて、３レベルのＰＷＭ制御を可能にする。３レベルのＰＷＭ制御は、モータ６０の振動を低減させ騒音も低減させることができる。
以上、実施例に沿って本発明の内容を説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。
例えば、第４実施形態の充電共用インバータ４の変形例として、Ｖ相とＷ相に充電共用インバータ５のみを示して説明を行ったが、Ｕ相とＷ相に給電してもよい。また、Ｖｄｃ/ｎの具体例としてＶｄｃ/２の例を示したが、ｎは２以上の整数で有ってもよい。
また、上アームのスイッチング素子２１，３１，４１、及び下アームのスイッチング素子２２，３２，４２のＮＭＯＳＦＥＴに逆並列の向きで接続されるダイオードＤ１〜Ｄ６は、上記の寄生ダイオードで有ってもよい。また、他の第１ダイオード１２〜第６ダイオード４４についても同様である。
以上説明したこの発明の実施例は、負荷制御と充電制御の両方を行う充電共用インバータに広く適用することが可能である。
１，２，３，４，５，６，７，８ 充電共用インバータ
１０ 第１コンデンサ
１１ 第２コンデンサ
１２ 第１ダイオード
１３ 第２ダイオード
２０ 第１スイッチング素子
２１ Ｕ相上アームのスイッチング素子
２２ Ｕ相下アームのスイッチング素子
３０ デバイス
３１ Ｖ相上アームのスイッチング素子
３２ Ｖ相下アームのスイッチング素子
３３ 第３ダイオード
３４ 第４ダイオード
４１ Ｗ相上アームのスイッチング素子
４２ Ｗ相下アームのスイッチング素子
４３ 第５ダイオード
４４ 第６ダイオード
５０，５４，５５，５７，５８ スイッチング制御部
６０ モータ
７０ バッテリ
８０，９０ 外部電源
従来の電気自動車やハイブリッドカーなどの電動車両は、インバータを備え、インバータでモータの駆動を制御していた。このインバータには、モータの駆動制御とバッテリの充電制御とを行う（共用する）ものがある。
デバイス３０は、ＮＭＯＳＦＥＴである。デバイス３０は、ＮＭＯＳＦＥＴ３０ａと、第１寄生ダイオード３０ｂとを具備する。第１寄生ダイオード３０ｂは、ＮＭＯＳＦＥＴの半導体構造によって必然的に具備することになるダイオードである。第１寄生ダイオード３０ｂは、第１ダイオード１２と同じように作用する。
給電点を複数具備する充電共用インバータ４，５のスイッチング制御部５４，５５は、給電しないアーム回路の下アームのスイッチング素子と、給電するアーム回路の上アームのスイッチング素子とのオンタイミングの位相差を制御してバッテリ７０を充電する。なお、Ｕ相アーム回路に給電する給電点Ａと、Ｗ相アーム回路に給電する給電点Ｃとを組み合わせた構成でも同様の作用効果を奏する。なお、給電点Ａと給電点Ｃとを組み合わせた充電共用インバータの機能構成例の表記は省略する。
各相の下アームのスイッチング素子２２，３２，４２をオフにした瞬間に、各相電圧に昇圧電圧波形（自己誘導起電力）が発生する。この各相に生じた昇圧電圧波形は、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５を介してバッテリ７０を充電する。
Ｖ相制御部５７１は、第３ダイオード３３からモータ６０に電流を供給可能な位相において、Ｖ相上アームのスイッチング素子３１と例えばＵ相下アームのスイッチング素子２２とのオンタイミングの位相差を制御する。また、Ｖ相上アームとＷ相下アームとをオンオフしてもよい。

Claims (10)

  1. バッテリの正極が接続される上アームのスイッチング素子と、前記バッテリの負極が接続される下アームのスイッチング素子とが接続するアーム回路と、
    前記正極に一端を接続する第１コンデンサと、
    前記第１コンデンサの他端と前記負極との間に接続される第２コンデンサと、
    前記上アームと前記下アームのスイッチング素子の接続点にカソード電極を接続する第１ダイオードと、
    前記第１コンデンサの他端にカソード電極を接続する第２ダイオードと
    を具備し、
    前記第１ダイオードのアノード電極と前記第２ダイオードのアノード電極とに外部電源から電力が供給されることを特徴とする充電共用インバータ。
  2. 前記第１ダイオードに並列に接続される第１スイッチング素子を具備することを特徴とする請求項１に記載の充電共用インバータ。
  3. 前記第１ダイオードと前記第１スイッチング素子とは、一つのデバイスで構成されることを特徴とする請求項２に記載の充電共用インバータ。
  4. 前記アーム回路を複数備え、
    前記第１ダイオードが接続されたアーム回路の上アームのスイッチング素子と、該アーム回路と異なるアーム回路の下アームのスイッチング素子とを、それぞれ所定周期でオンオフするスイッチング制御部を具備し、
    前記スイッチング制御部は、
    前記上アームのスイッチング素子と前記下アームのスイッチング素子とのオンタイミングの位相差を制御して前記バッテリを充電することを特徴とする請求項２又は３に記載の充電共用インバータ。
  5. 前記スイッチング制御部は、前記第１スイッチング素子もオンオフするものであって、
    前記第１スイッチング素子のオン時間よりも、前記下アームのスイッチング素子のオン時間を長くしたことを特徴とする請求項４に記載の充電共用インバータ。
  6. 前記アーム回路を複数備え、
    前記第１ダイオードが接続される相と異なるアーム回路の接続点にカソード電極を接続する第３ダイオードと、
    前記第１コンデンサの他端にカソード電極を接続する第４ダイオードと
    を具備し、
    前記第３ダイオードのアノード電極と前記第４ダイオードのアノード電極とに外部電源から電力が供給されることを特徴とする請求項１に記載の充電共用インバータ。
  7. 前記第１ダイオード及び前記第３ダイオードが接続される相と異なるアーム回路の接続点にカソード電極を接続する第５ダイオードと、
    前記第１コンデンサの他端にカソード電極を接続する第６ダイオードと
    を具備し、
    前記第５ダイオードのアノード電極と前記第６ダイオードのアノード電極とに外部電源から電力が供給されることを特徴とする請求項６に記載の充電共用インバータ。
  8. 各々のアーム回路の下アームに備わるスイッチング素子をオンオフするスイッチング制御部を具備し、
    前記スイッチング制御部は、
    各々の前記スイッチング素子に流れる電流が短絡しない時間幅のオン時間で、前記スイッチング素子をオンオフすることを特徴とする請求項７に記載の充電共用インバータ。
  9. 前記第１ダイオードのアノード電極、前記第３ダイオードのアノード電極、及び前記第５ダイオードのアノード電極のそれぞれには異なる位相の電力が供給され、
    前記アーム回路のスイッチング素子を、前記位相に対応してオンオフするスイッチング制御部を具備することを特徴とする請求項７に記載の充電共用インバータ。
  10. 前記第１ダイオードに並列に接続される第１スイッチング素子と、
    前記第２ダイオードに並列に接続される第２スイッチング素子と、
    前記第３ダイオードに並列に接続される第３スイッチング素子と、
    前記第４ダイオードに並列に接続される第４スイッチング素子と、
    前記第５ダイオードに並列に接続される第５スイッチング素子と、
    前記第６ダイオードに並列に接続される第６スイッチング素子と
    を具備することを特徴とする請求項７に記載の充電共用インバータ。
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