JP6087238B2 - 電源装置とその運転方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流と交流の間で電力変換する電源装置とその運転方法に関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池、燃料電池などの直流電源を備えたシステムが開発されている。これらのシステムにおいては、蓄電池や太陽電池、燃料電池などで発生した直流電力を交流電力に変換して負荷や商用電源に供給する電源装置が必要になる。また、商用電源から蓄電池を充電する場合には、商用電源の交流電力を直流電力に変換して蓄電池に供給する必要がある。

特許文献１には、単相三線式交流／直流双方向コンバータが開示されている。このコンバータは、単相三線式交流電源から電池への充電と、電池の放電による単相三線式交流電源への電力回生とを一つの回路で実現し、小型化、低価格化を図ることを目的としている。

他にも特許文献２及び３に、単相三線式に対応したインバータ装置が開示されている。

特開２００２−７８３５０号公報 特開２００８−２８９２１１号公報 特開平９−１４０１５７号公報

特許文献１〜３に記載された単相３線式交流電圧を出力する電源装置を用いて、商用電力系統の停電時に交流負荷をバックアップする場合、商用電力系統の停電時に速やかに電源装置から単相３線式交流電圧を出力するためには、電源装置に直流電圧を常に入力した状態で待機しておく必要がある。

しかしながら、これらの電源装置の直流入力端子間である直流ライン間には２つのコンデンサが直列接続されており、一般的にコンデンサには漏れ電流が流れる。また、直流ライン間には制御用の補助電源が接続される場合がある。したがって、直流電圧を入力した状態で電源装置が待機すると直流電力が消費され、直流電源がバッテリの場合には、バッテリが徐々に放電してしまうという課題があった。

また、直流ライン間に直列接続された２つのコンデンサの個体差により、部品ごとに漏れ電流値が異なる場合がある。単相３線式交流電圧を速やかに出力するために直列接続された２つのコンデンサの両方を充電された状態に保つためには、コンデンサ間の電圧をある程度バランスさせる必要がある。しかしながら、電圧をバランスさせるための回路を備えて動作させると損失が大きくなるという課題があった。

本発明の目的は、単相３線式交流電圧を出力して交流負荷をバックアップする待機時の損失が小さい電源装置とその運転方法を提供することである。

前記目的を達成するために本発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第２のスイッチングレッグと、第１のコンデンサと第２のコンデンサを接続したコンデンサの直列回路を直流端子間に接続した第１のコンデンサレッグと、第３のコンデンサと第４のコンデンサの直列回路を交流端子間に接続し、かつ第３、第４のコンデンサの接続点と第１、第２のコンデンサの接続点との間を中性点接続線で接続された第２のコンデンサレッグと、第１、第２のスイッチング素子の接続点と交流端子の一端との間に接続された第１のインダクタと、第３、第４のスイッチング素子の接続点と交流端子の他端との間に接続された第２のインダクタと、第１〜第４のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段とを備え、交流端子と前記第２のコンデンサレッグの接続点の間に交流電源が並列接続され、直流端子間に直流電源が並列接続された電源装置であって、制御手段は、交流電源の電力を用いて、第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧を交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電するように第１と第２のスイッチングレッグのスイッチング素子を操作することを特徴とする。

また前記目的を達成するために本発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第２のスイッチングレッグと、第１のコンデンサと第２のコンデンサを接続したコンデンサの直列回路を直流端子間に接続した第１のコンデンサレッグと、第３のコンデンサと第４のコンデンサの直列回路を交流端子間に接続し、かつ第３、第４のコンデンサの接続点と第１、第２のコンデンサの接続点との間を中性点接続線で接続された第２のコンデンサレッグと、第１、第２のスイッチング素子の接続点と交流端子の一端との間に接続された第１のインダクタと、第３、第４のスイッチング素子の接続点と交流端子の他端との間に接続された第２のインダクタと、第１〜第４のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段とを備え、交流端子と第２のコンデンサレッグの接続点の間に交流電源と負荷が並列接続され、直流端子間に直流電源が並列接続された電源装置の運転方法であって、交流電源から負荷に電力を供給する通常運転状態において、制御手段は交流電源の電力を用いて、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの電圧を交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電するように第１と第２のスイッチングレッグのスイッチング素子を操作することを特徴とする。

本発明によれば、待機時の損失が小さく、単相３線式交流電圧を出力して交流負荷をバックアップする電源装置とその運転方法を提供することができる。

本発明の電源装置の回路構成図。 バッテリ充電モード（Ｂ）の回路動作を説明する図。 コンデンサ充電モード（Ｃ）における正半波での回路動作を説明する図。 コンデンサ充電モード（Ｃ）における負半波での回路動作を説明する図。 コンデンサ充電モード（Ｃ）における各部信号の変化を示す図。 コンデンサ充電モード（Ｃ）における制御装置の回路構成例を示す図。 交流電源２停電時のバッテリ給電モード（Ｄ）における制御装置の回路構成例を示す図。 コンデンサ充電モード（Ｃ）における他の運転態様の時の各部信号の変化を示す図。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例に係る電源装置の回路構成図である。この電源装置１００は、直流端子１４、１５に接続される直流ラインと、交流端子１１〜１３に接続される交流ラインとの間で電力を授受する。直流端子１４、１５には、コンバータ８を介してバッテリ７が接続され、コンバータ１０を介して太陽電池９が接続されている。交流端子１１〜１３には、リレー接点ＲＹ１を介して交流電源２が接続され、リレー接点ＲＹ２を介して交流負荷３〜５が接続されている。

交流電源２は単相３線式であり、１００Ｖ系を２系統と、２００Ｖ系を１系統とを供給可能である。なお、１００Ｖ系の電圧としては８５Ｖ〜１３２Ｖ程度が、２００Ｖ系の電圧としては１７０Ｖ〜２６５Ｖ程度の電圧が広く用いられている。本実施例では、交流負荷３、４としては１００Ｖ系の負荷を想定し、交流負荷５としては２００Ｖ系の負荷を想定している。

この電源装置１００は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をノードＮｄ１で直列接続した第１のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をノードＮｄ２で直列接続した第２のスイッチングレッグと、コンデンサＣ１、Ｃ２をノードＮｄ３で直列接続した第１のコンデンサレッグと、コンデンサＣ３、Ｃ４をノードＮｄ４で直列接続した第２のコンデンサレッグと、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をノードＮｄ５で直列接続した第３のスイッチングレッグとを備えている。

これらの第１〜第３のスイッチングレッグと、第１のコンデンサレッグは並列に接続されている。コンデンサＣ１、Ｃ２は、コンデンサＣ１の負極とコンデンサＣ２の正極が接続されている。第２のコンデンサレッグの一端（コンデンサＣ３）とノードＮｄ１との間にはインダクタＬ１が接続され、第２のコンデンサレッグの他端（コンデンサＣ４）とノードＮｄ２との間にはインダクタＬ２が接続され、ノードＮｄ３とノードＮｄ５との間にはインダクタＬ３が接続されている。また、ノードＮｄ３とノードＮｄ４は、中性点接続線ＬＮで接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。但し、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができるので、ダイオードＤ１〜Ｄ６は省略可能となる。

コンデンサＣ１の正極を直流端子１４に接続し、コンデンサＣ２の負極を直流端子１５に接続する。コンデンサＣ１の電圧Ｖ１はコンデンサＣ１の正極を正とし、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２はコンデンサＣ２の正極を正とする。

インダクタＬ１とコンデンサＣ３との接続点を交流端子１１とし、インダクタＬ２とコンデンサＣ４との接続点を交流端子１２とし、コンデンサＣ３、Ｃ４の接続点を交流端子１３とする。交流端子１１−１３間すなわちコンデンサＣ３の両端間をａ相とし、交流端子１３−１２間すなわちコンデンサＣ４の両端間をｂ相とし、交流端子１１−１２間すなわち第２のコンデンサレッグの両端間をａｂ相とする。また、交流端子１３に対する交流端子１１の電圧をａ相電圧Ｖａと定義し、交流端子１２に対する交流端子１３の電圧をｂ相電圧Ｖｂと定義し、交流端子１２に対する交流端子１１の電圧をａｂ相電圧Ｖａｂと定義し、これらａ相電圧Ｖａ、ｂ相電圧Ｖｂ、ａｂ相電圧Ｖａｂを相電圧と総称する。

中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎは、ノードＮｄ３からノードＮｄ４に流れる向きを正とし、インダクタＬ１の電流Ｉａは、交流端子１１からインダクタＬ１に流れる向きを正とし、インダクタＬ２の電流Ｉｂは、インダクタＬ２から交流端子１２に流れる向きを正とする。

バッテリ７は、コンバータ８を介して第１のコンデンサレッグに並列接続され、太陽電池９は、コンバータ１０を介して第１のコンデンサレッグに並列接続されている。交流端子１１〜１３には、リレー接点ＲＹ１を介して、交流端子１３が単相３線式の中性線に接続されるように交流電源２が接続されている。また、交流負荷３、４、５は、リレー接点ＲＹ２を介して、それぞれａ相、ｂ相、ａｂ相に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、リレー接点ＲＹ１、ＲＹ２は、制御装置１によってオンオフを制御される。直流端子１４、１５間には、制御装置１に電力を供給する補助電源６が接続されている。

コンデンサＣ１、Ｃ２は、直流端子１４、１５間の電圧を分圧し、Ｎｄ３に直流端子１４、１５間の電圧の中間的な電圧を生成している。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、インダクタＬ３は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を制御することで、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧分担をバランスさせるものである。本実施例では直流電源としてコンバータ８、１０を第１のコンデンサレッグに並列接続したが、コンデンサＣ１、Ｃ２の片方または両方に並列接続してもよい。

以上説明のように構成された図１の電源装置１００は、以下のように運用される。この運用では、交流電源２から交流負荷３−５に給電する商用給電モード（Ａ）、商用給電モード時にバッテリ７が満充電状態でないときのバッテリ充電モード（Ｂ）、商用給電モード時にバッテリ充電完了後のコンデンサ充電モード（Ｃ）、交流電源２停電時のバッテリ給電モード（Ｄ）を経て、交流電源２回復後に再度商用給電モード（Ａ）に至る。

本発明は、上記一連の処理において商用給電モード時にバッテリ充電完了後のコンデンサ充電モードを行うことに特徴を有しているが、以下の説明では、上記運用手順に従い順次説明する。

商用給電モード（Ａ）
商用給電モードでは，図１においてリレー接点ＲＹ１，ＲＹ２をオン状態にして，交流電源２の電力を交流負荷３〜５に供給する。

商用給電モード時にバッテリ７が満充電状態でないときのバッテリ充電モード（Ｂ）
商用給電モード時にバッテリ７が満充電状態でない場合には，交流電源２の電力を直流に変換して直流端子１４，１５に出力し，コンバータ８を動作させてバッテリ７を充電する。この場合にバッテリ７の電源はコンデンサＣ１，Ｃ２であるので、ここでは交流電源２からコンデンサＣ１，Ｃ２を充電する充電動作について説明する。充電動作は、ＡＣ１００／２００Ｖを入力として、コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。

図２を用いて、コンデンサＣ３、Ｃ４から、コンデンサＣ１、Ｃ２へ電力供給し、ａ相とｂ相の両方からＡＣ１００Ｖを入力し、かつこれによりａｂ相からＡＣ２００Ｖを入力する充電動作を説明する。但しここでは交流電圧が正の半周期についてのみ説明している。

この充電動作では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を以下のように動作させる。スイッチング動作は、第１のスイッチングレッグＳＬ１の負端子側スイッチング素子Ｑ２と第２のスイッチングレッグＳＬ２の正端子側スイッチング素子Ｑ３をオン状態とし、他をオフ状態とするモードＢ１と、第１のスイッチングレッグＳＬ１の正端子側スイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチングレッグＳＬ２の負端子側スイッチング素子Ｑ４をオン状態とし、他をオフ状態とするモードＢ２とを交互に実行する。図２左がモードＢ１、図２右がモードＢ２での回路構成、電流方向などを示している。

モードＢ１では、スイッチング素子Ｑ２がオン状態であり、コンデンサＣ３の電圧が、コンデンサＣ２を介してインダクタＬ１に印加される。また、スイッチング素子Ｑ３がオン状態であり、コンデンサＣ４の電圧が、コンデンサＣ１を介してインダクタＬ２に印加される。コンデンサＣ３、Ｃ４のエネルギーが、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積される。

モードＢ２においてスイッチング素子Ｑ２をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ２を流れていたインダクタＬ１の電流は、ダイオードＤ１に転流し、コンデンサＣ１に供給される。このとき、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする。また、スイッチング素子Ｑ３をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ３を流れていたインダクタＬ２の電流は、ダイオードＤ４に転流し、コンデンサＣ２に供給される。このとき、スイッチング素子Ｑ４をターンオンする。インダクタＬ１、Ｌ２の電流は時間経過とともに減少していく。

以上のモードＢ１とモードＢ２の間の切り替え動作が継続して実行されることにより、コンデンサＣ３、Ｃ４から、コンデンサＣ１、Ｃ２へ電力供給する。なお、コンバータ８を動作させてバッテリ７を充電する動作については、ここでの説明を省略する。このときａ相とｂ相の両方にＡＣ１００Ｖが印加されており、かつａｂ相にＡＣ２００Ｖが印加されている。

商用給電モード時にバッテリ充電完了後のコンデンサ充電モード（Ｃ）
バッテリ７の充電が完了したら，交流電源２の停電等に備えて，交流電源２の電力を用いてコンデンサＣ１，Ｃ２を充電しておく。この充電モードは、交流電源２の停止直後にバッテリ給電モードに速やかに移行できるようにするために行われる。

交流負荷３〜５を無停電化するためには、この商用給電モードからバッテリ給電モードへの切替え時に、電源装置１００から交流電圧を速やかに出力する必要がある。しかしながら、この電源装置１００は、ａ相電圧Ｖａ、ｂ相電圧Ｖｂとして、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧以下の電圧しか出力できない。したがって、商用給電モードの待機時において、コンデンサＣ１、Ｃ２を、出力するａ相電圧Ｖａ、ｂ相電圧Ｖｂの波高値よりも高い電圧に充電しておく必要がある。この状態がコンデンサ充電モード（Ｃ）である。本発明は、このコンデンサ充電モード（Ｃ）に特徴がある。

ところで、コンデンサＣ１、Ｃ２を、出力するａ相電圧Ｖａ、ｂ相電圧Ｖｂの波高値よりも高い電圧に充電しておくための電源として、バッテリ７が利用可能である。しかしながら、コンデンサＣ１、Ｃ２の漏れ電流や、補助電源６により電力が消費されるため、コンバータ８を介してバッテリ７からコンデンサＣ１、Ｃ２を充電しながら待機すると、バッテリ７が徐々に放電してしまう。

また、個体差によりコンデンサＣ１とＣ２の漏れ電流値が異なる場合には、両コンデンサ間の電圧がアンバランスになる場合がある。しかしながら、この電圧をバランスさせるためにスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を動作させると、コンデンサＣ１、Ｃ２を待機充電するために必要な電力は比較的小さいにも関わらず、損失が大きくなってしまう。

そこで本実施例の電源装置１００では、商用給電モードの待機時において、交流電源２の電力を用いて、ａ相電圧Ｖａ、ｂ相電圧Ｖｂの波高値よりも高い電圧にコンデンサＣ１、Ｃ２を充電しておく。これにより、バッテリ７を放電することなくコンデンサＣ１、Ｃ２の充電状態を維持し、停電等の系統異常時に交流電圧を速やかに出力して交流負荷３〜５をバックアップすることができる。

さらに、この電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうち、スイッチング素子Ｑ１とＱ２のみ動作させ、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を停止させて、コンデンサＣ１とＣ２の電圧をバランスさせつつ充電する。これにより、スイッチング動作させるスイッチング素子数が２つと少なく、コンデンサＣ１とＣ２の電圧をバランスさせるためのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６も動作させる必要がないため、スイッチング損失やインダクタＬ３の鉄損を低減することができる。

以下、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することにより、コンデンサＣ３の両端に接続された交流電源２のａ相から電力を入力し、コンデンサＣ１とＣ２の電圧をバランスさせつつ充電する動作を説明する。なお、コンデンサＣ４の両端に接続された交流電源２のｂ相から電力を入力する場合には、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を制御すればよい。ここでは、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６はオフ状態に固定する。

コンデンサ充電モード（Ｃ）では、交流電源２の電圧が交流の正の半周期と負の半周期で異なる動作を行う。それぞれの動作を図３、図４で説明する。

まず図３を用いて、交流電源２の電圧が交流の正の半周期、すなわちａ相電圧Ｖａが正の期間における回路動作を説明する。図３においてＣ１１、Ｃ１２は、それぞれ下アーム導通モードＣ１１、上アーム導通モードＣ１２における回路動作を示す。なおこの動作は、第１のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）を用いて実行しているが、これは第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）を用いて行ってもよい。但し、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）を用いたときには、ｂ相から電力を入力する動作になる。

下アーム導通モードＣ１１：
第１のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ２がオン状態、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であり、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）はいずれもオフ状態とされている。この場合、コンデンサＣ３−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ２−中性点接続線ＬＮ−コンデンサＣ３に至る回路が形成される。このときａ相電圧ＶａがコンデンサＣ２を介してインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１の電流Ｉａが増加していく。

上アーム導通モードＣ１２：
第１のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ１がオン状態、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態であり、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）はいずれもオフ状態とされている。この場合、コンデンサＣ３−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ１−中性点接続線ＬＮ−コンデンサＣ３に至る回路が形成される。なお、この回路を形成する過渡状態においては、まずスイッチング素子Ｑ２をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ２を流れていたインダクタＬ１の電流はスイッチング素子Ｑ１と並列に設置されたダイオードＤ１に転流し、コンデンサＣ１に流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする。インダクタＬ１の電流Ｉａは減少していく。

その後、スイッチング素子Ｑ１をターンオフし、スイッチング素子Ｑ２をターンオンすると、モードＣ１１へ戻る。モードＣ１１とモードＣ１２の切り替えは、制御装置１の出力により繰り返し実行される。なお、制御装置１内では電圧指令信号と例えば三角波を用いたＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の点弧時点及び点弧期間を制御している。

次に図４を用いて、交流電源２の電圧が交流の負の半周期、すなわちａ相電圧Ｖａが負の期間における回路動作を説明する。図４においてＣ２１、Ｃ２２は、それぞれ上アーム導通モードＣ２１、下アーム導通モードＣ２２における回路動作を示す。なおこの動作は、第１のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）を用いて実行しているが、これは第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）を用いて行ってもよい。但し、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）を用いたときには、ｂ相から電力を入力する動作になる。

上アーム導通モードＣ２１：
第１のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ１がオン状態、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態であり、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）はいずれもオフ状態とされている。この場合、コンデンサＣ３−中性点接続線ＬＮ−コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−インダクタＬ１−コンデンサＣ３に至る回路が形成される。このときａ相電圧ＶａがコンデンサＣ１を介してインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１の電流Ｉａが負の方向に増加していく。

下アーム導通モードＣ２２：
第１のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｑ２がオン状態、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であり、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）はいずれもオフ状態とされている。この場合、コンデンサＣ３−中性点接続線ＬＮ−コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ２−インダクタＬ１−コンデンサＣ３に至る回路が形成される。なお、この回路を形成する過渡状態においては、まずスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ１を流れていたインダクタＬ１の電流はスイッチング素子Ｑ２と並列に設置されたダイオードＤ２に転流し、コンデンサＣ２に流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２をターンオンする。インダクタＬ１の電流Ｉａは正の方向に減少していく。

その後、スイッチング素子Ｑ２をターンオフし、スイッチング素子Ｑ１をターンオンすると、モードＣ２１へ戻る。モードＣ２１とモードＣ２２の切り替えも、制御装置１の出力により繰り返し実行される。

以上の動作においては、第２のスイッチングレッグ（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）をオフ状態に固定しており、インダクタＬ２の電流Ｉｂは流れないため、中性点接続線ＬＮの電流ＩｎはインダクタＬ１の電流Ｉａと等しくなる。上記制御によれば、モードＣ１１の期間の長さとモードＣ１２の期間の長さとの比率を調整して中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎが正の方向に流れるときの電流値を制御し、モードＣ２１の期間の長さとモードＣ２２の期間の長さとの比率を調整して中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎが負の方向に流れるときの電流値を制御することができる。

図５は、コンデンサ充電モード（Ｃ）における各部信号の変化を示している。ここでは、交流端子電圧Ｖａ、Ｖｂ、インダクタＬ１、Ｌ２の電流Ｉａ、Ｉｂ，中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖ１，Ｖ２の時間変化を示している。但し、時刻ｔ１以前の状態においてコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖ１，Ｖ２が相違する電圧値となっているとする。また、交流端子電圧Ｖａ、Ｖｂの正の半波の期間ではモードＣ１１，Ｃ１２の繰り返し制御が実行され、交流端子電圧Ｖａ、Ｖｂの負の半波の期間ではモードＣ２１，Ｃ２２の繰り返し制御が実行されているものとする。

図５を用いて、本実施例の電源装置の動作シーケンスを説明する。ａ相電圧ＶａとインダクタＬ１の電流Ｉａの位相が近くなると、交流電源２のａ相から電力が入力される。ここでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のみスイッチング動作させ、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオフ状態に固定しているため、中性点接続線ＬＮの電流ＩｎはインダクタＬ１の電流Ｉａと等しくなる。

係る状態においてコンデンサＣ１の電圧Ｖ１がコンデンサＣ２の電圧Ｖ２より低い場合（時刻ｔ１以前の状態）には、時刻ｔ１以降に中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎの正の波高値Ｉｎｐを負の波高値Ｉｎｎより大きくし、コンデンサＣ１の充電電流量を増加させる。一方、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２がコンデンサＣ１の電圧Ｖ１より低い場合には、中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎの負の波高値Ｉｎｎを正の波高値Ｉｎｐより大きくし、コンデンサＣ２の充電電流量を増加させる。この電圧バランス制御により、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２との差を減少し、両コンデンサの電圧Ｖ１とＶ２をバランスさせることができる。

図５においては、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１がコンデンサＣ２の電圧Ｖ２より低いが、時刻ｔ１において電圧バランス制御を有効にすると、中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎの正の波高値が負の波高値より大きくなり、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２との差が減少している。

なお、図５において、実際には、インダクタＬ１の電流Ｉａ、中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎ、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２には、リプルが重畳する場合がある。また、制御装置１は力率改善制御を備えているが、実際には制御遅れ等によりａ相電圧ＶａとインダクタＬ１の電流Ｉａの向きが逆になる期間が生じる場合がある。

また、本実施例においては、直流端子１４、１５間にコンバータ８を介してバッテリ７を接続したが、直流端子１４、１５間にバッテリを直接接続して比較的小さい電流で充電する場合にも本発明を適用できる。

図６にはコンデンサ充電モード（Ｃ）における制御装置１の回路構成例を示している。ここでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２のバランス制御および、電圧Ｖ１、Ｖ２を交流電圧Ｖａ以上に維持する機能を達成する。なおこの機能は、この回路構成以外でも実現が可能であり、ここにはその一例を示している。コンデンサ充電モード（Ｃ）における制御装置１は、例えば電圧制御部２１、力率改善制御部２２、バランス制御部２３、電流制御部２４により構成される。

このうち電圧制御部２１では，コンデンサＣ１とＣ２の合計電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が電圧目標値Ｖｒｅｆになるように制御信号Ｉｒｅｆ１を与える。つまり，合計電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が電圧目標値Ｖｒｅｆより低い場合は制御信号Ｉｒｅｆ１を増加させ，合計電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が電圧目標値Ｖｒｅｆより高い場合は制御信号Ｉｒｅｆ１を減少させる。なお本発明において電圧目標値Ｖｒｅｆは，交流電圧Ｖａの波高値と交流電圧Ｖｂの波高値の合計電圧よりも高い値に設定しておく。これにより商用電源停止直後に、電源装置１００からの給電を速やかに実現できる。

力率改善制御部２２は，振幅が制御信号Ｉｒｅｆ１に比例し，位相が交流電圧Ｖａと等しくなるようにした正弦波状の制御信号Ｉｒｅｆ２を生成する。

バランス制御部２３は，コンデンサ電圧Ｖ１とＶ２が等しくなるように，Ｖ１がＶ２より低い場合は，正の波高値Ｉｎｐを負の波高値Ｉｎｎより高くした電流目標値Ｉｒｅｆ３を生成し，Ｖ２がＶ１より低い場合は，負の波高値Ｉｎｎを正の波高値Ｉｎｐより高くした電流目標値Ｉｒｅｆ３を生成する。

電流制御部２４は，インダクタＬ１の電流Ｉａが電流目標値Ｉｒｅｆ３になるように，インダクタＬ１の電流Ｉａが電流目標値Ｉｒｅｆ３より小さい場合は点弧信号ｄｕｔｙを増加させ，インダクタＬ１の電流Ｉａが電流目標値Ｉｒｅｆ３より大きい場合は点弧信号ｄｕｔｙを減少させる。

交流電圧Ｖａが正の期間においては，点弧信号ｄｕｔｙの増加により，モードＣ１１の期間を増加させ，モードＣ１２の期間を減少させるようにする。交流電圧Ｖａが負の期間においては，点弧信号ｄｕｔｙの増加により，モードＣ２２の期間を増加させ，モードＣ２１の期間を減少させるようにする。

交流電源２停電時のバッテリ給電モード（Ｄ）
交流電源２の停電等の系統異常を検知すると，リレー接点ＲＹ１をオフしてバッテリ給電モードに移行し，直流端子１４，１５に入力した直流電力を交流に変換して交流負荷３〜５に供給する。放電動作として、ＡＣ１００Ｖ／ＡＣ２００Ｖを出力するための動作を、図７を用いて説明する。ここでは、コンデンサＣ１、Ｃ２から、コンデンサＣ３、Ｃ４へ電力供給し、ａ相とｂ相の両方にＡＣ１００Ｖを出力し、かつこれによりａｂ相にＡＣ２００Ｖを出力する放電動作を説明する。但しここでは交流電圧が正の半周期についてのみ説明している。

この放電動作では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を以下のように動作させる。スイッチング動作は、第１のスイッチングレッグＳＬ１の正端子側スイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチングレッグＳＬ２の負端子側スイッチング素子Ｑ４をオン状態とし、他をオフ状態とするモードＤ１と、第１のスイッチングレッグＳＬ１の負端子側スイッチング素子Ｑ２と第２のスイッチングレッグＳＬ２の正端子側スイッチング素子Ｑ３をオン状態とし、他をオフ状態とするモードＤ２を交互に実行する。図７左がモードＤ１、図７右がモードＤ２での回路構成、電流方向などを示している。

モードＤ１では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態であり、コンデンサＣ１の電圧が、インダクタＬ１、コンデンサＣ３に印加される。また、スイッチング素子Ｑ４がオン状態であり、コンデンサＣ２の電圧が、インダクタＬ２、コンデンサＣ４に印加される。インダクタＬ１、Ｌ２の電流は時間経過とともに増加していき、この電流はコンデンサＣ３、Ｃ４に供給される。

モードＤ１からモードＤ２に移り、スイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ１を流れていたインダクタＬ１の電流は、ダイオードＤ２に転流し、コンデンサＣ２を介して還流する。このとき、スイッチング素子Ｑ２をターンオンする。

また、スイッチング素子Ｑ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｑ４を流れていたインダクタＬ２の電流は、ダイオードＤ３に転流し、コンデンサＣ１を介して還流する。このとき、スイッチング素子Ｑ３をターンオンする。インダクタＬ１、Ｌ２の電流は時間の経過とともに減少していき、この電流はコンデンサＣ３、Ｃ４に供給される。

その後、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をターンオフし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオンすると、モードＤ１へ戻る。

以上のモードＤ１とモードＤ２の間の切り替え動作が継続して実行されることにより、コンデンサＣ１、Ｃ２から、コンデンサＣ３、Ｃ４へ電力供給し、ａ相とｂ相の両方にＡＣ１００Ｖを出力し、かつこれによりａｂ相にＡＣ２００Ｖを出力することができる。

なお図１の回路構成によれば、上記の運用以外に以下の運転態様とすることが可能であり、必要に応じて適宜実行できる。この場合に、運転モードは、電力の変換方向による２つのモード（ＤＣ−ＡＣモード、ＡＣ−ＤＣモード）に分けて把握することができる。さらにＤＣ−ＡＣモードは、電力供給されるＡＣ側の回路により、ＤＣ−ＡＣモード１とＤＣ−ＡＣモード２にわけることができる。

ＤＣ−ＡＣモードのうち、直流端子１４、１５間に入力した直流電力を交流に変換して交流電源２に供給するＤＣ−ＡＣモード１の場合には、リレー接点ＲＹ１をオン状態にして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御してインダクタＬ１に電流Ｉａを流し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を制御してインダクタＬ２に電流Ｉｂを流す。

ＤＣ−ＡＣモードのうち、直流端子１４、１５に入力した直流電力を交流に変換して交流負荷３〜５に供給するＤＣ−ＡＣモード２の場合には、リレー接点ＲＹ１をオフ状態、リレー接点ＲＹ２をオン状態にして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御してａ相電圧Ｖａを生成し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を制御してｂ相電圧Ｖｂを生成する。

交流端子１１〜１３に入力した交流電源２の電力を直流に変換して直流端子１４、１５間に出力するＡＣ−ＤＣモードの場合には、リレー接点ＲＹ１をオン状態にして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御してインダクタＬ１に電流Ｉａを流し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を制御してインダクタＬ２に電流Ｉｂを流し、交流電源２から入力する電流を正弦波状に制御して力率が高くなるようにする。制御装置１は、この力率改善制御機能を備える。

さらに本発明では、電源装置１００の構成は図１のままで、図８のように運用することが可能である。図８では、交流端子電圧Ｖａ、Ｖｂ、インダクタＬ１、Ｌ２の電流Ｉａ、Ｉｂ，中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖ１，Ｖ２の時間変化を示している。

図８に図示した動作シーケンスでは、コンデンサ充電モード（Ｃ）における損失をさらに低減するために、間欠制御を実施して起動と停止を繰り返すことにより休止期間を設ける。ここでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の両方がしきい値Ｖｔｈ１以上の場合にスイッチング動作を停止し、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の少なくとも一方がしきい値Ｖｔｈ２以下の場合にスイッチング動作を再開する。

図８において、期間Ｔ１には、補助電源６による電力消費や、コンデンサＣ１、Ｃ２の漏れ電流により、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２が徐々に低下している。コンデンサＣ１の静電容量がコンデンサＣ２の静電容量より小さい場合や、コンデンサＣ１の漏れ電流がコンデンサＣ２の漏れ電流より大きい場合には、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１がコンデンサＣ２の電圧Ｖ２より速く低下していく。

コンデンサＣ１の電圧Ｖ１がしきい値Ｖｔｈ２に達すると、スイッチング動作を再開して期間Ｔ２の状態になる。コンデンサＣ１、Ｃ２は充電され、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は上昇していく。このとき、図５に示した動作シーケンスと同様に、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１がコンデンサＣ２の電圧Ｖ２より低いため、中性点接続線ＬＮの電流Ｉｎの正の波高値が負の波高値より大きくし、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２との差が減少していく。

コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の両方がしきい値Ｖｔｈ１以上になると、スイッチング動作を停止して期間Ｔ１の状態に戻る。

以上、本発明の実施例を説明した。これらの実施例では、交流電圧を速やかに出力するためにコンデンサＣ１、Ｃ２を待機充電したが、本発明の動作方法は、バッテリ７を比較的小さい電流で充電する場合にも適用しても、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を停止することにより損失を低減するメリットが得られる。このように本発明は、単相３線式交流ラインと直流ラインとの間で双方向に電力変換する電源装置に広く適用可能である。

Ｑ１〜Ｑ６：スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６：ダイオード
Ｃ１〜Ｃ４：コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３：インダクタ
Ｎｄ１〜Ｎｄ５：ノード
ＬＮ：中性点接続線
ＲＹ１、ＲＹ２：リレー
１：制御装置
２：交流電源
３〜５：交流負荷
６：補助電源
７：バッテリ
８、１０：コンバータ
９：太陽電池
１１〜１３：交流端子
１４、１５：直流端子

Claims (12)

1. 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の直列回路を前記直流端子間に接続した第２のスイッチングレッグと、第１のコンデンサと第２のコンデンサを接続したコンデンサの直列回路を前記直流端子間に接続した第１のコンデンサレッグと、第３のコンデンサと第４のコンデンサの直列回路を交流端子間に接続し、かつ前記第３、第４のコンデンサの接続点と前記第１、第２のコンデンサの接続点との間を中性点接続線で接続された第２のコンデンサレッグと、前記第１、第２のスイッチング素子の接続点と前記交流端子の一端との間に接続された第１のインダクタと、前記第３、第４のスイッチング素子の接続点と前記交流端子の他端との間に接続された第２のインダクタと、前記第１〜第４のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段とを備え、前記交流端子と前記第２のコンデンサレッグの接続点の間に交流電源と負荷が並列接続され、前記直流端子間に直流電源が並列接続された電源装置であって、
   前記制御手段は、前記交流電源の電力を用いて、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧を前記交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電するように前記第１と第２のスイッチングレッグのスイッチング素子を操作するとともに、
   前記制御手段は、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧より低い場合には、前記第１、第２のコンデンサの接続点から前記第３、第４のコンデンサの接続点へ向かう前記中性点接続線の電流を増加させ、前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧より低い場合には、前記第３、第４のコンデンサの接続点から前記第１、第２のコンデンサの接続点へ向かう前記中性点接続線の電流を増加させる電圧バランス制御機能を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記中性点接続線の電流は、前記第１、第２のコンデンサの接続点から前記第３、第４のコンデンサの接続点へ向かう向きを正とし、前記制御手段は、前記電圧バランス制御機能において、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧より低い場合には、前記中性点接続線の電流の正の波高値を負の波高値より大きくし、前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧より低い場合には、前記中性点接続線の電流の負の波高値を正の波高値より大きくすることを特徴とする電源装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電源装置であって、
   前記制御手段は、前記電圧バランス制御機能において、前記第１、第２のコンデンサの電圧がともに第１のしきい値より高い場合に、前記第１〜第４のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記第１、第２のコンデンサのうち少なくとも一方の電圧が第２のしきい値より低い場合に、停止させた前記第１〜第４のスイッチング素子のスイッチング動作を再開させることを特徴とする電源装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   前記直流端子間に第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、前記第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子の接続点と前記第１、第２のコンデンサの接続点との間に接続された第３のインダクタとを備え、
   前記制御手段は、前記電圧バランス制御機能において、前記第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする電源装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   前記制御手段は、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧と設定電圧を比較して前記スイッチング素子を操作する機能を備えており、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサを前記交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電するために、前記第２のスイッチングレッグの第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子をオフ状態とした上で、前記第１のスイッチングレッグの第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を交互にオン状態とするとともに、前記設定電圧は前記交流電源の電圧波高値より高い電圧に定められていることを特徴とする電源装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   前記制御手段は、前記交流電源から入力した電流を正弦波状に制御する力率改善制御機能を備えたことを特徴とする電源装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   スイッチングレッグを構成するスイッチング素子は、そのそれぞれに逆並列接続されたダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   前記制御手段は、前記直流電源の電力を前記交流電源に供給するＤＣ−ＡＣモード１を備えたことを特徴とする電源装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電源装置であって、
   前記第２のコンデンサレッグの両端と前記第３、第４のコンデンサの接続点とを交流端子とし、前記交流端子と前記交流電源との間にリレー接点を備え、
   前記制御手段は、前記リレー接点を遮断して前記直流電源の電力を前記交流端子に接続された交流負荷に供給するＤＣ−ＡＣモード２を備えたことを特徴とする電源装置。
10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源装置であって、
    前記直流電源としてＤＣ−ＤＣコンバータを介して二次電池を接続したことを特徴とする電源装置。
11. 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を直流端子間に接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子の直列回路を前記直流端子間に接続した第２のスイッチングレッグと、第１のコンデンサと第２のコンデンサを接続したコンデンサの直列回路を前記直流端子間に接続した第１のコンデンサレッグと、第３のコンデンサと第４のコンデンサの直列回路を交流端子間に接続し、かつ前記第３、第４のコンデンサの接続点と前記第１、第２のコンデンサの接続点との間を中性点接続線で接続された第２のコンデンサレッグと、前記第１、第２のスイッチング素子の接続点と前記交流端子の一端との間に接続された第１のインダクタと、前記第３、第４のスイッチング素子の接続点と前記交流端子の他端との間に接続された第２のインダクタと、前記第１〜第４のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段とを備え、前記交流端子と前記第２のコンデンサレッグの接続点の間に交流電源と負荷が並列接続され、前記直流端子間に直流電源が並列接続された電源装置の運転方法であって、
    前記交流電源から前記負荷に電力を供給する通常運転状態において、前記制御手段は前記交流電源の電力を用いて、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧を前記交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電するように前記第１と第２のスイッチングレッグのスイッチング素子を操作するとともに、
    前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧より低い場合には、前記第１、第２のコンデンサの接続点から前記第３、第４のコンデンサの接続点へ向かう前記中性点接続線の電流を増加させ、前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧より低い場合には、前記第３、第４のコンデンサの接続点から前記第１、第２のコンデンサの接続点へ向かう前記中性点接続線の電流を増加させることを特徴とする電源装置の運転方法。
12. 請求項１１記載の電源装置の運転方法であって、
    前記制御手段は、前記交流電源の異常により前記交流電源から前記負荷に電力を供給できなくなった状態において、前記交流電源の電圧波高値より高い電圧に充電されたコンデンサ電圧とする電力供給を開始することを特徴とする電源装置の運転方法。

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