WO2013145248A1 - 電源装置 - Google Patents

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定安 李
雅博 木下
信幸 永井
和法 真田
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • Patent Document 1 discloses a power converter for maintaining electromagnetic wave characteristics while maintaining waveform characteristics equivalent to those of a conventional three-phase modulation method in a low speed region of a motor.
  • this power conversion device three triangular wave carriers respectively corresponding to the three phases are generated independently of each other. Further, a phase difference is provided between the three triangular wave carriers. For example, the frequency of one triangular wave carrier is temporarily made higher than the frequency of the other triangular wave carrier.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of converter 3 and inverter 4 shown in FIG. 1. It is the figure which showed schematically the structure of the main circuit of the uninterruptible power supply 100. It is the figure which showed typically the state where only a converter is used. It is the figure which showed the state where only an inverter is used. It is a functional block diagram explaining an example of the structure for controlling an inverter.
  • FIG. 7 is a functional block diagram of the PWM circuit shown in FIG. 6. It is a functional block diagram explaining an example of the structure for controlling a converter.
  • FIG. 9 is a functional block diagram of the PWM circuit shown in FIG. 8.
  • the input filter 2 prevents harmonics from flowing into the commercial AC power source 1.
  • the input filter 2 is a three-phase LC filter circuit composed of a capacitor 11 (capacitors 11R, 11S, 11T) and a reactor 12 (reactors 12R, 12S, 12T).
  • the converter 3 converts the three-phase AC power supplied from the commercial AC power source 1 via the input filter 2 into DC power, and supplies the DC power to the inverter 4 via the DC positive side line 13 and the DC negative side line 14.
  • Inverter 4 converts the DC power from converter 3 into three-phase AC power.
  • the converter 3 and the inverter 4 are connected via a DC positive side line 13 and a DC negative side line 14.
  • the storage battery 8 is connected between the DC positive side line 13 and the DC negative side line 14. In this embodiment, the storage battery 8 is installed outside the uninterruptible power supply 100. The storage battery 8 may be built in the uninterruptible power supply 100.
  • the voltage sensor 25 detects the voltage Vu of the U-phase line, the voltage Vv of the V-phase line, and the voltage Vw of the W-phase line, and outputs a three-phase voltage signal indicating the voltages Vu, Vv, and Vw to the control device 10.
  • the current sensor 24 includes current sensors 24U, 24V, and 24W.
  • Current sensor 24U detects current Iu of U-phase line UL.
  • Current sensor 24V detects current Iv of V-phase line VL.
  • Current sensor 24W detects current Iw of W-phase line WL.
  • the current sensor 24 outputs a three-phase current signal indicating the voltages Iu, Iv, and Iw to the control device 10.
  • the inverter 4 includes a U-phase arm 4U, a V-phase arm 4V, and a W-phase arm 4W.
  • U-phase arm 4U includes IGBT elements Q1U and Q2U and diodes D1U and D2U.
  • V-phase arm 4V includes IGBT elements Q1V and Q2V and diodes D1V and D2V.
  • W-phase arm 4W includes IGBT elements Q1W and Q2W and diodes D1W and D2W.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing the configuration of the main circuit of uninterruptible power supply 100.
  • commercial AC power supply 1 supplies a three-phase AC voltage and a potential of ground line 27.
  • the three-phase AC voltage from the commercial AC power source 1 is supplied to the converter 3 via the filter 2.
  • Converter 3 converts a three-phase AC voltage into a DC voltage.
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing a state where only the inverter is used.
  • converter 3 cannot receive AC power from commercial AC power supply 1 due to a power failure, for example. In this case, the converter 3 stops.
  • DC power is supplied from the storage battery 8 to the inverter 4.
  • the inverter 4 converts DC power into AC power according to PWM control.
  • the voltage command value Vu * is an output of the adder 44U.
  • the voltage command value Vv * is the output of the adder 44V.
  • the voltage command value Vw * is an output of the adder 44W.
  • Comparator 52U compares voltage command value Vu * with carrier wave signal 55, and outputs a PWM control signal for the U phase.
  • Comparator 52V compares voltage command value Vv * with carrier wave signal 56 and outputs a PWM control signal for the V phase.
  • Comparator 52W compares voltage command value Vw * with carrier wave signal 57 and outputs a PWM control signal for the W phase.
  • the PWM control signal is a rectangular wave signal.
  • the sine wave generation circuit 84 has a sine wave signal in phase with the R phase voltage of the commercial AC power supply 1, a sine wave signal in phase with the S phase voltage of the commercial AC power supply 1, and a T phase voltage of the commercial AC power supply 1.
  • a sine wave signal is output.
  • the three sine wave signals are respectively input to the multipliers 85A to 85C and multiplied by the current command value I * .
  • current command values IR * , IS * , and IT * having the same phase as the phase voltage of the commercial AC power supply 1 are generated.
  • the current control circuit 87 has any difference between the current command value IR * and the R phase current IR, the difference between the current command value IS * and the S phase current IS, and the difference between the current command value IT * and the T phase current IT Voltage command values VRa * , VSa * , and VTa * are generated so that also becomes zero.
  • the current control circuit 87 generates a voltage command value by, for example, amplifying the difference between the current command value and the current value detected by the current sensor according to proportional control or proportional integration control.
  • the PWM circuit 35 generates a PWM control signal for each of the R phase, the S phase, and the T phase based on the voltage command values VR 0 * , VS 0 * , and VT 0 * .
  • the gate circuit 36 generates a signal for controlling the two switching elements included in each arm of the converter 3 based on the PWM control signal for each phase.
  • Carrier wave signal generation circuits 51R, 51S, and 51T generate, for example, a triangular wave according to a preset function.
  • Carrier wave signal generation circuits 51R, 51S, and 51T generate carrier wave signals 55c, 56c, and 57c, respectively.
  • the phase difference between the carrier signals 55c, 56c and 57c can be set arbitrarily.
  • FIG. 10 is a waveform diagram for explaining an example of examination of inverter control by the inventors.
  • voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are command values for AC voltage.
  • the voltage command value is represented by a sine wave.
  • the phases of the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are shifted from each other by 120 °.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the voltages of the U phase, the V phase, and the W phase, and the zero phase voltage.
  • the phases of carrier signals 55 to 57 corresponding to voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are equal to each other. Therefore, similarly to FIG. 10, in FIG. 13, carrier wave signals 55 to 57 are shown as one carrier wave signal.
  • the absolute value of the zero-phase component increases when the value of the carrier signal reaches the peak value.
  • the loss of the filters 2 and 5 is large.
  • the zero-phase component is large, common mode noise increases.
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laying-Open No. 2005-51959
  • the phases of a plurality of pulse signals corresponding to each of a plurality of phases are made different from each other.
  • the zero-phase component can be reduced only by inverting the phase of one carrier signal with respect to the phase of two carrier signals.
  • the phase of the carrier signal corresponding to any one of the U phase, the V phase, and the W phase only needs to be inverted with respect to the phases of the remaining two carrier signals.
  • Embodiment 3 can further reduce the zero-phase component.
  • uninterruptible power supply 101 includes converter 3A and inverter 4A instead of converter 3 and inverter 4.
  • the uninterruptible power supply 101 is different from the uninterruptible power supply 100 in this respect.
  • Converter 3A and inverter 4A are multilevel circuits.
  • Neutral point line 17 connects converter 3A and inverter 4A. Since the structure of the other part of uninterruptible power supply 101 is the same as that of the corresponding part of uninterruptible power supply 100, the following description will not be repeated.

Abstract

　三相交流ラインに接続された電力変換回路はＰＷＭ方式に従って制御される。各相に対応するアームを制御するために、第１から第３の搬送波信号（５５，５６，５７）が生成される。第１から第３の搬送波信号は、互いに位相が１８０°異なる２つの信号（５５，５６）を含む。零相成分がピーク値に達する頻度が低下するので、零相成分の時間平均が小さくなる。したがって電源装置から生じる零相の高調波成分を低減することができる。

Description

電源装置
　本発明は、電源装置に関し、特に電力変換回路のＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御に関する。
　インバータは、スイッチング素子を含む電力変換回路である。ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御は、インバータの代表的な制御方式のうちの１つである。ＰＷＭ制御方式に従ってインバータが制御される場合には、搬送波と信号波との比較によって、スイッチング素子を制御するためのゲート信号が生成される。
　一般に、三相ＰＷＭインバータはコモンモード電圧を発生させる。コモンモード電圧は零相の高調波成分を含む。
　特開２００８－２７１６１７号公報（特許文献１）は、モータの低速領域において従来の３相変調方式と同等の波形特性を保つとともに、電磁波を低減するための電力変換装置を開示する。この電力変換装置では、３つの相にそれぞれ対応する３つの三角波キャリアが互いに独立して発生される。さらに、３つの三角波キャリアの間には位相差が設けられる。たとえば１つの三角波キャリアの周波数が、一時的に、他の三角波キャリアの周波数より高くされる。
　特開２００５－５１９５９号公報（特許文献２）は、電力変換装置の漏れ電流を低減するための構成を開示する。この構成によれば、各相の電圧指令と三角波とを比較することで３つのパルス信号が生成される。２つのパルス信号が同時に発生した場合には、一方のパルス信号が他方のパルス信号に対して遅延される。
特開２００８－２７１６１７号公報 特開２００５－５１９５９号公報
　零相の高調波成分は、高調波ノイズだけでなく、フィルタの損失を発生させる。したがって高調波成分を低減することが要求される。このような課題は、三相インバータだけでなく、三相交流ラインに接続されたコンバータにも生じ得る。
　本発明の目的は、電源装置に含まれる電力変換回路から生じる零相の高調波成分を低減することである。
　本発明のある局面において、電源装置は、第１から第３の交流ラインにそれぞれ接続された第１から第３のアームを含む電力変換回路と、第１から第３の交流ラインと電力変換回路との間に配置されたフィルタと、電力変換回路をＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式に従って制御するためのＰＷＭ制御回路とを備える。ＰＷＭ制御回路は、第１から第３の交流ラインの電圧にそれぞれ対応する第１から第３の電圧指令値を生成する電圧指令値生成回路と、第１から第３の電圧指令値にそれぞれ対応する第１から第３の搬送波信号を発生させる搬送波信号生成回路と、第１の電圧指令値と第１の搬送波信号の値とを比較して第１のアームを制御するための第１の制御信号を生成する第１の比較器と、第２の電圧指令値と第２の搬送波信号の値とを比較して第２のアームを制御するための第２の制御信号を生成する第２の比較器と、第３の電圧指令値と第３の搬送波信号の値とを比較して前記第３のアームを制御するための第３の制御信号を生成する第３の比較器とを含む。第１から第３の搬送波信号は、互いに位相が１８０°異なる第１および第２の信号を含む。
　本発明によれば、電源装置に含まれる電力変換回路から生じる零相の高調波成分を低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係る電源装置の概略的な構成を示した図である。 図１に示したコンバータ３およびインバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。 無停電電源装置１００の主回路の構成を概略的に示した図である。 コンバータのみが使用される状態を模式的に示した図である。 インバータのみが使用される状態を模式的に示した図である。 インバータを制御するための構成の一例を説明した機能ブロック図である。 図６に示したＰＷＭ回路の機能ブロック図である。 コンバータを制御するための構成の一例を説明した機能ブロック図である。 図８に示したＰＷＭ回路の機能ブロック図である。 発明者らによるインバータの制御の検討例を説明する波形図である。 各相のスイッチング素子の状態と電圧ベクトルとの対応関係を説明するための図である。 電圧ベクトルを説明するための図である。 Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々の電圧と、零相電圧とを説明するための図である。 第１の実施の形態に係るインバータ制御を説明するための波形図である。 インバータの制御に用いられる３つの搬送波信号と、コンバータの制御に用いられる３つの搬送波信号との間の位相差を説明するための図である。 本発明の第４の実施形態に係る電源装置を備えた無停電電源装置の概略的な構成を示した図である。 図１６に示したコンバータ３Ａ、インバータ４Ａの構成を詳細に説明するための回路図である。 図１６に示したインバータ４ＡのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 実施の形態４に係るインバータの制御を説明するための波形図である。 実施の形態４に係るインバータの別の制御を説明するための波形図である。
　以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
　［実施の形態１］
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の概略的な構成を示した図である。
　図１を参照して、無停電電源装置１００は、入力フィルタ２と、コンバータ３と、インバータ４と、出力フィルタ５と、制御装置１０と、直流正側ライン１３と、直流負側ライン１４と、コンデンサ１５，１６と、中性点ライン１７と、接地ライン２７と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬと、Ｕ相ラインＵＬと、Ｖ相ラインＶＬと、Ｗ相ラインＷＬとを備える。無停電電源装置１００は、さらに、電圧センサ２１，２３，２５，２６と、電流センサ２２，２４とを備える。
　商用交流電源１は三相の交流電圧および接地ライン２７の電位を供給する。交流負荷６は、三相４線式の負荷である。
　入力フィルタ２は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
　コンバータ３は、商用交流電源１から入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換して、直流正側ライン１３および直流負側ライン１４を介してインバータ４にその直流電力を供給する。インバータ４はコンバータ３からの直流電力を三相交流電力に変換する。コンバータ３およびインバータ４は、直流正側ライン１３および直流負側ライン１４を介して接続される。
　コンデンサ１５，１６は直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間に直列に接続されて、直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間の電圧を平滑化する。コンデンサ１５，１６の接続点である中性点２０には中性点ライン１７が接続される。中性点ライン１７は、接地ライン２７に接続される。
　インバータ４からの交流電力は出力フィルタ５を介して交流負荷６に供給される。出力フィルタ５はインバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
　蓄電池８は、直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間に接続される。この実施の形態では蓄電池８は無停電電源装置１００の外部に設置されている。蓄電池８は無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
　電圧センサ２１は、Ｒ相ラインの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインの電圧ＶＳおよびＴ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０に出力する。電流センサ２２は、電流センサ２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔを含む。電流センサ２２Ｒは、Ｒ相ラインＲＬの電流ＩＲを検出する。電流センサ２２Ｓは、Ｓ相ラインＳＬの電流ＩＳを検出する。電流センサ２２Ｔは、Ｔ相ラインＴＬの電流ＩＴを検出する。電流センサ２２は、電圧ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
　電圧センサ２３は、直流正側ライン１３と中性点ライン１７との間の電圧Ｅｐを検出して、その電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ２６は、直流負側ライン１４と中性点ライン１７との間の電圧Ｅｎを検出して、その電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。（Ｅｐ＋Ｅｎ）＝Ｅである。直流電圧Ｅは一定に保たれる。電圧Ｅｐ，ＥｎはともにＥ／２に保たれる。
　電圧センサ２５は、Ｕ相ラインの電圧Ｖｕ、Ｖ相ラインの電圧ＶｖおよびＷ相ラインの電圧Ｖｗを検出し、電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示す三相電圧信号を制御装置１０に出力する。電流センサ２４は、電流センサ２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗを含む。電流センサ２４Ｕは、Ｕ相ラインＵＬの電流Ｉｕを検出する。電流センサ２４Ｖは、Ｖ相ラインＶＬの電流Ｉｖを検出する。電流センサ２４Ｗは、Ｗ相ラインＷＬの電流Ｉｗを検出する。電流センサ２４は、電圧Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
　制御装置１０は、コンバータ３およびインバータ４の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４は、半導体スイッチング素子により構成される。この実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）が用いられる。この実施の形態では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御が適用される。制御装置１０は、電圧センサ２１，２５の各々からの三相電圧信号、電流センサ２２，２４の各々からの三相電流信号、および電圧センサ２３，２６からの信号を受けて、ＰＷＭ制御を実行する。制御装置１０は、たとえば、所定のプログラムを実行するマイクロコンピュータによって実現される。
　図２は、図１に示したコンバータ３およびインバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒと、Ｓ相アーム３Ｓと、Ｔ相アーム３Ｔとを含む。Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２ＲとダイオードＤ１Ｒ，Ｄ２Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２ＳとダイオードＤ１Ｓ，Ｄ２Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２ＴとダイオードＤ１Ｔ，Ｄ２Ｔとを含む。
　Ｒ相ラインＲＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒの接続点に接続される。Ｓ相ラインＳＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓの接続点に接続される。Ｔ相ラインＴＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｔの接続点に接続される。
　インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２ＵとダイオードＤ１Ｕ，Ｄ２Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ，Ｑ２ＶとダイオードＤ１Ｖ，Ｄ２Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ，Ｑ２ＷとダイオードＤ１Ｗ，Ｄ２Ｗとを含む。
　Ｕ相ラインＵＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕの接続点に接続される。Ｖ相ラインＶＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ，Ｑ２Ｖの接続点に接続される。Ｗ相ラインＷＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ，Ｑ２Ｗの接続点に接続される。
　各アームに含まれる２つのＩＧＢＴ素子は、直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間に直列に接続される。各ダイオードは、対応するＩＧＢＴ素子に対して逆並列に接続される。
　図２に示した他の部分は図１にも示されているため、以後の詳細な説明は繰り返さない。
　次に無停電電源装置１００の動作について説明する。図３は、無停電電源装置１００の主回路の構成を概略的に示した図である。図３を参照して、商用交流電源１は三相の交流電圧および接地ライン２７の電位を供給する。商用交流電源１からの三相交流電圧は、フィルタ２を介してコンバータ３に供給される。コンバータ３は、三相交流電圧を直流電圧に変換する。
　コンデンサ１５，１６は、直流回路を構成する。ＰＷＭ制御によって、コンバータ３は、直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間の直流電圧Ｅを一定に保つ。ＰＷＭ制御によって、インバータ４は直流電圧Ｅを三相交流電圧に変換する。インバータ４は電圧指令値に従って制御される。インバータ４から出力された三相交流は、フィルタ５を介して交流負荷６に供給される。
　上記の電力変換が実行されるときには、矢印で示されるように、コンバータ３からフィルタ２に零相の高調波成分が流入する。零相の高調波成分は、三相の各々の高調波成分が合成されることによって生成される。コンバータ３から出力された零相の高調波成分は、フィルタ２から接地ライン２７を介して中性点２０へと流れる。同じく、矢印で示されるように、インバータ４からフィルタ５に零相の高調波成分が流入する。インバータ４から出力された零相の高調波成分は、フィルタ５から接地ライン２７を介して中性点２０へと流れる。
　図４は、コンバータのみが使用される状態を模式的に示した図である。図４を参照して、コンバータ３から出力された直流電力は、直流負荷９に供給される。直流負荷９に代わり蓄電池８がコンバータ３の出力端子に接続されてもよい。インバータ４は、その動作を停止している。
　直流正側ライン１３と中性点２０との間の電圧は＋Ｅ／２である。中性点２０と直流負側ライン１４との間の電圧は＋Ｅ／２である。したがって直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間の電圧はＥである。直流電圧Ｅを一定に維持するために、コンバータ３は、ＰＷＭ制御に従って動作する。
　図５は、インバータのみが使用される状態を模式的に示した図である。図５を参照して、たとえば停電のためにコンバータ３は交流電力を商用交流電源１から受けることができない。この場合、コンバータ３は停止する。たとえば直流電力は蓄電池８からインバータ４に供給される。インバータ４は、ＰＷＭ制御に従って直流電力を交流電力に変換する。
　図６は、インバータを制御するための構成の一例を説明した機能ブロック図である。図６を参照して、制御装置１０は、電圧指令生成回路３１と、制御部３２と、ＰＷＭ回路３３と、ゲート回路３４とを含む。制御部３２は、電圧制御回路４１と、減算器４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗと、電流制御回路４３と、加算器４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗとを含む。
　電圧指令生成回路３１は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々のための電圧指令値を生成する。電圧指令値を示す信号は正弦波信号である。正弦波の周波数は、交流電圧の周波数に対応する。
　電圧制御回路４１は、電圧指令生成回路３１からの電圧指令値（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）に基づいて、電流指令値Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*を生成する。電流指令値Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応付けられる。
　減算器４２Ｕは、電流指令値Ｉｕ*と電流値Ｉｕとの間の差分を生成する。減算器４２Ｖは、電流指令値Ｉｖ*と電流値Ｉｖとの間の差分を生成する。減算器４２Ｗは、電流指令値Ｉｗ*と電流値Ｉｗとの間の差分を生成する。電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、電流センサ２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗによってそれぞれ検出される。
　電流制御回路４３は、電流指令値Ｉｕ*と電流値Ｉｕとの間の差分に基づいて、電圧指令値Ｖｕａ*を生成する。電流制御回路４３は、電流指令値Ｉｖ*と電流値Ｉｖとの間の差分に基づいて、電圧指令値Ｖｖａ*を生成する。電流制御回路４３は、電流指令値Ｉｗ*と電流値Ｉｗとの間の差分に基づいて、電圧指令値Ｖｗａ*を生成する。
　加算器４４Ｕは、電圧指令値Ｖｕａ*に電圧値Ｖｕを加算する。加算器４４Ｖは、電圧指令値Ｖｖａ*に電圧値Ｖｖを加算する。加算器４４Ｗは、電圧指令値Ｖｗａ*に電圧値Ｖｗを加算する。電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧センサ２５によって検出される。
　電圧指令値Ｖｕ*は加算器４４Ｕの出力である。電圧指令値Ｖｖ*は加算器４４Ｖの出力である。電圧指令値Ｖｗ*は加算器４４Ｗの出力である。
　ＰＷＭ回路３３は、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々のアームを制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲート回路３４は、各相のためのＰＷＭ制御信号に基づいて、インバータ４の各アームに含まれる２つのスイッチング素子を制御するための信号を生成する。
　図７は、図６に示したＰＷＭ回路の機能ブロック図である。図７を参照して、ＰＷＭ回路３３は、搬送波信号発生回路５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗと、比較器５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗとを備える。
　搬送波信号発生回路５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗは、搬送波信号を発生させる。搬送波信号は、インバータに含まれるスイッチング素子のスイッチング周期を決定するための信号である。一般に搬送波には三角波が用いられる。この実施の形態において、搬送波信号は三角波である。搬送波信号発生回路５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗは、たとえば、各々に予め設定された関数に従って三角波を発生させる。搬送波信号発生回路５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗは搬送波信号５５，５６，５７をそれぞれ発生させる。
　比較器５２Ｕは、電圧指令値Ｖｕ*と搬送波信号５５とを比較して、Ｕ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。比較器５２Ｖは、電圧指令値Ｖｖ*と搬送波信号５６とを比較して、Ｖ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。比較器５２Ｗは、電圧指令値Ｖｗ*と搬送波信号５７とを比較して、Ｗ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。ＰＷＭ制御信号は矩形波信号である。
　図８は、コンバータを制御するための構成の一例を説明した機能ブロック図である。図８を参照して、制御装置１０は、正弦波発生回路８４と、電圧指令生成回路６１と、ＰＷＭ回路３５と、ゲート回路３６とを備える。電圧指令生成回路６１は、基準値生成回路８１と、減算器８２，８６Ａ～８６Ｃと、直流電圧制御回路８３と、乗算器８５Ａ～８５Ｃと、電流制御回路８７とを備える。
　基準値生成回路８１は、電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）の基準値である基準値Ｅｒｅｆを生成する。電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）は、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｅｐの値と電圧センサ２６によって検出された電圧Ｅｎとの和である。減算器８２は、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との間の差を算出する。直流電圧制御回路８３は、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との間の差が０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ*を算出する。直流電圧制御回路８３は、たとえば基準値と検出された電圧値との誤差を比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ*を算出する。
　正弦波発生回路８４は、商用交流電源１のＲ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＳ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＴ相電圧と同相の正弦波信号とを出力する。３つの正弦波信号は、乗算器８５Ａ～８５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ*が乗じられる。これにより商用交流電源１の相電圧と同相の電流指令値ＩＲ*，ＩＳ*，ＩＴ*が生成される。
　減算器８６Ａは、電流指令値ＩＲ*と電流センサ２２により検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器８６Ｂは、電流指令値ＩＳ*と電流センサ２２により検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器８６Ｃは、電流指令値ＩＴ*と電流センサ２２により検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。
　電流制御回路８７は、電流指令値ＩＲ*とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ*とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ*とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるように電圧指令値ＶＲa*，ＶＳa*，ＶＴa*を生成する。電流制御回路８７は、たとえば電流指令値と電流センサにより検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより電圧指令値を生成する。
　加算器８８Ａは、電圧指令値ＶＲa*と電圧センサ２１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ0 *を生成する。加算器８８Ｂは、電圧指令値ＶＳa*と電圧センサ２１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ0 *を生成する。加算器８８Ｃは、電圧指令値ＶＴa*と電圧センサ２１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ0 *を生成する。
　ＰＷＭ回路３５は、電圧指令値ＶＲ0 *，ＶＳ0 *，ＶＴ0 *に基づいて、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各々のためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲート回路３６は、各相のためのＰＷＭ制御信号に基づいて、コンバータ３の各アームに含まれる２つのスイッチング素子を制御するための信号を生成する。
　図９は、図８に示したＰＷＭ回路の機能ブロック図である。図９を参照して、ＰＷＭ回路３５は、搬送波信号発生回路５１Ｒ，５１Ｓ，５１Ｔと、比較器５２Ｒ，５２Ｓ，５２Ｔとを備える。
　搬送波信号発生回路５１Ｒ，５１Ｓ，５１Ｔは、たとえば、各々に予め設定された関数に従って三角波を発生させる。搬送波信号発生回路５１Ｒ，５１Ｓ，５１Ｔは搬送波信号５５ｃ，５６ｃ，５７ｃをそれぞれ発生させる。搬送波信号５５ｃ，５６ｃ，５７ｃの間の位相差は任意に設定可能である。
　比較器５２Ｒは、電圧指令値ＶＲ0 *と搬送波信号５５Ａとを比較して、Ｒ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。比較器５２Ｓは、電圧指令値ＶＳ0 *と搬送波信号５６Ａとを比較して、Ｓ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。比較器５２Ｔは、電圧指令値ＶＴ0 *と搬送波信号５７Ａとを比較して、Ｔ相のためのＰＷＭ制御信号を出力する。
　図１０は、発明者らによるインバータの制御の検討例を説明する波形図である。図１０を参照して、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、交流電圧の指令値である。電圧指令値は正弦波によって表わされる。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の位相は、互いに１２０°ずれている。
　搬送波信号５５，５６，５７の位相は互いに等しい。図１０では、搬送波信号５５～５７が１つの搬送波信号として示されている。
　搬送波信号の値は電圧指令値と比較される。これによりＰＷＭ制御信号が生成される。ＰＷＭ制御信号は、矩形波信号である。搬送波信号５５の値よりも電圧指令値が大きい期間の間、矩形波信号の値は１である。搬送波信号５５の値よりも電圧指令値が小さい期間の間は、矩形波信号の値は０である。一例として、図１０には、Ｕ相矩形波信号およびＶ相矩形波信号、ならびにＵ－Ｖ線間電圧が示される。電圧指令値を表わす正弦波の周波数は、交流電圧の周波数（たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）である。搬送波信号５５の周波数は、交流電圧の周波数に対して著しく大きく、たとえば１～１０ｋＨｚである。
　図１１は、各相のスイッチング素子の状態と電圧ベクトルとの対応関係を説明するための図である。図１２は、電圧ベクトルを説明するための図である。図１１および図１２を参照して、スイッチング素子が「１」の状態とは、正側のスイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ１Ｖ，Ｑ１Ｗ）がオンし、負側のスイッチング素子（Ｑ２Ｕ，Ｑ２Ｖ，Ｑ２Ｗ）がオフの状態を意味する。スイッチング素子が「０」の状態は、「１」の状態と逆である。Ｅ（１１１）は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のスイッチング素子がすべて「１」の状態であるときの電圧ベクトルである。Ｅ（０００）は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のスイッチング素子がすべて「０」の状態であるときの電圧ベクトルである。電圧ベクトルがＥ（１１１）あるいはＥ（０００）のときに零相成分が最も大きい。
　図１３は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々の電圧と、零相電圧とを説明するための図である。図１３を参照して、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のそれぞれに対応する搬送波信号５５～５７の位相は互いに等しい。したがって図１０と同様に、図１３では、搬送波信号５５～５７が１つの搬送波信号として示されている。
　電圧指令値Ｖｕ*が搬送波信号５５の値より大きい場合には、Ｕ相ラインＵＬに電圧Ｅ／２が出力される。電圧指令値Ｖｕ*が負である場合には、電圧指令値Ｖｕ*の絶対値が搬送波信号５５ｂの絶対値より大きい間に、Ｕ相ラインＵＬに電圧－Ｅ／２が出力される。Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインの各々に出力される電圧も、電圧指令値と搬送波信号の値との間の上述した関係に従って決定される。
　搬送波信号の値が最大値（正のピーク値）に達するときに、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のいずれも、その搬送波信号の値より小さい。このときの電圧ベクトルはＥ（０００）である。したがって、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧は、ともに－Ｅ／２となる。零相成分ＶU+V+Wの値は、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧を合成した値である。電圧ベクトルがＥ（０００）のときには零相成分ＶU+V+Wは－３Ｅ／２となる。
　搬送波信号の値が最小値（負のピーク値）に達するときに、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のいずれもその搬送波信号の値より大きい。このときの電圧ベクトルはＥ（１１１）である。したがって、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧は、ともにＥ／２となる。電圧ベクトルがＥ（１１１）のときには零相成分ＶU+V+Wは＋３Ｅ／２となる。
　図１３に示されるように、搬送波信号の値がピーク値に達するときに零相成分の絶対値が大きくなる。図１３に示されたスイッチングパターンでは、零相成分が大きいために、フィルタ２，５の損失が大きくなる。さらに、零相成分が大きいために、コモンモードノイズが大きくなる。
　図１４は、第１の実施の形態に係るインバータ制御を説明するための波形図である。図１４を参照して、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｗ*のそれぞれに対応する搬送波信号５５，５７の位相は互いに等しい。一方、電圧指令値Ｖｖ*に対応する搬送波信号５６の位相は、搬送波信号５５および５７の位相に対して１８０°異なる。すなわち、この実施の形態では、３相にそれぞれ対応する３つの搬送波信号のうち、１つの搬送波信号の位相を他の２つの搬送波信号の位相に対して反転させる。
　図１３および図１４を比較すると、１つの搬送波信号の位相を他の２つの搬送波信号の位相に対して反転させることにより、零相成分ＶU+V+Wが正のピーク値（＋３Ｅ／２）に達する頻度が低下する。さらに、零相成分ＶU+V+Wの負のピーク値は、－３Ｅ／２から－Ｅ／２へと変化する。これにより、零相成分ＶU+V+Wの時間平均が小さくなる。したがって、インバータ４の出力に接続されたフィルタ５の損失を低減することができる。さらにコモンモードノイズが大きくなることを防ぐことができる。
　特開２００５－５１９５９号公報（特許文献２）によれば、複数相のそれぞれに対応する複数のパルス信号の位相を互いに異ならせる。これに対して実施の形態１では、１つの搬送波信号の位相を２つの搬送波信号の位相に対して反転するだけで、零相成分を低減することができる。なお、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のいずれか１つに対応する搬送波信号の位相が、残りの２つの搬送波信号の位相に対して反転していればよい。
　［実施の形態２］
　実施の形態２に係る無停電電源装置の全体的な構成は図１に示した構成と同じである。さらに、インバータ４を制御するための構成は図６および図７に示された構成と同じである。
　実施の形態２では、コンバータ３のＰＷＭ制御において、実施の形態１に係るインバータの制御と同じ制御が実行される。図９を参照して、ＰＷＭ回路３５は、搬送波信号５５ｃ～５７ｃのうちの１つの搬送波信号の位相を他の２つの搬送波信号の位相に対して反転させる。
　実施の形態２によれば、実施の形態１によって得られる効果と同様の効果が得られる。すなわち、３つの搬送波信号のうちの１つのみの位相を他の搬送波信号の位相に対して反転させるだけで、コンバータ３の交流側から出力される零相成分の時間平均を小さくすることができる。これにより、コンバータ３の交流側に接続されたフィルタ２の損失を低減することができる。さらにコモンモードノイズが大きくなることを防ぐことができる。
　［実施の形態３］
　実施の形態３に係る無停電電源装置の全体的な構成は図１に示した構成と同じである。さらに、インバータ４を制御するための構成は図６および図７に示された構成と同じである。
　実施の形態３では、コンバータの制御とインバータの制御との組み合わせによって、零相成分をより一層低減する。
　図１５は、インバータの制御に用いられる３つの搬送波信号と、コンバータの制御に用いられる３つの搬送波信号との間の位相差を説明するための図である。図１５を参照して、インバータ４においては、３つの搬送波信号のうちの１つの搬送波信号の位相が、他の２つの搬送波信号の位相と反転する。具体的には、Ｖ相に対応する搬送波信号の位相がＵ相およびＷ相の各々に対応する搬送波信号の位相に対して１８０°異なる。
　同じく、コンバータ３において、３つの搬送波信号のうちの１つの搬送波信号の位相が、他の２つの搬送波信号の位相と反転する。具体的には、Ｓ相に対応する搬送波信号の位相が、Ｒ相およびＴ相の各々に対応する搬送波信号の位相に対して１８０°異なる。
　ここで、インバータ４の制御に用いられる３つの搬送波信号のうち、他の２つと位相が１８０°異なる搬送波信号を第１の信号と呼ぶ。さらに、コンバータ３の制御に用いられる３つの搬送波信号のうち、他の２つと位相が１８０°異なる搬送波信号を第２の信号と呼ぶ。
　具体的には、コンバータ３のＳ相に対応する搬送波信号と、インバータ４のＶ相に対応する搬送波信号との間の位相差は１８０°である。したがって、コンバータ３のＲ相に対応する搬送波信号と、インバータ４のＵ相に対応する搬送波信号との間の位相差は１８０°である。さらに、コンバータ３のＴ相に対応する搬送波信号と、インバータ４のＷ相に対応する搬送波信号との間の位相差は１８０°である。
　図１５に示されるように６つの搬送波信号が生成されることによって、コンバータ３からフィルタ２を介して接地ライン２７に流れる零相電流とインバータ４からフィルタ５を介して接地ライン２７に流れる零相電流とは、その符号が互いに逆となり、かつ大きさが互いに等しくなる。したがって、それらの零相電流が互いに相殺される。実施の形態１および実施の形態２と比較して、実施の形態３では、零相成分をより一層低減することができる。
　上記の通り、この実施の形態では、第１の信号と第２の信号との間の位相差が１８０°であるという関係が満たされていればよい。したがって第１の信号は、Ｖ相に対応する搬送波信号であると限定されず、Ｕ相あるいはＷ相に対応する搬送波信号であってもよい。同じく第２の信号は、Ｓ相に対応する搬送波信号であると限定されず、Ｒ相あるいはＴ相に対応する搬送波信号であってもよい。
　［実施の形態４］
　図１６は、本発明の第４の実施形態に係る電源装置を備えた無停電電源装置の概略的な構成を示した図である。
　図１および図１６を参照して、無停電電源装置１０１は、コンバータ３およびインバータ４に代えてコンバータ３Ａおよびインバータ４Ａを備える。この点で無停電電源装置１０１は、無停電電源装置１００と異なる。コンバータ３Ａおよびインバータ４Ａはマルチレベル回路である。中性点ライン１７は、コンバータ３Ａとインバータ４Ａとを接続する。無停電電源装置１０１の他の部分の構成は、無停電電源装置１００の対応する部分の構成と同様であるので以後の説明は繰り返さない。
　図１７は、図１６に示したコンバータ３Ａ、インバータ４Ａの構成を詳細に説明するための回路図である。図１７を参照して、コンバータ３Ａは、Ｒ相アーム３Ｒと、Ｓ相アーム３Ｓと、Ｔ相アーム３Ｔとを含む。インバータ４Ａは、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗとを含む。
　コンバータ３Ａの各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４Ａの各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ４ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ６Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ～Ｑ４ＳとダイオードＤ１Ｓ～Ｄ６Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ～Ｑ４ＴとダイオードＤ１Ｔ～Ｄ６Ｔとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ４ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ～Ｑ４ＶとダイオードＤ１Ｖ～Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ～Ｑ４ＷとダイオードＤ１Ｗ～Ｄ６Ｗとを含む。
　以下ではコンバータ３Ａの各相アームおよびインバータ４Ａの各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘは直流正側ライン１３と直流負側ライン１４との間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と中性点２０とに接続される。ダイオードＤ６ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と中性点２０とに接続される。ダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは中性点２０に接続される。ダイオードＤ６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは中性点２０に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。
　コンバータ３Ａの各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流入力端子に対応し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流出力端子に対応する。一方、インバータ４Ａの各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｔ）においてはダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流出力端子に対応する。コンバータ３Ａの各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）の交流入力端子は対応する線（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続され、インバータ４Ａの各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｓ）の交流出力端子は対応する線（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。コンバータ３Ａの各相アームの直流出力端子およびインバータ４Ａの各相アームの直流入力端子は中性点２０に接続される。
　インバータ４Ａを制御するための構成は図６および図７に示した構成と同じである。コンバータ３Ａを制御するための構成は図８および図９に示した構成と同じである。
　図１８は、図１６に示したインバータ４ＡのＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。図１８を参照して、搬送波信号５５，５６，５７の位相は互いに等しい。図１８では、搬送波信号５５～５７が１つの搬送波信号として示されている。搬送波信号５５は、搬送波信号５５ａ，５５ｂを含む。搬送波信号５５ａは正側で変化する正信号である。搬送波信号５５ｂは負側で変化する負信号である。搬送波信号５５と同じく、搬送波信号５６，５７の各々は、正信号と、負信号とを含む。
　電圧指令値Ｖｕ*が搬送波信号５５ａの値より大きい場合には、Ｕ相ラインＵＬに電圧Ｅ／２が出力される。電圧指令値Ｖｕ*が負である場合には、その絶対値が搬送波信号５５ｂの絶対値より大きい間、Ｕ相ラインＵＬに電圧－Ｅ／２が出力される。電圧指令値Ｖｕ*が搬送波信号５５ａの値より小さい正の値である場合、Ｕ相ラインＵＬの電圧は０である。電圧指令値Ｖｕ*の値が負であり、かつ、その絶対値が搬送波信号５５ｂの絶対値より小さい場合には、Ｕ相ラインＵＬの電圧は０である。Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインの各々に出力される電圧も、電圧指令値と搬送波信号の値との間の上述した関係に従って決定される。
　上記の通り、Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬの各々に生じる電圧はＥ／２，０，－Ｅ／２のいずれかである。Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬのうちのいずれか１つのラインの電圧が０であり、他の２つのラインの電圧がＥ／２である場合には、零相成分ＶU+V+WはＥ／２＋Ｅ／２＋０＝Ｅである。Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬのうちのいずれか１つのラインの電圧が０であり、他の２つのラインの電圧が－Ｅ／２である場合には、零相成分ＶU+V+Wは－Ｅ／２－Ｅ／２＋０＝－Ｅである。したがって零相成分ＶU+V+Wの正のピーク値は＋Ｅであり、零相成分ＶU+V+Wの負のピーク値は－Ｅである。
　図１３と図１８とを比較すれば分かるように、インバータの構成にマルチレベル回路を適用することによって零相成分を小さくすることができる。この実施の形態では、実施の形態１と同じく、３相にそれぞれ対応する３つの搬送波信号のうち、１つの搬送波信号の位相を他の２つの搬送波信号の位相に対して１８０°異ならせる。これにより、実施の形態１の制御に比べて零相成分ＶU+V+Wの時間平均を小さくすることができる。
　図１９は、実施の形態４に係るインバータの制御を説明するための波形図である。図１９を参照して、搬送波信号５６は、搬送波信号５６ａ，５６ｂを含む。搬送波信号５６ａは正側で変化する。搬送波信号５６ｂは負側で変化する。搬送波信号５６の位相は、搬送波信号５５の位相に対して１８０°異なる。搬送波信号５５の位相と搬送波信号５７の位相とは同じである。実施の形態１と同様に、実施の形態４では、３相のうちいずれか１つの相に対応する搬送波信号の位相を、他の相に対応する搬送波信号の位相に対して１８０°異ならせる。
　上記の制御によって、零相成分ＶU+V+Wの正のピーク値はＥ／２となり、零相成分ＶU+V+Wの負のピーク値は－Ｅ／２となる。図１８に示された制御に比較して、図１９に示された制御は、零相成分ＶU+V+Wのピーク値を小さくすることができる。
　図２０は、実施の形態４に係るインバータの別の制御を説明するための波形図である。図２０を参照して、負の搬送波信号の位相は、正の搬送波信号の位相に対して１８０°異なる。具体的には、搬送波信号５５ｂの位相は搬送波信号５５ａの位相と１８０°異なる。搬送波信号５６，５７の各々の正の搬送波信号の位相は搬送波信号５５ａの位相と同じである。搬送波信号５６，５７の各々の負の搬送波信号の位相は搬送波信号５５ｂの位相と同じである。
　上記の制御によって、零相成分ＶU+V+Wの正のピーク値はＥ／２となり、零相成分ＶU+V+Wの負のピーク値は－Ｅ／２となる。したがって、図２０に示された制御は、零相成分ＶU+V+Wのピーク値を小さくすることができる。
　上記の通り、実施の形態４によれば、インバータにマルチレベル回路が採用される。したがって、零相成分を小さくすることができる。さらに実施の形態４によれば、実施の形態４では、３相のうちいずれか１つの相に対応する搬送波信号の位相を、他の相に対応する搬送波信号の位相に対して１８０°異ならせる。あるいは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する正の搬送波信号と負の搬送波信号との間で位相を１８０°異ならせる。これにより零相成分ＶU+V+Wのピーク値をより一層小さくすることができる。
　図１９あるいは図２０に示された制御はインバータ４Ａに適用されるものと限定されず、コンバータ３Ａに適用することができる。図２０に示された制御がインバータ４Ａおよびコンバータ３Ａの両方に適用される場合には、次の制御が採用されることがより好ましい。コンバータ３Ａの制御に用いられる正の搬送波信号とインバータ４Ａの制御に用いられる正の搬送波信号との間の位相差は１８０°である。コンバータ３Ａの制御に用いられる負の搬送波信号とインバータ４Ａの制御に用いられる負の搬送波信号との間の位相差は１８０°である。このような制御により、零相成分ＶU+V+Wをより一層小さくすることができる。
　上記の各実施の形態では、インバータおよびコンバータを備えた電源装置を開示した。しかしながら、本発明は、インバータのみによって構成された電源装置、あるいはコンバータのみによって構成された電源装置に対しても適用可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　商用交流電源、２　入力フィルタ、３，３Ａ　コンバータ、３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ，４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ　アーム、４，４Ａ　インバータ、５　出力フィルタ、６　交流負荷、８　蓄電池、９　直流負荷、１０　制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１５，１６，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ　コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ　リアクトル、１３　直流正側ライン、１４　直流負側ライン、１７　中性点ライン、２０　中性点、２１，２３，２５，２６　電圧センサ、２２，２４，２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔ，２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗ　電流センサ、２７　接地ライン、３１，６１　電圧指令生成回路、３２　制御部、３３，３５　ＰＷＭ回路、３４，３６　ゲート回路、４１　電圧制御回路、４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ，８２，８６Ａ～８６Ｃ　減算器、４３，８７　電流制御回路、４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗ，５１，８８Ａ～８８Ｃ　加算器、５１Ｕ，５１Ｖ，５１Ｗ，５１Ｒ，５１Ｓ，５１Ｔ　搬送波信号発生回路、５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗ，５２Ｒ，５２Ｓ，５２Ｔ　比較器、８１　基準値生成回路、８３　直流電圧制御回路、８４　正弦波発生回路、８５Ａ～８５Ｃ　乗算器、１００，１０１　無停電電源装置、Ｄ１Ｒ～Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ～Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ～Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ～Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ～Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ～Ｄ６Ｗ　ダイオード、Ｑ１Ｒ～Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ～Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ～Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ～Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ～Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ～Ｑ４Ｗ　ＩＧＢＴ素子、ＲＬ　Ｒ相ライン、ＳＬ　Ｓ相ライン、ＴＬ　Ｔ相ライン、ＵＬ　Ｕ相ライン、ＶＬ　Ｖ相ライン、ＷＬ　Ｗ相ライン。

Claims (7)

  1. 　第１から第３の交流ラインにそれぞれ接続された第１から第３のアームを含む電力変換回路（３，４）と、
    　前記第１から第３の交流ラインと前記電力変換回路（３，４）との間に配置されたフィルタ（２，５）と、
    　前記電力変換回路（３，４）をＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式に従って制御するためのＰＷＭ制御回路（１０）とを備え、
    　前記ＰＷＭ制御回路（１０）は、
    　前記第１から第３の交流ラインの電圧にそれぞれ対応する第１から第３の電圧指令値を生成する第１の電圧指令値生成回路と、
    　前記第１から第３の電圧指令値にそれぞれ対応する第１から第３の搬送波信号を発生させる第１の搬送波信号生成回路と、
    　前記第１の電圧指令値と前記第１の搬送波信号の値とを比較して前記第１のアームを制御するための第１の制御信号を生成する第１の比較器と、
    　前記第２の電圧指令値と前記第２の搬送波信号の値とを比較して前記第２のアームを制御するための第２の制御信号を生成する第２の比較器と、
    　前記第３の電圧指令値と前記第３の搬送波信号の値とを比較して前記第３のアームを制御するための第３の制御信号を生成する第３の比較器とを含み、
    　前記第１から第３の搬送波信号は、互いに位相が１８０°異なる第１および第２の信号を含む、電源装置。
  2. 　前記第１の信号は、前記第１の搬送波信号であり、
    　前記第２の信号は、前記第２の搬送波信号であり、
    　前記第３の搬送波信号の位相は、前記第１の搬送波信号の位相と同じである、請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記第１および第２の信号は、前記第１から第３の搬送波信号のうちの任意の２つの信号である、請求項１に記載の電源装置。
  4. 　前記第１から第３のアームの各々は、マルチレベル回路であり、
    　前記第１から第３の搬送波信号の各々は、
    　正側で変化する正信号と
    　負側で変化する負信号とを含み、
    　前記第１の信号は、前記正信号であり、
    　前記第２の信号は、前記負信号であり、
    　前記正信号と前記負信号との間の位相差は、１８０°である、請求項１に記載の電源装置。
  5. 　前記電力変換回路（３，４）は、インバータ（４）である、請求項１に記載の電源装置。
  6. 　前記電力変換回路（３，４）は、コンバータである、請求項１に記載の電源装置。
  7. 　前記電力変換回路（３，４）は、インバータ（４）であり、
    　前記電源装置は、
    　前記インバータ（４）に直流正側ライン（１３）および直流負側ライン（１４）を介して接続されるコンバータ（３）をさらに備え、
    　前記コンバータ（３）は、第４から第６の交流ライン（ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ）にそれぞれ接続された第４から第６のアーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）を含み、
    　前記ＰＷＭ制御回路（１０）は、
    　前記第４から第６の交流ライン（ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ）の電圧にそれぞれ対応する第４から第６の電圧指令値を生成する第２の電圧指令値生成回路と、
    　第４から第６の電圧指令値にそれぞれ対応する第４から第６の搬送波信号を発生させる第２の搬送波信号生成回路と、
    　前記第４の電圧指令値と前記第４の搬送波信号の値とを比較して前記第４のアーム（３Ｒ）を制御するための第４の制御信号を生成する第４の比較器と、
    　前記第５の電圧指令値と前記第５の搬送波信号の値とを比較して前記第５のアーム（３Ｓ）を制御するための第２の制御信号を生成する第５の比較器と、
    　前記第６の電圧指令値と前記第６の搬送波信号の値とを比較して前記第６のアーム（３Ｔ）を制御するための第３の制御信号を生成する第６の比較器とを含み、
    　前記第１の信号は、前記第１の搬送波信号であり、
    　前記第２の信号は、前記第２の搬送波信号であり、
    　前記第３の搬送波信号の位相は、前記第１の搬送波信号の位相と同じであり、
    　前記第４の搬送波信号と前記第５の搬送波信号との間の位相差は１８０°であり、
    　前記第６の搬送波信号の位相は、前記第４の搬送波信号の位相と同じであり、
    　前記第２の搬送波信号と前記第５の搬送波信号との間の位相差は１８０°である、請求項１に記載の電源装置。
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