WO2015063898A1 - 直流／直流変換装置および負荷駆動制御システム - Google Patents

直流／直流変換装置および負荷駆動制御システム Download PDF

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万基 岡田
良範 山下
将 加藤
山崎　尚徳
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Definitions

  • the present invention relates to a DC / DC converter suitable for application to, for example, a railway vehicle and a load drive control system including the DC / DC converter.
  • Electric vehicles which are power vehicles for railway vehicles, take in power from a power collector from overhead wires, third rails, etc. (hereinafter abbreviated as “overhead wires, etc.” if necessary), and use the collected power to drive an electric motor.
  • a driving structure is adopted.
  • the DC / DC converter is used as a functional unit that converts a DC voltage applied from an overhead wire or the like into a DC voltage of a different voltage level (a low voltage level in the case of an electric vehicle).
  • the direct current / direct current converter has a configuration including at least one voltage conversion circuit unit (also referred to as a “power conversion circuit unit”) in which an upper arm side switching element and a lower arm side switching element are connected in series.
  • the power conversion circuit unit generally has a two-level configuration, but when the input voltage is higher than the withstand voltage of the switching element, a three-level configuration that can use a neutral potential is employed. In the case of a three-level configuration, two potentials having the same capacitance value connected in series are selected on the input end side of the power conversion circuit unit so that three potential (high potential, intermediate potential, zero potential) levels can be selected.
  • a capacitor is provided.
  • the above conventional technique is a technique related to a three-level inverter device (DCAC conversion device), and is not a technology applicable to a DC / DC conversion device.
  • the output side of the inverter device is an AC terminal, and the polarity of the potential at the output terminal is switched in one AC cycle.
  • the polarity of the output terminal since the polarity of the output terminal does not change, it is difficult to adopt the conventional technique that uses the polarity switching in one cycle of AC to suppress the potential fluctuation at the neutral point.
  • the present invention has been made in view of the above, and a DC / DC conversion capable of suppressing potential fluctuations at a neutral point even when a three-level power conversion circuit is applied to DC / DC conversion. It is an object of the present invention to provide a device and a load drive control system including the DC / DC converter.
  • the present invention is a three-level circuit using first and second divided voltages obtained by dividing an input DC voltage by two capacitors connected in series.
  • a DC / DC converter comprising a plurality of phases of a three-level power conversion circuit for converting the voltage into a voltage of the input DC voltage, the first divided voltage, and the second divided voltage.
  • a voltage detector that detects at least two voltages from a voltage control unit that controls an output voltage of the three-level power conversion circuit based on a voltage command value, At least one phase operates as an unbalance suppression phase that performs unbalance suppression control so that one of the first and second divided voltages is divided to a voltage that is 1 ⁇ 2 of the input DC voltage. To do And butterflies.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a DC / DC converter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing an arrangement example of the first and second voltage detectors different from FIG.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an arrangement example of the first and second voltage detectors different from those in FIGS. 1 and 2.
  • FIG. 4 is a diagram showing the cause of voltage imbalance during battery charging.
  • FIG. 5 is a diagram showing a switching pattern for the switching element of the power conversion phase.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the cause of voltage imbalance during battery discharge.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the principle of suppressing voltage imbalance during battery charging (when Ed ⁇ (Efc / 2)).
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a switching pattern for the switching element in the unbalance suppression phase.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the principle of suppressing voltage imbalance during battery discharge (when Ed ⁇ (Efc / 2)).
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the principle of suppressing voltage imbalance during battery charging (when Ed> (Efc / 2)).
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the principle of suppressing voltage imbalance during battery discharge (when Ed> (Efc / 2)).
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the unbalance suppression control unit.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating operation waveforms in the DC / DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example different from that of FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of a DC / DC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example when the phase functions in the DC / DC converter according to FIG. 15 are switched.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of operation waveforms in the DC / DC converter according to Embodiment 2.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a DC / DC converter according to Embodiment 3.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an application example of the DC / DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an application example of the DC / DC converter according to Embodiment 5.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a DC / DC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example when the phase functions in the DC / DC converter according to FIG. 15 are switched.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of operation waveforms
  • FIG. 21 is a diagram showing an application example (charging / discharging from a DC overhead wire to a battery) of the DC / DC converter according to Embodiment 6.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an application example of the DC / DC converter according to Embodiment 6 (drive of an AC rotating machine by power of a DC overhead wire).
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an application example of the DC / DC converter according to Embodiment 6 (drive of an AC rotating machine by battery power).
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a DC / DC converter according to Embodiment 1, and shows a DC circuit unit 1, a power converter circuit unit 2, a voltage controller 3 and a DC load in a three-level DC / DC converter. 4 is illustrated.
  • the DC circuit unit 1 includes capacitors 10A and 10B. Capacitors 10A and 10B are connected in series and connected between DC buses 8A and 8B. The DC buses 8A and 8B are electrically connected to the DC power supply terminals A and B, respectively, and the DC voltage (input DC voltage) from the DC power supply terminals A and B is applied to divide the input DC voltage into two voltages. Press. The electrical connection point of the capacitors 10A and 10B is drawn out to the power conversion circuit unit 2 at the subsequent stage as an intermediate potential end.
  • the power conversion circuit unit 2 includes a three-level power conversion circuit 12a (for convenience, expressed as a phase) and a three-level power conversion circuit 12b (for convenience, expressed as b phase).
  • the power conversion circuits 12a and 12b are connected in parallel to the capacitors 10A and 10B connected in series, and three-level potentials (high potential, intermediate potential, To zero potential).
  • the switching elements S1a to S4a in which transistor elements and diodes are connected in antiparallel are connected in series, and the switching element S1a located outside the upper potential side and located inside the upper potential side.
  • the cathode of the neutral point clamp diode D1a on the higher potential side is connected to the connection point with the switching element S2a.
  • the anode of the neutral point clamp diode D ⁇ b> 1 a is connected to the cathode of the neutral point clamp diode D ⁇ b> 2 a on the lower potential side and is electrically connected to the intermediate potential terminal drawn from the DC circuit unit 1.
  • the anode of the neutral point clamp diode D2a on the lower potential side is connected to the connection point between the switching element S3a located inside the lower potential side and the switching element S4a located outside the lower potential side.
  • the cathode of the neutral point clamp diode D1a is electrically connected to the intermediate potential terminal.
  • a connection point between the switching elements S2a and S3a is drawn out as a first DC terminal, and is connected to the positive electrode side of the battery 16 as the DC load 4 through the reactor 18a.
  • the configuration and connection of the power conversion circuit 12b having the switching elements S1b to S4b and the neutral point clamp diodes D1b and D2b are the same as those of the power conversion circuit 12a.
  • the connection point of the neutral point clamp diodes D1b and D2b is the intermediate potential terminal.
  • the connection point of the switching elements S2b and S3b is drawn out as a first DC terminal and connected to the positive electrode side of the battery 16 as the DC load 4 through the reactor 18b.
  • a nickel hydride secondary battery, a lithium ion secondary battery, an electric double layer capacitor, or the like is suitable, but other batteries may be used.
  • the negative electrode side of the battery 16 is connected to the lower potential side of the switching elements S4a and S4b, and DC power is exchanged between the battery 16 and the power conversion circuit unit 2.
  • the voltage control unit 3 includes a DC / DC power conversion control unit 14 and an unbalance suppression control unit 15.
  • the power conversion circuit unit 2 includes a voltage detector (first voltage detector) 21 that detects the voltage between the capacitors 10A and 10B connected in series, and a voltage detector (second voltage) that detects the voltage of the capacitor 10B.
  • Detector) 22 a current detector (first current detector) 24a for detecting a current flowing in and out through the output terminal of the power conversion circuit 12a, and a current for detecting a current flowing in and out through the output terminal of the power conversion circuit 12b.
  • a detector (second current detector) 24b is provided.
  • the voltage (input voltage) Efc detected by the voltage detector 21, the current (charge / discharge current) ia detected by the current detector 24a and the command value E * (voltage command value, current command value, etc.) are converted into DC / DC power conversion.
  • the input voltage Efc, the voltage detected by the voltage detector 22 (lower side divided voltage: first divided voltage) EfcL, and the current detected by the current detector 24b (an “unbalance” described later) are input to the control unit 14.
  • the suppression current ”) ib is input to the unbalance suppression control unit 15.
  • the direct current / direct current power conversion control unit 14 controls the power conversion circuit 12a as a direct current / direct current power conversion phase (hereinafter simply referred to as “power conversion phase”) based on the input voltage Efc, the charge / discharge current ia, and the command value E *.
  • a switching signal a for controlling the switching elements S1a to S4a provided is generated and output to the power conversion circuit 12a.
  • the unbalance suppression control unit 15 controls switching S1b to S4b included in the power conversion circuit 12b serving as an unbalance suppression phase based on the input voltage Efc, the lower divided voltage EfcL, and the unbalance suppression current ib.
  • a switching signal b is generated and output to the power conversion circuit 12b.
  • the first voltage detector detects the input voltage Efc
  • the second voltage detector detects the lower divided voltage EfcL (first divided voltage).
  • the first voltage detector detects the upper divided voltage EfcH (second divided voltage)
  • the second voltage detector detects the lower divided voltage EfcL (first divided voltage). (Voltage) may be detected. Since the input voltage Efc is obtained as the sum of the upper divided voltage EfcH and the lower divided voltage EfcL, the DC / DC power conversion control unit 14 receives the upper divided voltage EfcH and the lower divided voltage EfcL. Both of them may be input.
  • the first voltage detector may detect the input voltage Efc
  • the second voltage detector may detect the upper divided voltage EfcH.
  • the upper divided voltage EfcH is also an electric quantity representing a voltage imbalance between the capacitors 10A and 10B, and this may be input to the power conversion circuit 12b as an unbalance suppression phase.
  • FIG. 4 is a diagram showing the cause of voltage imbalance during battery charging
  • FIG. 5 is a diagram showing a switching pattern for the switching elements in the power conversion phase.
  • FIG. 4A only the power conversion circuit 12a that is the power conversion phase is shown, and the power conversion circuit 12b that is the unbalance suppression phase is not shown.
  • FIG. 4B shows the output voltage state of the power conversion phase.
  • the switching elements S3a and S4a are controlled to be ON, and the switching elements S1a and S2a are controlled to be OFF (see FIG. 5).
  • the charging current to the battery 16 is supplied from the reactor 18a, and the current shown by the path (1) -1 flows through the battery 16.
  • the switching elements S1a and S3a are left as they are, and the switching element S2a is controlled from OFF to ON, and the switching element S4a is controlled from ON to OFF (see FIG. 5).
  • the current path at this time is (1) -2.
  • the charging current to the battery 16 is supplied from the capacitor 10B, and the decrease in the input voltage is supplied to the capacitor 10A through the path (1) -2 shown by a broken line.
  • the switching elements S2a and S4a are left as they are, and the switching element S1a is controlled from OFF to ON, and the switching element S3a is controlled from ON to OFF (see FIG. 5).
  • the current path at this time is (1) -3.
  • the charging current for the battery 16 is supplied from both the capacitors 10A and 10B.
  • the power conversion circuit unit 2 is an inverter circuit as described in Patent Document 1, it is possible to eliminate imbalance by utilizing polarity switching in one AC cycle.
  • the power conversion circuit unit 2 is a DC / DC conversion circuit as in the present application, the polarity is not switched, and therefore, the unbalance amount due to the dead time period DT is accumulated and increased. Therefore, the main purpose of the present application is to provide an unbalance suppression phase and perform control to eliminate imbalance by a method described later.
  • FIG. 4 is a diagram showing the cause of voltage imbalance when the battery is charged
  • FIG. 6 is a diagram showing the cause of voltage imbalance when the battery is discharged.
  • the switching pattern during battery discharge is the same as that during battery charging, as shown in FIG.
  • the switching element S2a is controlled from OFF to ON, and the switching element S4a is controlled from ON to OFF, the discharge current from the battery 16 and the reactor 18a is in the path (2) -2.
  • the electric power is supplied only to the capacitor 10B.
  • the switching elements S2a and S4a are left as they are, and the switching element S1a is controlled from OFF to ON and the switching element S3a is controlled from ON to OFF, the discharge current from the battery 16 and the reactor 18a is in the path (2) -3.
  • the electric power is supplied to both the capacitors 10A and 10B.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the principle of suppressing voltage imbalance during battery charging.
  • FIG. 7 shows an operation when there is a relationship of Ed ⁇ (Efc / 2) between the battery voltage Ed and the half voltage (Efc / 2) of the input voltage Efc.
  • FIG. 8 is a diagram showing a switching pattern for the switching element in the unbalance suppression phase.
  • FIG. 7A only the power conversion circuit 12b that is an unbalance suppression phase is shown, and the illustration of the power conversion circuit 12a that is a power conversion phase is omitted.
  • FIG. 7B shows the output voltage state of the unbalance suppression phase.
  • the battery 16 When charging the battery 16, for example, as shown in FIG. 4, the battery 16 is supplied with a current from the power conversion circuit 12 a that is a power conversion phase. At this time, as shown in FIG. 7, the power conversion circuit 12b that is an unbalance suppression phase flows in a direction that flows out of the battery 16 (that is, opposite to the charging current), so that the switching elements S1b to S4b Is controlled.
  • the switching elements S1b and S2b are controlled to be OFF, and the switching elements S3b and S4b are controlled to be ON (see the switching pattern on the left side of FIG. 8).
  • a current path indicated by path (3) -1 is formed between the battery 16 and the power conversion circuit 12b.
  • the switching elements S1b and S3b are left as they are, and the switching element S2b is controlled from OFF to ON, and the switching element S4b is controlled from ON to OFF (see FIG. 8).
  • the current path at this time is (3) -2.
  • the current from the battery 16 and the reactor 18b is supplied only to the capacitor 10B, and the voltage of the capacitor 10B increases.
  • the operation of (3) -2 which supplies power only to the capacitor 10B, is entered, thereby eliminating the unbalanced state when charging the battery, that is, the unbalanced state where EfcL ⁇ EfcH. It becomes possible to do.
  • the period 3- (2) is defined as an unbalance suppression period UT. As shown in FIG. 7B, there is a relationship of DT ⁇ UT between the unbalance suppression period UT and the dead time period DT. This relationship will be described later.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the principle of suppressing voltage imbalance during battery discharge.
  • the relationship between the battery voltage Ed and the half voltage (Efc / 2) of the input voltage Efc is the relationship of Ed ⁇ (Efc / 2), as in FIG.
  • the switching pattern for the switching element of the unbalance suppression phase is the same as when the battery is charged.
  • the switching elements S1b and S2b are controlled to be OFF, and the switching elements S3b and S4b are controlled to be ON (see FIG. 8).
  • a current path indicated by a path (4) -1 is formed between the battery 16 and the power conversion circuit 12b.
  • the switching elements S1b and S3b are left as they are, and the switching element S2b is controlled from OFF to ON, and the switching element S4b is controlled from ON to OFF (see FIG. 8).
  • the current path at this time is (4) -2, and a current flows in such a direction that the voltage of the capacitor 10B decreases. Further, the decrease in the voltage across the capacitors 10A and 10B due to the voltage drop of the capacitor 10B is compensated by the current flowing into the capacitor 10A through the path (4) -2 shown by the broken line.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the principle of suppressing voltage imbalance during battery charging.
  • the battery 16 When charging the battery 16, as shown in FIG. 4, the battery 16 is supplied with a current from the power conversion circuit 12 a that is a power conversion phase. At this time, as shown in FIG. 10, the power conversion circuit 12b which is an unbalance suppression phase causes the switching elements S1b to S4b to flow in the direction of flowing out of the battery 16 (that is, the direction opposite to the charging current). Is controlled.
  • the switching elements S1b and S2b are controlled to be ON, and the switching elements S3b and S4b are controlled to be OFF (see the switching pattern on the right side of FIG. 8).
  • a current path indicated by a path (5) -1 is formed between the battery 16 and the power conversion circuit 12b, and a current flows through both the capacitors 10A and 10B.
  • the switching elements S2b and S4b are left as they are, and the switching element S1b is controlled from ON to OFF, and the switching element S3b is controlled from OFF to ON (see FIG. 8).
  • the current path at this time is (5) -2. Current from the battery 16 and the reactor 18b is supplied only to the capacitor 10B, and the voltage of the capacitor 10B increases.
  • the operation of (5) -2 which supplies power only to the capacitor 10B, is entered, thereby eliminating the unbalanced state when charging the battery, that is, the unbalanced state where EfcL ⁇ EfcH. It becomes possible to do.
  • the period 5- (2) acts as the unbalance suppression period UT, as in the above case.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the principle of suppressing voltage imbalance during battery discharge.
  • a current flows from the battery 16 to the capacitors 10 ⁇ / b> A and 10 ⁇ / b> B through the power conversion circuit 12 a that is a power conversion phase.
  • the power conversion circuit 12b which is an unbalance suppression phase causes the switching elements S1b to S4b to flow in the direction of flowing into the battery 16 (that is, the direction opposite to the discharge current). Is controlled.
  • the control sequence of the switching elements S1b to S4b is the same as when the battery is discharged.
  • the switching elements S1b and S2b are controlled to be ON, and the switching elements S3b and S4b are controlled to be OFF (see FIG. 8).
  • a current path indicated by a path (6) -1 is formed between the battery 16 and the power conversion circuit 12b.
  • the switching elements S2b and S4b are left as they are, and the switching element S1b is controlled from ON to OFF, and the switching element S3b is controlled from OFF to ON (see FIG. 8).
  • the current path at this time is (6) -2, and a current flows in such a direction that the voltage of the capacitor 10B decreases. Further, the decrease in the voltage across the capacitors 10A and 10B due to the voltage drop of the capacitor 10B is compensated by the current flowing into the capacitor 10A through the path (6) -2 shown by the broken line.
  • the operation of (6) -2 in which current flows from the capacitor 10B to the battery 16 causes the unbalanced state at the time of battery discharge, that is, unbalance where EfcL> EfcH. It becomes possible to cancel the state.
  • the period 6- (2) acts as the unbalance suppression period UT, as in the above case.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the unbalance suppression control unit, and illustrates an example for realizing the switching pattern for the unbalance suppression phase illustrated in FIG. 8.
  • adder / subtractors 31, 33, PI controllers 32, 34, divider 35, carrier comparator 36 having comparators 36A, 36B, dead time generator 37, inverting circuits 38A, 38B, etc. Can be configured.
  • the carrier comparison unit 36 two unipolar carriers based on a flow rate of 0.5 (the first triangular wave that changes between 0.5 and 1 in FIG. 12, and changes between 0 and 0.5). A comparison operation with the second triangular wave is illustrated.
  • Each output of the comparators 36A and 36B in the carrier comparison unit 36 is divided into four signals, which are an inverted signal through the inverting circuits 38A and 38B and a non-inverted signal not through the inverting circuits 38A and 38B. Input to the unit 37.
  • the dead time generation unit 37 the dead time is given, and the switching signal to which the dead time is given is output to the switching elements S1b to S4b in the unbalance suppression phase.
  • FIG. 13 is a diagram showing operation waveforms in the DC / DC converter according to Embodiment 1
  • FIG. 13B shows an output voltage waveform
  • FIG. 13C shows an output current waveform.
  • the directions of the current flowing through the reactor 18a through the power conversion circuit 12a as the power conversion phase and the current flowing through the reactor 18b through the power conversion circuit 12b as the unbalance suppression phase are opposite to each other. Become. If these currents have the same magnitude, the current flowing through the reactor 18a only flows through the reactor 18b, and the battery 16 cannot be charged or discharged.
  • the power conversion circuit 12a that is the power conversion phase is dipolar modulated
  • the power conversion circuit 12b that is the unbalance suppression phase is unipolar modulation.
  • the unbalance suppression period UT can be made sufficiently longer than the dead time period DT.
  • the power conversion phase flows more current than the unbalance suppression phase, so it tends to get hot.However, if the power conversion phase and the unbalance suppression phase are switched according to the operating state, the power conversion circuit unit The effect that the heat generation can be made uniform can be obtained. Moreover, the effect that the life of the power conversion circuit unit is extended by uniformizing the heat generation is also obtained.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example different from that of FIG. 12 of the unbalance suppression control unit, and shows the configuration of the unbalance suppression control unit that does not use a current detector.
  • the PI controller 32 and the adder / subtractor 33 are omitted from FIG. 12, and a PI controller 41 is provided instead of the PI controller 34. That is, the PI control unit 41 may be configured to generate a control amount that is a source of the flow rate using a difference value between any one of EfcH and EfcL and Efc / 2.
  • At least one of the three-phase three-level power conversion circuits has one of EfcH and EfcL of the input DC voltage. Since it is configured to operate as an unbalance suppression phase that performs unbalance suppression control so as to be divided to a voltage of / 2, even if the three-level power conversion circuit is applied to DC / DC conversion, The effect that the potential fluctuation of the sex point can be suppressed is obtained.
  • the control operation has been described in which one phase of a plurality of three-level power conversion circuits is operated as an unbalance suppression phase and the remaining two phases are operated as power conversion phases. May be reversed. For example, if there is already a lineup of three-phase power conversion circuits as a three-level power conversion circuit and the capacity of the battery 16 as a DC load is small, two phases are operated as an unbalance suppression phase, and the remaining 1 The phase may be operated as a power conversion phase.
  • the battery 16 is used as the DC load. However, the battery need not be a battery.
  • FIG. FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of a DC / DC converter according to the second embodiment. Components identical or equivalent to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
  • the power conversion circuit 12a (a phase) is configured as a power conversion phase
  • the power conversion circuit 12b (b phase) is configured as an unbalance suppression phase.
  • the embodiment as shown in FIG.
  • the power conversion circuits 12a and 12b are configured as power conversion phases
  • the conversion circuit 12c (phase c) is configured as an unbalance suppression phase
  • a reactor 18c is provided at the output end of the power conversion circuit 12c.
  • the detection voltage of the voltage detectors 21 and 22 and the current detectors 24a and 24b are input to the DC / DC power conversion control unit 14 in addition to the command value E * .
  • the structure of FIG. 2 is employ
  • the unbalance suppression control unit 15 receives the detection voltages of the voltage detectors 21 and 22 and the detection current of the current detector 24c.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of the case where the phase functions in the DC / DC converter shown in FIG. 15 are replaced.
  • the power conversion circuit 12c functioning as an unbalance suppression phase in FIG. 15 is functioned as a power conversion phase.
  • the function of the power conversion circuit 12 b is not changed, but it goes without saying that the function of this circuit may be changed.
  • the output current of the power conversion circuit operating as the power conversion phase is larger than that of the power conversion circuit operating as the unbalance suppression phase, and the current flowing through the switching element is also increased.
  • the life of the power conversion circuit is considered to be shorter in the power conversion phase.
  • the functions of the power conversion phase and the unbalance suppression phase are appropriately switched for each phase as in the second embodiment, the effect that the life of the power conversion circuit can be made uniform can be obtained.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of operation waveforms in the DC / DC converter according to the second embodiment.
  • a phase difference is provided in the carrier wave in order to shift the phase of the carrier wave of each phase.
  • the broken line indicates the a-phase current
  • the one-dot chain line indicates the b-phase current
  • the two-dot chain line indicates the c-phase current
  • the solid line indicates the battery current ibat to the battery 16 (the direction in which the battery 16 is charged is positive).
  • FIG. 17A shows a waveform when the output current is positive (output current> 0)
  • FIG. 17B shows a waveform when the output current is negative (output current ⁇ 0).
  • the battery current is shifted by shifting the phase of the c-phase carrier wave operating as the unbalance suppression phase with respect to each phase of the a-phase and b-phase carrier waves operating as the power conversion phase. It is possible to reduce ibat ripple. This also applies to FIG. 17B, which shows when the output current is negative.
  • the three-level power conversion circuit that operates as the unbalance suppression phase is switched and used. Therefore, the effect that the life can be made uniform with the power conversion circuit operating as the power conversion phase can be obtained.
  • the three levels that operate as an unbalance suppression phase with respect to the phase of the carrier wave that controls the three level power conversion circuit that operates as the power conversion phase It is preferable to shift the phase of the carrier wave that controls the power conversion circuit. By performing such control, an effect that the ripple of the output current can be reduced is obtained.
  • FIG. FIG. 18 is a diagram showing a configuration of the DC / DC converter according to Embodiment 3, and shows a configuration in which the battery 16 which is a DC load is multiphased using two three-phase main circuits 5A and 5B. Show. Note that components that are the same as or equivalent to those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals.
  • the three-phase main circuits 5A and 5B are connected in parallel to the DC buses 8A and 8B on the input side, and connected in parallel to the battery 16 on the output side.
  • each potential (high potential, intermediate potential, zero potential) in each intermediate potential portion of the three-phase main circuit 5A, 5B is wired.
  • the intermediate potential portions of the three-phase main circuits 5A and 5B are electrically connected, and the neutral points of each other are also electrically connected. Therefore, the number of voltage detectors is the same as that of the embodiment. Similar to 1 and 2, there may be at most two.
  • all of the power conversion circuits 12a to 12c (a phase to c phase) constituting the three-phase main circuit 5A operate as power conversion phases.
  • the power conversion circuits 12d to 12f (d phase to f phase) constituting the three-phase main circuit 5B the power conversion circuits 12d and 12e (d phase and e phase) are configured as power conversion phases, and the power conversion circuit 12f (f phase) is configured as an unbalance suppression phase. Therefore, in the DC / DC converter according to Embodiment 3, five phases (a phase to e phase) are configured as power conversion phases, and one phase (f phase) is configured as an unbalance suppression phase. .
  • the DC / DC power conversion control unit 14A that controls the three-phase main circuit 5A includes the command value E * , the detection voltage (Efc) of the voltage detector 21, and the detection currents of the current detectors 24a to 24c. (Ia to ic) is input.
  • the DC / DC power conversion control unit 14B that controls the power conversion circuits 12d and 12e, which are power conversion phases of the three-phase main circuit 5B, has a command value E * and a detection voltage (Efc) of the voltage detector 21. And the detection current (id, ie) of the current detectors 24d and 24e is input.
  • the unbalance suppression control unit 15 that controls the power conversion circuit 12f that is an unbalance suppression phase in the three-phase main circuit 5B includes detection voltages (Efc, EfcL) of the voltage detectors 21 and 22 and current detection. The detection current (if) of the device 24f is input.
  • the capacity of the DC / DC converter can be increased without increasing the unbalance suppression phase. Further, since the same three-phase main circuit can be used, it is possible to reduce the characteristic difference between the parallel circuits. Furthermore, since the voltage detector can be shared between the parallel circuits, the cost can be reduced even when the capacity is increased.
  • a configuration in which two three-phase main circuits are connected in parallel is illustrated, but three or more can be connected in parallel.
  • one phase in one three-phase main circuit operates as an unbalance suppression phase
  • eight phases operate as power conversion phases.
  • the function as the unbalance suppression phase may be performed by one power conversion circuit in an arbitrary three-phase main circuit. That is, as a result, the sum of the number of power conversion circuits (number of phases) operating as an unbalance suppression phase and the number of power conversion circuits operating as a power conversion phase (number of phases) in any configuration is a multiple of three. Become.
  • the configuration in which the power conversion circuit 12f in the three-phase main circuit 5B is operated as the unbalance suppression phase is illustrated.
  • the power conversion circuit may be switched to operate as an unbalance suppression phase.
  • FIG. 19 is a diagram showing an application example of the DC / DC converter according to the fourth embodiment.
  • an AC rotating machine 54 that takes in DC power from the DC overhead line 50 and is an AC load.
  • 1 shows an example of a configuration in which the DC / DC converters of Embodiments 1 and 2 are applied to a load drive control system that drives or controls the motor.
  • the configuration shown on the lower side of FIG. 19 is the same as or equivalent to that shown in FIG. 15, and those components are denoted by the same reference numerals and redundant description is omitted.
  • the arrangement of the voltage detectors 21 and 22 is the same as that shown in FIG.
  • the 19 is provided with a three-phase main circuit 5C configured in the same manner as the three-phase main circuit 5 in the DC / DC converter.
  • the three-phase main circuit 5C operates as a DC / AC converter (inverter device) that generates AC power for driving the AC rotating machine 54.
  • the three-phase main circuits 5 and 5C are connected in parallel, and the neutral points of each other are electrically connected.
  • the DC / AC power conversion control unit 17 that controls the three-phase main circuit 5C includes a torque command T * , a detection voltage (Efc) of the voltage detector 21, and detection currents (id to if) of the current detectors 24d to 24f. Is generated, and switching signals d to f for controlling the switching elements of the three-phase main circuit 5C are generated and output to the three-phase main circuit 5C.
  • Patent Document 1 When the AC rotating machine 54 is driven at a low speed, the technique disclosed in Patent Document 1 described above is a case where the control response cannot satisfy a desired value in the unbalance suppression control and it is difficult to suppress the voltage imbalance. Is assumed.
  • the neutral point of the three-phase main circuit 5 on the battery 16 side is electrically connected to the neutral point of the three-phase main circuit 5C on the AC rotating machine 54 side, and AC rotation is performed. Since the unbalance suppression control in the three-phase main circuit 5C on the machine 54 side is performed in the unbalance suppression phase in the three-phase main circuit 5 on the battery 16 side, the unbalance suppression control on the three-phase main circuit 5C side Can be realized with a desired control response.
  • the AC rotating machine 54 can be driven by the power of the battery 16, the operation can be continued even in the event of an unexpected power failure, and The effect that it becomes possible to drive even on a running track without an overhead line is obtained.
  • the AC rotating machine 54 can be driven by the electric power of the battery 16, so that the operation can be continued even in the event of a sudden power failure. can get.
  • the voltage detector can be shared between the parallel circuits and the same three-phase main circuit can be used, thereby reducing the manufacturing cost and the management cost. Can be obtained.
  • DC / DC converter between DC / AC converters, between DC / DC converters, and between DC / AC converters and DC / DC converters. Since the same three-phase main circuit can be used, it is possible to easily increase the drive number of the AC rotating machine 54 and the capacity of the battery 16.
  • FIG. FIG. 20 is a diagram showing an application example of the DC / DC converter according to the fifth embodiment.
  • the embodiment converts the AC power from the AC overhead wire 61 into DC power.
  • the example of a structure in the case of supplying to the DC / DC converters of 1 and 2 is shown. 20, the configuration shown on the right side of FIG. 20 is the same as or equivalent to that shown in FIG. 15, and those components are denoted by the same reference numerals and redundant description is omitted.
  • the same three-level single-phase main circuit 60 is provided on the input side of the three-level three-phase main circuit 5.
  • the single-phase main circuit 60 operates as a single-phase AC / DC converter (converter device) for supplying DC power to the three-phase main circuit 5.
  • the AC / DC power conversion control unit 65 that controls the single-phase main circuit 60 includes a detection voltage (E2d) of the AC voltage detector 66 that detects an input AC voltage to the single-phase main circuit 60, a voltage command E2 *, and The detection current (id) of the alternating current detector 67 for detecting the input current to the single-phase main circuit 60 is input, and switching signals d and e for controlling the switching elements of the single-phase main circuit 60 are generated. To the single-phase main circuit 60.
  • another three-phase main circuit is added to the intermediate DC voltage unit 70 that is an electrical connection between the single-phase main circuit 60 and the three-phase main circuit 5.
  • the AC rotating machine may be driven in parallel, or another single-phase main circuit may be connected in parallel to increase the capacity of the single-phase AC / DC power converter.
  • another three-phase main circuit may be connected in parallel, and DC power may be input from a three-phase AC power supply by three-phase AC / DC power conversion. That is, the configuration of the fifth embodiment can be said to be a configuration that makes it possible to easily and easily realize the number of driving AC rotating machines and the increase in battery capacity.
  • FIG. FIG. 21 to FIG. 23 are diagrams showing application examples of the DC / DC converter according to the sixth embodiment.
  • a DC overhead wire is used in one three-phase three-level main circuit. It is a figure which shows the main circuit structure which enables the charge / discharge to a battery, the drive of the alternating current rotating machine by the electric power of DC overhead wire, and the drive of the alternating current rotating machine by battery power.
  • the switch 72 has terminals S01 to S05.
  • the terminal S01 is electrically connected to a DC input / output terminal of the three-phase main circuit 5 (more specifically, a DC terminal on the higher potential side in the three-phase main circuit 5).
  • the terminal S02 is electrically connected to the DC / AC input / output terminal of the three-phase main circuit 5
  • S03 is electrically connected to the DC overhead line 50
  • S04 is connected to the positive terminal of the battery 16 via the reactor 18.
  • S05 is electrically connected to the AC rotating machine 54.
  • the switch 72 has a function of electrically connecting the DC overhead line 50, which is a DC power source, and the DC input / output terminal (see FIG. 21), and between the DC input / output terminal and the battery 16.
  • a function of electrically connecting the terminals see FIG. 23
  • a function of electrically connecting the DC / AC input / output terminal and the battery 16 see FIG. 21
  • a function of electrically connecting the machine 54 FIG. 22.
  • the terminals S01 and S03 are connected inside the switch 72 as shown in FIG.
  • the terminals S02 and S04 are electrically connected.
  • the AC rotating machine 54 when the AC rotating machine 54 is driven by taking in the DC power from the DC overhead line 50, or when the regenerative power of the AC rotating machine 54 is returned to the DC overhead line 50, as shown in FIG. Inside, the terminal S01 and the terminal S03 are electrically connected, and the terminal S02 and the terminal S05 are electrically connected.
  • the terminal S01 and the terminal S04 are electrically connected, and the terminal S02 and the terminal S05 are electrically connected.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
  • the present invention is useful as a DC / DC converter and a load drive control system capable of suppressing potential fluctuation at a neutral point.

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Abstract

　３レベルの電力変換回路を複数相分有して構成される直流／直流変換装置であって、入力直流電圧、第１の分圧電圧および第２の分圧電圧のうちの少なくとも２つの電圧（Ｅｆｃ、ＥｆｃＬ）を検出する電圧検出器２１，２２と、３レベルの電力変換回路１２ａ，１２ｂの出力電圧を制御する電圧制御部３と、を備え、３レベルの電力変換回路１２ａ，１２ｂのうちの少なくとも１相（電力変換回路１２ｂ）は、第１および第２の分圧電圧のうちの１つ（ＥｆｃＬ）が、入力直流電圧Ｅｆｃの１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作する。

Description

直流／直流変換装置および負荷駆動制御システム
　本発明は、例えば鉄道車両への応用に好適な直流／直流変換装置および直流／直流変換装置を備えた負荷駆動制御システムに関する。
　鉄道車両用の動力車である電気車は、架線、第三軌条等（以下必要に応じて「架線等」と略す）から集電装置で電力を取り入れ、集電した電力を使用して電動機を駆動する構成が採用される。電気車の場合、直流／直流変換装置は、架線等から印加される直流電圧を異なる電圧レベル（電気車の場合に低い電圧レベル）の直流電圧に変換する機能部として用いられる。
　直流／直流変換装置は、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とが直列に接続された電圧変換回路部（「電力変換回路部」ともいう）を少なくとも１つ有する構成である。電力変換回路部は、２レベルの構成が一般的であるが、スイッチング素子の耐圧に比べて入力電圧が高い場合には、中性点の電位を利用できる３レベルの構成が採用される。なお、３レベルの構成の場合、電力変換回路部の入力端側には、３つの電位（高電位、中間電位、零電位）レベルを選択できるように、直列接続された容量値の等しい２つのコンデンサが設けられる。
　３レベルの構成の場合、高電位（上位電位）側コンデンサと低電位（下位電位）側コンデンサの容量値は等しいため、両者の電圧は等しくなるのが通常ではある。しかしながら、電力変換回路部のスイッチング素子の制御態様によっては、両者間に電圧差（アンバランス）が発生することが知られている。高電位側コンデンサと低電位側コンデンサとの間に電圧差が発生した場合、中性点の電位が変動するため、電力変換回路部の動作としては好ましくない。
　上記のような３レベルの電力変換部を有する直流／直流変換装置において、例えば下記特許文献１に開示のパルス幅変調装置では、出力端子電圧における高電位パルス列と低電位パルス列を発生するための２つのスイッチング関数に含まれる直流成分の大きさまたはその相当値に応じてスイッチング関数の直流成分の差を調整し、また、直流側中間電位点で２分割された直流電圧源の差電圧またはその相当値に応じてスイッチング関数の交流成分の差を調整することにより、中性点の電位変動を抑制する技術を開示している。
特開平６－５４５４７号公報
　しかしながら、上記従来の技術は、３レベルのインバータ装置（ＤＣＡＣ変換装置）に関する技術であり、直流／直流変換装置に適用可能な技術ではない。インバータ装置の出力側は交流端子であり、出力端の電位は交流１周期において、その極性が切り替わる。一方、直流／直流変換装置の場合、出力端の極性は変動しないため、交流１周期における極性の切り替わりを利用して中性点の電位変動を抑制するという、従来技術の採用は困難である。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、３レベル電力変換回路を直流／直流変換に適用した場合であっても、中性点の電位変動を抑制することができる直流／直流変換装置および、当該直流／直流変換装置を備えた負荷駆動制御システムを提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、入力直流電圧が直列接続された２つのコンデンサによってそれぞれ分圧された第１および第２の分圧電圧を使用して３レベルの電圧に変換する３レベル電力変換回路を複数相分有して構成される直流／直流変換装置であって、前記入力直流電圧、前記第１の分圧電圧および第２の分圧電圧のうちから少なくとも２つの電圧を検出する電圧検出器と、電圧指令値に基づいて前記３レベル電力変換回路の出力電圧を制御する電圧制御部と、を備え、前記複数相の３レベル電力変換回路のうちの少なくとも１相は、前記第１および第２の分圧電圧のうちの１つが前記入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作することを特徴とする。
　この発明によれば、３レベル電力変換回路を直流／直流変換に適用した場合であっても、中性点の電位変動を抑制することができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１に係る直流／直流変換装置の構成を示す図である。 図２は、第１および第２の電圧検出器の図１とは異なる配置例を示す図である。 図３は、第１および第２の電圧検出器の図１および図２とは異なる配置例を示す図である。 図４は、電池充電時における電圧アンバランスの発生原因を示す図である。 図５は、電力変換相のスイッチング素子に対するスイッチングパターンを示す図である。 図６は、電池放電時における電圧アンバランスの発生原因を示す図である。 図７は、電池充電時（Ｅｄ＜（Ｅｆｃ／２）の場合）における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。 図８は、アンバランス抑制相のスイッチング素子に対するスイッチングパターンを示す図である。 図９は、電池放電時（Ｅｄ＜（Ｅｆｃ／２）の場合）における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。 図１０は、電池充電時（Ｅｄ＞（Ｅｆｃ／２）の場合）における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。 図１１は、電池放電時（Ｅｄ＞（Ｅｆｃ／２）の場合）における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。 図１２は、アンバランス抑制制御部の一構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態１の直流／直流変換装置における動作波形を示す図である。 図１４は、アンバランス抑制制御部の図１２とは異なる構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態２に係る直流／直流変換装置の構成を示す図である。 図１６は、図１５に示す係る直流／直流変換装置における相の機能を入れ替えた場合の一例を示す図である。 図１７は、実施の形態２に係る直流／直流変換装置における動作波形例を示す図である。 図１８は、実施の形態３に係る直流／直流変換装置の構成を示す図である。 図１９は、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例を示す図である。 図２０は、実施の形態５に係る直流／直流変換装置の応用例を示す図である。 図２１は、実施の形態６に係る直流／直流変換装置の応用例（直流架線から電池への充放電）を示す図である。 図２２は、実施の形態６に係る直流／直流変換装置の応用例（直流架線の電力による交流回転機の駆動）を示す図である。 図２３は、実施の形態６に係る直流／直流変換装置の応用例（電池電力による交流回転機の駆動）を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態に係る直流／直流変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る直流／直流変換装置の構成を示す図であり、３レベルの直流／直流変換装置における直流回路部１、電力変換回路部２および電圧制御部３ならびに直流負荷４の構成を図示している。
　直流回路部１は、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂを有して構成される。コンデンサ１０Ａ，１０Ｂは、直列に接続されて直流母線８Ａ，８Ｂ間に接続される。直流母線８Ａ，８Ｂは、それぞれが直流電源端子Ａ，Ｂに電気的に接続され、直流電源端子Ａ，Ｂからの直流電圧（入力直流電圧）が印加され、入力直流電圧を２つの電圧に分圧する。コンデンサ１０Ａ，１０Ｂの電気的接続点は中間電位端として後段の電力変換回路部２へ引き出される。
　電力変換回路部２は、３レベルの電力変換回路１２ａ（便宜的にａ相と表記）と、３レベルの電力変換回路１２ｂ（便宜的にｂ相と表記）とを有して構成される。電力変換回路１２ａ，１２ｂは、直列接続されたコンデンサ１０Ａ，１０Ｂに並列に接続され、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂにてそれぞれ分圧された２つの分圧電圧によって３レベルの電位（高電位、中間電位、零電位）に変換する。
　電力変換回路１２ａでは、トランジスタ素子とダイオードとが逆並列に接続された４つのスイッチング素子Ｓ１ａ～Ｓ４ａが直列に接続され、上位電位側の外側に位置するスイッチング素子Ｓ１ａと上位電位側の内側に位置するスイッチング素子Ｓ２ａとの接続点に上位電位側の中性点クランプダイオードＤ１ａのカソードが接続される。中性点クランプダイオードＤ１ａのアノードは、下位電位側の中性点クランプダイオードＤ２ａのカソードに接続されると共に、直流回路部１から引き出された中間電位端に電気的に接続される。
　一方、下位側においては、下位電位側の内側に位置するスイッチング素子Ｓ３ａと下位電位側の外側に位置するスイッチング素子Ｓ４ａとの接続点に下位電位側の中性点クランプダイオードＤ２ａのアノードが接続される。中性点クランプダイオードＤ１ａのカソードは、上述の通り、中間電位端に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ２ａ，Ｓ３ａの接続点は、第１の直流端として引き出されリアクトル１８ａを介して直流負荷４としての電池１６の正極側に接続される。
　スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂおよび中性点クランプダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂを有する電力変換回路１２ｂの構成および接続についても電力変換回路１２ａと同様であり、中性点クランプダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂの接続点は中間電位端に電気的に接続され、スイッチング素子Ｓ２ｂ，Ｓ３ｂの接続点は、第１の直流端として引き出されリアクトル１８ｂを介して直流負荷４としての電池１６の正極側に接続される。
　電池１６としては、ニッケル水素二次電池、リチウムイオン二次電池、電気二重層キャパシタ等が好適であるが、その他の電池を用いてもよい。電池１６の負極側は、スイッチング素子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂの下位電位側に接続され、電池１６と電力変換回路部２との間で直流電力の授受が行われる。
　電圧制御部３は、直流／直流電力変換制御部１４およびアンバランス抑制制御部１５を有して構成される。電力変換回路部２には、直列接続されたコンデンサ１０Ａ，１０Ｂ間の電圧を検出する電圧検出器（第１の電圧検出器）２１、コンデンサ１０Ｂの電圧を検出する電圧検出器（第２の電圧検出器）２２、電力変換回路１２ａの出力端を通じて流出入する電流を検出する電流検出器（第１の電流検出器）２４ａおよび、電力変換回路１２ｂの出力端を通じて流出入する電流を検出する電流検出器（第２の電流検出器）２４ｂが設けられる。
　電圧検出器２１が検出した電圧（入力電圧）Ｅｆｃ、電流検出器２４ａが検出した電流（充放電電流）ｉａおよび指令値Ｅ＊（電圧指令値、電流指令値など）は、直流／直流電力変換制御部１４に入力され、入力電圧Ｅｆｃ、電圧検出器２２が検出した電圧（下位側分圧電圧：第１の分圧電圧）ＥｆｃＬおよび、電流検出器２４ｂが検出した電流（後述する「アンバランス抑制電流」）ｉｂは、アンバランス抑制制御部１５に入力される。
　直流／直流電力変換制御部１４は、入力電圧Ｅｆｃ、充放電電流ｉａおよび指令値Ｅ＊に基づき、直流／直流電力変換相（以下単に「電力変換相」と称する）としての電力変換回路１２ａに具備されるスイッチング素子Ｓ１ａ～Ｓ４ａを制御するためのスイッチング信号ａを生成して電力変換回路１２ａに出力する。
　アンバランス抑制制御部１５は、入力電圧Ｅｆｃ、下位側分圧電圧ＥｆｃＬおよびアンバランス抑制電流ｉｂに基づき、アンバランス抑制相としての電力変換回路１２ｂに具備されるスイッチングＳ１ｂ～Ｓ４ｂを制御するためのスイッチング信号ｂを生成して電力変換回路１２ｂに出力する。
　なお、図１では、第１の電圧検出器が入力電圧Ｅｆｃを検出し、第２の電圧検出器が下位側分圧電圧ＥｆｃＬ（第１の分圧電圧）を検出する構成であったが、図２のように、第１の電圧検出器が上位側分圧電圧ＥｆｃＨ（第２の分圧電圧）を検出し、第２の電圧検出器が下位側分圧電圧ＥｆｃＬ（第１の分圧電圧）を検出する構成であってもよい。入力電圧Ｅｆｃは、上位側分圧電圧ＥｆｃＨと下位側分圧電圧ＥｆｃＬとの和として求められるので、直流／直流電力変換制御部１４には、上位側分圧電圧ＥｆｃＨおよび下位側分圧電圧ＥｆｃＬの双方を入力すればよい。
　また、図３のように、第１の電圧検出器が入力電圧Ｅｆｃを検出し、第２の電圧検出器が上位側分圧電圧ＥｆｃＨを検出するように構成してもよい。上位側分圧電圧ＥｆｃＨも、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂ間の電圧アンバランスを表す電気量であり、これをアンバランス抑制相としての電力変換回路１２ｂに入力すればよい。
　つぎに、電圧アンバランスの発生原因について、図４～図６の図面を参照して説明する。まず、図４は、電池充電時における電圧アンバランスの発生原因を示す図であり、図５は、電力変換相のスイッチング素子に対するスイッチングパターンを示す図である。なお、図４（ａ）では、電力変換相である電力変換回路１２ａのみを示し、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂの図示は省略している。また、図４（ｂ）では電力変換相の出力電圧状態を示している。
　電池１６を充電する際には、スイッチング素子Ｓ３ａ，Ｓ４ａをＯＮに制御し、スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａをＯＦＦに制御する（図５参照）。電池１６への充電電流は、リアクトル１８ａから供給され、電池１６には、（１）－１の経路で示す電流が流れる。
　次いで、スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ３ａはそのままで、スイッチング素子Ｓ２ａがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ４ａがＯＮからＯＦＦに制御される（図５参照）。このときの電流経路は、（１）－２である。電池１６への充電電流は、コンデンサ１０Ｂから供給され、入力電圧の減少分は破線で示す（１）－２の経路でコンデンサ１０Ａに供給される。
　さらに、スイッチング素子Ｓ２ａ，Ｓ４ａはそのままで、スイッチング素子Ｓ１ａがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ３ａがＯＮからＯＦＦに制御される（図５参照）。このときの電流経路は、（１）－３である。電池１６への充電電流は、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂの双方から供給される。
　上記の動作から理解できることであるが、コンデンサ１０Ｂのみから電流を引き出す（１）－２の動作が入ることにより、下位側分圧電圧ＥｆｃＬと上位側分圧電圧ＥｆｃＨとの間には、ＥｆｃＬ＜ＥｆｃＨとなるアンバランス状態が発生する。なお、（１）－２の動作は、図４（ｂ）に示すように、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１ａ～Ｓ４ａの間に貫通電流が流れないように、デッドタイム期間ＤＴを設けることに起因している。
　電力変換回路部２が、上記特許文献１のようなインバータ回路であれば、交流１周期における極性の切り替わりを利用して、アンバランスを解消することが可能である。しかしながら、電力変換回路部２が、本願のような直流／直流変換回路の場合、極性の切り替わりがないため、デッドタイム期間ＤＴに起因するアンバランス量が蓄積されて増大して行く。そこで、本願においては、アンバランス抑制相を設け、後述する手法にてアンバランスを解消する制御を行うことを主眼としている。
　図４は、電池充電時における電圧アンバランスの発生原因を示す図であったが、図６は、電池放電時における電圧アンバランスの発生原因を示す図である。なお、電池放電時におけるスイッチングパターンは、図５に示すように、電池充電時のときと同一である。
　スイッチング素子Ｓ３ａ，Ｓ４ａがＯＮに制御され、スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａがＯＦＦに制御されると、電池１６からの放電電流は（２）－１の経路で流れ、リアクトル１８ａに電気エネルギーが蓄積される。
　次いで、スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ３ａはそのままで、スイッチング素子Ｓ２ａがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ４ａがＯＮからＯＦＦに制御されると、電池１６およびリアクトル１８ａからの放電電流は（２）－２の経路で流れ、コンデンサ１０Ｂのみに電力が供給される。
　さらに、スイッチング素子Ｓ２ａ，Ｓ４ａはそのままで、スイッチング素子Ｓ１ａがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ３ａがＯＮからＯＦＦに制御されると、電池１６およびリアクトル１８ａからの放電電流は（２）－３の経路で流れ、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂの双方に電力が供給される。
　上記の動作から理解できることであるが、コンデンサ１０Ｂのみに電力を供給する（２）－２の動作が入ることにより、下位側分圧電圧ＥｆｃＬと上位側分圧電圧ＥｆｃＨとの間には、ＥｆｃＬ＞ＥｆｃＨとなるアンバランス状態が発生する。なお、（２）－２の動作は、図６（ｂ）に示すように、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１ａ～Ｓ４ａの間に貫通電流が流れないように、デッドタイム期間ＤＴを設けることに起因していて、発生原因は充電時のときと同じである。
　つぎに、電圧アンバランスの抑制原理について、図７～図１１の図面を参照して説明する。まず、図７は、電池充電時における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。ただし、図７は、電池電圧Ｅｄと入力電圧Ｅｆｃの１／２電圧（Ｅｆｃ／２）との間に、Ｅｄ＜（Ｅｆｃ／２）の関係があるときの動作を示すものである。また、図８は、アンバランス抑制相のスイッチング素子に対するスイッチングパターンを示す図である。なお、図７（ａ）では、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂのみを示し、電力変換相である電力変換回路１２ａの図示は省略している。また、図７（ｂ）ではアンバランス抑制相の出力電圧状態を示している。
　電池１６を充電する際には、例えば図４に示すように、電池１６には電力変換相である電力変換回路１２ａからの電流が供給される。このとき、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂからは、図７に示すように、電池１６から流出する向き（すなわち充電電流とは逆向き）の電流が流れるように、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂが制御される。
　具体的に説明すると、まず、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂをＯＦＦに制御し、スイッチング素子Ｓ３ｂ，Ｓ４ｂをＯＮに制御する（図８左側のスイッチングパターン参照）。このとき、電池１６と電力変換回路１２ｂとの間には、（３）－１の経路で示す電流経路が形成される。
　次いで、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ３ｂはそのままで、スイッチング素子Ｓ２ｂがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ４ｂがＯＮからＯＦＦに制御される（図８参照）。このときの電流経路は、（３）－２である。電池１６およびリアクトル１８ｂからの電流は、コンデンサ１０Ｂのみに供給され、コンデンサ１０Ｂの電圧が上昇する。
　上記の動作から理解できるように、コンデンサ１０Ｂのみに電力を供給する（３）－２の動作が入ることにより、電池充電時のときのアンバランス状態、すなわちＥｆｃＬ＜ＥｆｃＨとなるアンバランス状態を解消することが可能となる。ここで、この３－（２）の期間をアンバランス抑制期間ＵＴと定義する。なお、図７（ｂ）に示すように、アンバランス抑制期間ＵＴとデッドタイム期間ＤＴとの間には、ＤＴ＜＜ＵＴの関係がある。この関係については後述する。
　つぎに、電池放電時のときの抑制原理について説明する。図９は、電池放電時における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。なお、電池電圧Ｅｄと入力電圧Ｅｆｃの１／２電圧（Ｅｆｃ／２）との関係は、図７のときと同様に、Ｅｄ＜（Ｅｆｃ／２）の関係がある。また、アンバランス抑制相のスイッチング素子に対するスイッチングパターンは、電池充電時のときと同一である。
　電池１６を放電する際には、例えば図６に示すように、電池１６から電力変換相である電力変換回路１２ａを介してコンデンサ１０Ａ，１０Ｂに向かう電流が流れる。このとき、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂからは、図９に示すように、電池１６に流入する向き（すなわち放電電流とは逆向き）の電流が流れるように、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂが制御される。なお、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂの制御順序は、電池充電時のときと同一である。
　具体的に説明すると、まず、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂをＯＦＦに制御し、スイッチング素子Ｓ３ｂ，Ｓ４ｂをＯＮに制御する（図８参照）。このとき、電池１６と電力変換回路１２ｂとの間には、（４）－１の経路で示す電流経路が形成される。
　次いで、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ３ｂはそのままで、スイッチング素子Ｓ２ｂがＯＦＦからＯＮ、スイッチング素子Ｓ４ｂがＯＮからＯＦＦに制御される（図８参照）。このときの電流経路は（４）－２であり、コンデンサ１０Ｂの電圧が低下する向きの電流が流れる。また、コンデンサ１０Ｂの電圧低下によるコンデンサ１０Ａ，１０Ｂにおける両端電圧の減少分は、破線で示す（４）－２の経路でコンデンサ１０Ａに流入する電流によって補われる。
　上記の動作から理解できるように、コンデンサ１０Ｂから電池１６に向けて電流が流れる（４）－２の動作が入ることにより、電池放電時のときのアンバランス状態、すなわちＥｆｃＬ＞ＥｆｃＨとなるアンバランス状態を解消することが可能となる。この４－（２）の期間は、電池充電時のときと同様に、アンバランス抑制期間ＵＴとして作用する。
　つぎに、電池電圧Ｅｄと入力電圧Ｅｆｃの１／２電圧（Ｅｆｃ／２）との間に、Ｅｄ＞（Ｅｆｃ／２）の関係があるときの動作について、図１０および図１１の図面を参照して説明する。まず、図１０は、電池充電時における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。
　電池１６を充電する際には、図４に示すように、電池１６には電力変換相である電力変換回路１２ａからの電流が供給される。このとき、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂからは、図１０に示すように、電池１６から流出する向き（すなわち充電電流とは逆向き）の電流が流れるように、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂが制御される。
　具体的に説明すると、まず、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂをＯＮに制御し、スイッチング素子Ｓ３ｂ，Ｓ４ｂをＯＦＦに制御する（図８右側のスイッチングパターン参照）。このとき、電池１６と電力変換回路１２ｂとの間には（５）－１の経路で示す電流経路が形成され、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂの双方に電流が流れる。
　次いで、スイッチング素子Ｓ２ｂ，Ｓ４ｂはそのままで、スイッチング素子Ｓ１ｂがＯＮからＯＦＦ、スイッチング素子Ｓ３ｂがＯＦＦからＯＮに制御される（図８参照）。このときの電流経路は、（５）－２である。電池１６およびリアクトル１８ｂからのからの電流は、コンデンサ１０Ｂのみに供給され、コンデンサ１０Ｂの電圧が上昇する。
　上記の動作から理解できるように、コンデンサ１０Ｂのみに電力を供給する（５）－２の動作が入ることにより、電池充電時のときのアンバランス状態、すなわちＥｆｃＬ＜ＥｆｃＨであるアンバランス状態を解消することが可能となる。ここで、この５－（２）の期間は、上記の場合と同様に、アンバランス抑制期間ＵＴとして作用する。
　また、図１１は、電池放電時における電圧アンバランスの抑制原理を説明する図である。電池１６を放電する際には、図６に示すように、電池１６から電力変換相である電力変換回路１２ａを介してコンデンサ１０Ａ，１０Ｂに向かう電流が流れる。このとき、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂからは、図１１に示すように、電池１６に流入する向き（すなわち放電電流とは逆向き）の電流が流れるように、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂが制御される。なお、スイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂの制御順序は、電池放電時のときと同一である。
　具体的に説明すると、まず、スイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂをＯＮに制御し、スイッチング素子Ｓ３ｂ，Ｓ４ｂをＯＦＦに制御する（図８参照）。このとき、電池１６と電力変換回路１２ｂとの間には、（６）－１の経路で示す電流経路が形成される。
　次いで、スイッチング素子Ｓ２ｂ，Ｓ４ｂはそのままで、スイッチング素子Ｓ１ｂがＯＮからＯＦＦ、スイッチング素子Ｓ３ｂがＯＦＦからＯＮに制御される（図８参照）。このときの電流経路は（６）－２であり、コンデンサ１０Ｂの電圧が低下する向きの電流が流れる。また、コンデンサ１０Ｂの電圧低下によるコンデンサ１０Ａ，１０Ｂにおける両端電圧の減少分は、破線で示す（６）－２の経路でコンデンサ１０Ａに流入する電流によって補われる。
　上記の動作から理解できるように、コンデンサ１０Ｂから電池１６に向けて電流が流れる（６）－２の動作が入ることにより、電池放電時のときのアンバランス状態、すなわちＥｆｃＬ＞ＥｆｃＨであるアンバランス状態を解消することが可能となる。この６－（２）の期間は、上記の場合と同様に、アンバランス抑制期間ＵＴとして作用する。
　図１２は、アンバランス抑制制御部の一構成例を示す図であり、図８に示したアンバランス抑制相に対するスイッチングパターンを実現するための一例を示している。図１２に示すように、例えば加減算器３１，３３、ＰＩ制御部３２，３４、除算器３５、比較器３６Ａ，３６Ｂを有するキャリア比較部３６、デッドタイム生成部３７、反転回路３８Ａ，３８Ｂなどを用いて構成することができる。
　図１２の回路の動作について説明する。加減算器３１では、ＥｆｃＨおよびＥｆｃＬのうちの何れかとＥｆｃ／２（Ｅｆｃの１／２電圧）との差分値が演算され、ＰＩ制御部３２に入力される。よって、ＰＩ制御部３２では、電圧アンバランスに関係する値が生成される。加減算器３３では、ＰＩ制御部３２の出力とアンバランス抑制電流ｉｂとの差分値が演算され、ＰＩ制御部３４に入力される。ＰＩ制御部３４の出力は除算器３５にてＥｆｃの値を元に正規化され、正規化された値は通流率（０～１の範囲の値）としてキャリア比較部３６に入力される。キャリア比較部３６では、通流率０．５を基準とする２つのユニポーラキャリア（図１２では、０．５～１の間で変化する第１の三角波、０～０．５の間で変化する第２の三角波を例示）との比較演算が行われる。キャリア比較部３６における比較器３６Ａ，３６Ｂの各出力は、反転回路３８Ａ，３８Ｂを介した反転信号と、反転回路３８Ａ，３８Ｂを介さない非反転信号とによる４つの信号に分けられてデッドタイム生成部３７に入力される。デッドタイム生成部３７では、デッドタイムが付与され、デッドタイムが付与されたスイッチング信号がアンバランス抑制相のスイッチング素子Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂに対して出力される。
　図１３は、実施の形態１の直流／直流変換装置における動作波形を示す図であり、図１３（ｂ）には出力電圧波形、図１３（ｃ）には出力電流波形をそれぞれ示している。
　上記のように、電力変換相である電力変換回路１２ａを介してリアクトル１８ａに流れる電流と、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂを介してリアクトル１８ｂに流れる電流の向きは、互いに逆向きとなる。これらの電流が同じ大きさであれば、リアクトル１８ａに流れる電流がリアクトル１８ｂに流れるだけであり、電池１６を充放電させることはできない。
　ところが、実施の形態１の直流／直流変換装置では、電力変換相とアンバランス抑制相とで変調方式を変えることにより、このような不都合を解消している。具体的には、図１３（ｂ）に示すように、電力変換相である電力変換回路１２ａをダイポーラ変調し、アンバランス抑制相である電力変換回路１２ｂをユニポーラ変調としている。また、上述のように、アンバランス抑制期間ＵＴをデッドタイム期間ＤＴよりも十分に長くすることができる。これらの制御態様により、図１３（ｃ）にも示すように、電力変換相からの出力電流は大きくとることができる一方で、アンバランス抑制相の出力電流は小さくすることができ、差し引きの電流を電池１６に流出入させることが可能となる。
　なお、アンバランス抑制相よりも電力変換相のほうが多くの電流を流すので熱くなりやすいが、運転状態に応じて電力変換相とアンバランス抑制相とを切替えるようにすれば、電力変換回路部での発熱を均一化することができるという効果が得られる。また、発熱を均一化により電力変換回路部の寿命も延びるという効果も得られる。
　図１４は、アンバランス抑制制御部の図１２とは異なる構成例を示す図であり、電流検出器を用いないアンバランス抑制制御部の構成を示している。
　図１４に示す構成では、図１２から、ＰＩ制御部３２および加減算器３３を省略すると共に、ＰＩ制御部３４に代えてＰＩ制御部４１を有するように構成している。すなわち、ＰＩ制御部４１は、ＥｆｃＨおよびＥｆｃＬのうちの何れかとＥｆｃ／２との差分値を用いて通流率の元となる制御量を生成するように構成されていればよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係る直流／直流変換装置によれば、複数相の３レベル電力変換回路のうちの少なくとも１相は、ＥｆｃＨおよびＥｆｃＬのうちの１つが入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作するように構成したので、３レベル電力変換回路を直流／直流変換に適用した場合であっても、中性点の電位変動を抑制することができるという効果が得られる。
　なお、実施の形態１では、複数相の３レベル電力変換回路のうちの１相をアンバランス抑制相として動作させ、残りの２相を電力変換相として動作させる制御動作について説明したが、この関係を逆にしてもよい。例えば、３レベルの電力変換回路として、三相の電力変換回路のラインナップが既にあり、直流負荷である電池１６の容量が小さい場合には、２相をアンバランス抑制相として動作させ、残りの１相を電力変換相として動作させるようにしてもよい。また、上記の説明では直流負荷として電池１６を用いた例で説明したが、特に電池でなくてもよい。
実施の形態２．
　図１５は、実施の形態２に係る直流／直流変換装置の構成を示す図である。図１と同一または同等の構成部については、同一符号を付して示している。図１に示す直流／直流変換装置では、電力変換回路１２ａ（ａ相）を電力変換相として構成し、電力変換回路１２ｂ（ｂ相）をアンバランス抑制相として構成していたが、本実施の形態では、図１５に示すように、３つの電力変換回路を有する三相主回路５を構成する際に、電力変換回路１２ａ，１２ｂ（ａ相、ｂ相）を電力変換相として構成し、電力変換回路１２ｃ（ｃ相）をアンバランス抑制相として構成し、電力変換回路１２ｃの出力端にはリアクトル１８ｃを設けている。この構成により、直流／直流電力変換制御部１４には、指令値Ｅ＊に加え、電圧検出器２１，２２の検出電圧と電流検出器２４ａ，２４ｂを入力している。なお、電圧検出部器２１，２２の配置については、図２の構成を採用している。また、アンバランス抑制制御部１５には、電圧検出器２１，２２の検出電圧と電流検出器２４ｃの検出電流を入力している。
　図１６は、図１５に示す係る直流／直流変換装置における相の機能を入れ替えた場合の一例を示す図であり、図１５では電力変換相として機能していた電力変換回路１２ａをアンバランス抑制相として機能させ、図１５ではアンバランス抑制相として機能していた電力変換回路１２ｃを電力変換相として機能させるものである。なお、図１５，１６では、電力変換回路１２ｂの機能は変更していないが、この回路の機能を変更してもよいことは言うまでもない。実施の形態１でも説明したように、アンバランス抑制相として動作する電力変換回路よりも電力変換相として動作する電力変換回路の方が出力電流は大きくなり、スイッチング素子に流れる電流も大きくなるため、電力変換回路の寿命は電力変換相の方が短くなると考えられる。一方、実施の形態２のように、各相毎に電力変換相とアンバランス抑制相の機能を適宜入れ替えるようにすれば、電力変換回路の寿命を均一化することができるという効果が得られる。
　図１７は、実施の形態２に係る直流／直流変換装置における動作波形例を示す図である。この動作例では、各相のキャリア波の位相をずらすためにキャリア波には位相差を設けるようにしている。図１７において、破線はａ相電流、一点鎖線はｂ相電流、二点鎖線はｃ相電流をそれぞれ示し、実線は電池１６への電池電流ｉｂａｔ（電池１６を充電する向きを正とする）を示している。また、図１７（ａ）は出力電流が正（出力電流＞０）のときの波形であり、（ｂ）は出力電流が負（出力電流＜０）のときの波形である。
　図１７（ａ）のように、電力変換相として動作するａ相およびｂ相のキャリア波の各位相に対し、アンバランス抑制相として動作するｃ相のキャリア波の位相をずらすことにより、電池電流ｉｂａｔのリプルを小さくすることが可能となる。このことは、出力電流が負のときを示す、図１７（ｂ）においても同様である。
　以上説明したように、実施の形態２に係る直流／直流変換装置によれば、複数の３レベル電力変換回路のうち、アンバランス抑制相として動作する３レベル電力変換回路を切替えて使用するようにしたので、電力変換相として動作する電力変換回路との間で、寿命の均一化を図ることができるという効果が得られる。
　なお、実施の形態２に係る直流／直流変換装置を動作させる際には、電力変換相として動作する３レベル電力変換回路を制御するキャリア波の位相に対し、アンバランス抑制相として動作する３レベル電力変換回路を制御するキャリア波の位相をずらすことが好ましい。このような制御を行えば、出力電流のリプルを小さくすることができるという効果が得られる。
実施の形態３．
　図１８は、実施の形態３に係る直流／直流変換装置の構成を示す図であり、直流負荷である電池１６に対し、２つの三相主回路５Ａ，５Ｂを用いて多相化する構成を示している。なお、図１５と同一または同等の構成部については、同一符号を付して示している。
　図１８に示すように、三相主回路５Ａ，５Ｂは、入力側では直流母線８Ａ，８Ｂに対し並列に接続され、出力側では電池１６に対し並列に接続されている。また、三相主回路５Ａ，５Ｂの各中間電位部における各電位（高電位、中間電位、零電位）は配線されている。このように、三相主回路５Ａ，５Ｂの各中間電位部は電気的に接続され、且つ、互いの中性点も電気的に接続されているので、電圧検出器の数は、実施の形態１，２と同様に高々２つあればよい。
　図１８において、三相主回路５Ａを構成する電力変換回路１２ａ～１２ｃ（ａ相～ｃ相）は全てが電力変換相として動作する。一方、三相主回路５Ｂを構成する電力変換回路１２ｄ～１２ｆ（ｄ相～ｆ相）においては、電力変換回路１２ｄ，１２ｅ（ｄ相、ｅ相）を電力変換相として構成し、電力変換回路１２ｆ（ｆ相）をアンバランス抑制相として構成している。よって、実施の形態３に係る直流／直流変換装置では、５つの相（ａ相～ｅ相）を電力変換相として構成し、１つの相（ｆ相）をアンバランス抑制相として構成している。
　上記の構成により、三相主回路５Ａを制御する直流／直流電力変換制御部１４Ａには、指令値Ｅ＊、電圧検出器２１の検出電圧（Ｅｆｃ）および、電流検出器２４ａ～２４ｃの検出電流（ｉａ～ｉｃ）が入力される。また、三相主回路５Ｂのうちの電力変換相である電力変換回路１２ｄ，１２ｅを制御する直流／直流電力変換制御部１４Ｂには、指令値Ｅ＊、電圧検出器２１の検出電圧（Ｅｆｃ）および、電流検出器２４ｄ，２４ｅの検出電流（ｉｄ，ｉｅ）が入力される。さらに、三相主回路５Ｂのうちのアンバランス抑制相である電力変換回路１２ｆを制御するアンバランス抑制制御部１５には、電圧検出器２１，２２の検出電圧（Ｅｆｃ，ＥｆｃＬ）および、電流検出器２４ｆの検出電流（ｉｆ）が入力される。
　実施の形態３に係る直流／直流変換装置は、上記のように構成されているので、アンバランス抑制相をむやみに増やすことなく直流／直流変換装置の容量アップが可能になる。また、同一の三相主回路を使用できるので並列回路間の特性差を小さくすることが可能となる。さらに、並列回路間で電圧検出器を共用できるので、容量をアップした場合でもコストの低減を図ることができる。
　なお、実施の形態３では、２つの三相主回路を並列に接続する構成を例示したが、３つ以上を並列に接続することも可能である。例えば、３つの三相主回路を並列に接続する場合には、１つの三相主回路における１つの相がアンバランス抑制相として動作し、８つの相が電力変換相として動作する。この場合でも、アンバランス抑制相としての機能は、任意の三相主回路における１つの電力変換回路が担えばよい。つまり、結果として、何れの構成でもアンバランス抑制相として動作する電力変換回路の数（相数）と、電力変換相として動作する電力変換回路の数（相数）との和は３の倍数になる。
　また、実施の形態３では、三相主回路５Ｂにおける電力変換回路１２ｆをアンバランス抑制相として動作させる構成を例示したが、実施の形態１で説明したように、運転状態に応じて、他の電力変換回路をアンバランス抑制相として動作させるように切り替えてもよい。
実施の形態４．
　図１９は、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例を示す図であり、電気鉄道分野での応用例として直流架線５０からの直流電力を取り込んで交流負荷である交流回転機５４を駆動または制御する負荷駆動制御システムに実施の形態１，２の直流／直流変換装置を適用した場合の一構成例を示している。図１９において、同図の下部側に示す構成は図１５に示すものと同一または同等であり、それらの構成部については同一の符号を付して示し、重複する説明は省略する。なお、電圧検出部器２１，２２の配置については、図１５とは異なり、図１の構成を採用している。
　図１９の上部側には直流／直流変換装置における三相主回路５と同等に構成された三相主回路５Ｃが設けられている。この三相主回路５Ｃは、交流回転機５４を駆動するための交流電力を生成する直流／交流変換装置（インバータ装置）として動作する。三相主回路５，５Ｃは並列に接続されると共に、互いの中性点は電気的に接続されている。
　三相主回路５Ｃを制御する直流／交流電力変換制御部１７には、トルク指令Ｔ＊、電圧検出器２１の検出電圧（Ｅｆｃ）および、電流検出器２４ｄ～２４ｆの検出電流（ｉｄ～ｉｆ）が入力され、三相主回路５Ｃのスイッチング素子を制御するためのスイッチング信号ｄ～ｆを生成して三相主回路５Ｃに出力する。
　交流回転機５４を低速で駆動する場合、上記特許文献１に示される技術では、アンバランス抑制制御は制御応答が所望の値を満足することができず、電圧アンバランスの抑制が困難となる場合が想定される。一方、実施の形態４のように、電池１６側の三相主回路５の中性点と交流回転機５４側の三相主回路５Ｃの中性点とを電気的に接続すると共に、交流回転機５４側の三相主回路５Ｃにおけるアンバランス抑制制御を、電池１６側の三相主回路５におけるアンバランス抑制相にて行わせるようにしたので、三相主回路５Ｃ側のアンバランス抑制制御を所望する制御応答で実現することが可能となる。
　また、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例によれば、電池１６の電力にて交流回転機５４を駆動できるので、不意な停電時でも運転の継続が可能になるという効果および、架線のない走行線路でも運転が可能になるという効果が得られる。
　また、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例によれば、電池１６の電力にて交流回転機５４を駆動できるので、不意な停電時でも運転の継続が可能になるという効果が得られる。
　さらに、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例によれば、並列回路間で電圧検出器を共用できると共に、同一の三相主回路を使用できるので、製造コスト、管理コストの低減が可能になるという効果が得られる。
　さらに、実施の形態４に係る直流／直流変換装置の応用例によれば、直流／交流変換装置間、直流／直流変換装置間、直流／交流変換装置と直流／直流変換装置の相互間においても、同一の三相主回路を使用できるので、交流回転機５４の駆動数および電池１６の容量の増加が容易になるという効果が得られる。
実施の形態５．
　図２０は、実施の形態５に係る直流／直流変換装置の応用例を示す図であり、電気鉄道分野での応用例として、交流架線６１からの交流電力を直流電力に変換して実施の形態１，２の直流／直流変換装置に供給する場合の一構成例を示している。図２０において、同図の右側に示す構成は図１５に示すものと同一または同等であり、それらの構成部については同一の符号を付して示し、重複する説明は省略する。
　図２０に示すように、３レベルの三相主回路５の入力側には、同じ３レベルの単相主回路６０が設けられている。この単相主回路６０は、三相主回路５に直流電力を供給するための単相交流／直流変換装置（コンバータ装置）として動作する。
　単相主回路６０を制御する交流／直流電力変換制御部６５には、単相主回路６０への入力交流電圧を検出する交流電圧検出器６６の検出電圧（Ｅ２ｄ）、電圧指令Ｅ２＊および、単相主回路６０への入力電流を検出するための交流電流検出器６７の検出電流（ｉｄ）が入力され、単相主回路６０のスイッチング素子を制御するためのスイッチング信号ｄ，ｅを生成して単相主回路６０に出力する。
　単相交流電源の周波数が低い場合、上記特許文献１に示される技術では、アンバランス抑制制御は制御応答が所望の値を満足することができず、電圧アンバランスの抑制が困難となる場合が想定される。この点は、実施の形態４の場合と同様である。一方、実施の形態５のように、単相主回路６０における出力側（単相交流／直流電力変換側）の中性点と三相主回路５の入力側の中性点とを電気的に接続した上で、コンデンサ１０Ａ，１０Ｂにおけるアンバランス抑制制御を、三相主回路５におけるアンバランス抑制相にて行わせるようにしたので、単相主回路６０側のアンバランス抑制制御を所望する制御応答で実現することが可能となる。
　なお、実施の形態５に係る直流／直流変換装置の応用例において、単相主回路６０と三相主回路５との電気的接続部である中間直流電圧部７０に他の三相主回路を並列接続して交流回転機を駆動するようにしてもよいし、他の単相主回路を並列接続して単相交流／直流電力変換器の容量アップを図ってもよい。さらに、他の三相主回路を並列接続して、三相交流電源から三相交流／直流電力変換により直流電力を入力するように構成してもよい。すなわち、実施の形態５の構成は、交流回転機の駆動数と電池容量の増加とを簡易且つ容易に実現することを可能ならしめる構成であると言うことができる。
実施の形態６．
　図２１～図２３は、実施の形態６に係る直流／直流変換装置の応用例を示す図であり、電気鉄道分野での応用例として、１台の３相３レベル主回路にて、直流架線から電池への充放電、直流架線の電力による交流回転機の駆動および、電池電力による交流回転機の駆動を可能とする主回路構成を示す図である。
　切替器７２は、端子Ｓ０１～Ｓ０５を備えている。端子Ｓ０１は、三相主回路５の直流入出力端（より詳細には、三相主回路５における上位電位側の直流端）に電気的に接続されている。以下同様に、端子Ｓ０２は三相主回路５の直流／交流入出力端に電気的に接続され、Ｓ０３は直流架線５０に電気的に接続され、Ｓ０４はリアクトル１８を介して電池１６の正極端に電気的に接続され、Ｓ０５は交流回転機５４に電気的に接続されている。
　切替器７２は、上記の接続に加えて、直流電源である直流架線５０と直流入出力端との間を電気的に接続する機能（図２１参照）と、直流入出力端と電池１６との間を電気的に接続する機能（図２３参照）と、直流／交流入出力端と電池１６との間を電気的に接続する機能（図２１参照）と、直流／交流入出力端と交流回転機５４との間を電気的に接続する機能（図２２）と、を有している。
　直流架線５０からの直流電力を取り込んで電池１６を充電する場合もしくは、電池１６の電力を放電させる場合には、図２１に示すように、切替器７２内部にて、端子Ｓ０１と端子Ｓ０３とを電気的に接続し、且つ、端子Ｓ０２と端子Ｓ０４とを電気的に接続する。ここで、本願の実施の形態１で説明したアンバランス抑制制御を用いることで中間電位の変動を抑制して電池に充放電することが可能となる。
　また、直流架線５０からの直流電力を取り込んで交流回転機５４を駆動する場合もしくは、交流回転機５４の回生電力を直流架線５０に戻す場合には、図２２に示すように、切替器７２の内部にて、端子Ｓ０１と端子Ｓ０３とを電気的に接続し、且つ、端子Ｓ０２と端子Ｓ０５とを電気的に接続する。
　また、電池１６の直流電力を利用して交流回転機５４を駆動する場合もしくは、交流回転機５４の回生電力を利用して電池１６を充電する場合には、図２３に示すように、切替器７２の内部にて、端子Ｓ０１と端子Ｓ０４とを電気的に接続し、且つ、端子Ｓ０２と端子Ｓ０５とを電気的に接続する。
　このように、実施の形態６に係る直流／直流変換装置の応用例によれば、１台の３相３レベル主回路にて、直流架線から電池への充放電、直流架線の電力による交流回転機の駆動および、電池電力による交流回転機の駆動を可能とする構成を簡易に実現できるという効果を奏する。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、中性点の電位変動を抑制することができる直流／直流変換装置および負荷駆動制御システムとして有用である。
　１　直流回路部、２　電力変換回路部、３　電圧制御部、４　直流負荷、５，５Ａ～５Ｃ　三相主回路、８Ａ，８Ｂ　直流母線、１０Ａ，１０Ｂ　コンデンサ、１２ａ～１２ｆ　電力変換回路、１４，１４Ａ，１４Ｂ　直流／直流電力変換制御部、１５　アンバランス抑制制御部、１６　電池、１７　直流／交流電力変換制御部、１８，１８ａ，１８ｂ，１８ｃ　リアクトル、２１，２２　電圧検出器、２４ａ～２４ｆ　電流検出器、３１，３３　加減算器、３２，３４，４１　ＰＩ制御部、３５　除算器、３６　キャリア比較部、３６Ａ，３６Ｂ　比較器、３７　デッドタイム生成部、３８Ａ，３８Ｂ　反転回路、５０　直流架線、５４　交流回転機、６０　単相主回路、６１　交流架線、６５　交流／直流電力変換制御部、６６　交流電圧検出器、６７　交流電流検出器、７０　中間直流電圧部、７２　切替器、Ｄ１ａ，Ｄ２ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ｂ　中性点クランプダイオード、Ｓ１ａ～Ｓ４ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ４ｂ　スイッチング素子。

Claims (20)

  1. 　入力直流電圧が直列接続された２つのコンデンサによってそれぞれ分圧された第１および第２の分圧電圧を使用して３レベルの電位に変換する３レベル電力変換回路を複数相分有して構成される直流／直流変換装置であって、
    　前記入力直流電圧、前記第１の分圧電圧および前記第２の分圧電圧のうちから少なくとも２つの電圧を検出する電圧検出器と、
    　電圧指令値に基づいて前記３レベル電力変換回路の出力電圧を制御する電圧制御部と、
    　を備え、
    　前記複数相の３レベル電力変換回路のうちの少なくとも１相は、前記第１および第２の分圧電圧のうちの１つが前記入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作することを特徴とする直流／直流変換装置。
  2. 　前記電圧制御部は、前記電圧検出器が検出した２つの電圧を用いて前記アンバランス抑制相の出力電圧を制御するアンバランス抑制制御部を有することを特徴とする請求項１に記載の直流／直流変換装置。
  3. 　前記アンバランス抑制相の出力端に流出入する電流を検出する電流検出器がさらに設けられ、
    　前記電圧制御部は、前記電圧検出器が検出した２つの電圧と、前記電流検出器が検出した電流を用いて前記アンバランス抑制相の出力電流を制御するアンバランス抑制制御部を有することを特徴とする請求項１に記載の直流／直流変換装置。
  4. 　前記アンバランス抑制相以外の３レベル電力変換回路は、直流から直流への電力変換を行う電力変換相として動作することを特徴とする請求項１に記載の直流／直流変換装置。
  5. 　前記アンバランス抑制制御部は、前記アンバランス抑制相がユニポーラ変調となるようにスイッチング信号を出力することを特徴とする請求項２または３に記載の直流／直流変換装置。
  6. 　前記アンバランス抑制相は、前記３レベルの電位から、高電位もしくは中間電位の何れか、または、前記中間電位もしくは零電位の何れかを選択した２値の電圧を出力することを特徴とする請求項５に記載の直流／直流変換装置。
  7. 　前記電圧制御部は、前記電力変換相がダイポーラ変調となるようにスイッチング信号を出力することを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  8. 　前記電力変換相は、前記３レベルの電位から、中間電位は選択せずに高電位もしくは零電位の何れかを選択した２値の電圧を出力することを特徴とする請求項７に記載の直流／直流変換装置。
  9. 　前記アンバランス抑制相を制御するためのキャリア波形と前記電力変換相を制御するためのキャリア波形には、位相差が設けられていることを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  10. 　前記複数相の３レベル電力変換回路のうち、前記アンバランス抑制相として動作する３レベル電力変換回路を切替えて使用することを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  11. 　前記アンバランス抑制相として動作する３レベル電力変換回路の数と、前記電力変換相として動作する３レベル電力変換回路の数との和が３の倍数であることを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  12. 　前記３レベル電力変換回路を３個並列に接続した三相主回路を複数個並列に接続して構成し、
    　前記複数個の三相主回路の各出力を直流負荷に供給することを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  13. 　前記３レベル電力変換回路を３個並列に接続した三相主回路を複数個並列に接続して構成し、
    　前記複数個の三相主回路の各中間電位部を配線することを特徴とする請求項４に記載の直流／直流変換装置。
  14. 　直流負荷および交流負荷を駆動または制御する負荷駆動制御システムであって、
    　入力直流電圧が直列接続された２つのコンデンサによってそれぞれ分圧された第１および第２の分圧電圧を使用して３レベルの電圧に変換する３レベル電力変換回路を３相分有し、前記直流負荷との間で直流電力を授受する第１の三相主回路と、
    　前記第１および第２の分圧電圧によって３レベルの電圧に変換する３レベル電力変換回路を３相分有し、前記交流負荷との間で交流電力を授受する第２の三相主回路と、
    　前記入力直流電圧、前記第１の分圧電圧および前記第２の分圧電圧のうちから少なくとも２つの電圧を検出する電圧検出器と、
    　電圧指令値に基づいて前記第１の三相主回路の出力電圧を制御する第１の電圧制御部と、
    　トルク指令値に基づいて前記第２の三相主回路の出力電圧を制御する第２の電圧制御部と、
    　を備え、
    　前記第１の主回路のうちの少なくとも１相は、前記第１および第２の分圧電圧のうちの１つが前記入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作し、
    　前記第１の主回路のうちの残りの相は、直流から直流への電力変換を行う電力変換相として動作し、
    　前記第２の主回路の各相は、直流から交流への電力変換を行う電力変換相として動作する
    　ことを特徴とする負荷駆動制御システム。
  15. 　前記第１の主回路と前記第２の主回路を並列接続して構成し、
    　前記第１の主回路と前記第２の主回路の各中間電位部を配線することを特徴とする請求項１４に記載の負荷駆動制御システム。
  16. 　直流負荷を駆動または制御する負荷駆動制御システムであって、
    　入力交流電圧を３レベルの直流電圧に変換して出力する単相主回路と、
    　前記単相主回路からの出力電圧を直列接続された２つのコンデンサによってそれぞれ分圧し、当該分圧された第１および第２の分圧電圧を使用して３レベルの電圧に変換する３レベル電力変換回路を３相分有し、前記直流負荷との間で直流電力を授受する三相主回路と、
    　前記三相主回路への入力直流電圧、前記第１の分圧電圧および前記第２の分圧電圧のうちから少なくとも２つの電圧を検出する電圧検出器と、
    　電圧指令値に基づいて前記三相主回路の出力電圧を制御する第１の電圧制御部と、
    　電圧指令値に基づいて前記単相主回路の出力電圧を制御する第２の電圧制御部と、
    　を備え、
    　前記三相主回路のうちの少なくとも１相は、前記第１および第２の分圧電圧のうちの１つが前記入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作し、
    　前記三相主回路のうちの残りの相は、直流から直流への電力変換を行う電力変換相として動作する
    　ことを特徴とする負荷駆動制御システム。
  17. 　前記第１の主回路と前記第２の主回路を並列接続して構成し、
    　前記第１の主回路と前記第２の主回路の各中間電位部を配線することを特徴とする前記請求項１６に記載の負荷駆動制御システム。
  18. 　直流負荷および交流負荷を駆動または制御する負荷駆動制御システムであって、
    　直流電源からの直流入出力端への入力直流電圧が直列接続された２つのコンデンサによってそれぞれ分圧された第１および第２の分圧電圧を使用して３レベルの電圧に変換する３レベル電力変換回路を３相分有し、前記直流入出力端と直流／交流入出力端との間で双方向の電力フロー制御が可能な３レベルの三相主回路と、
    　前記入力直流電圧、前記第１の分圧電圧および前記第２の分圧電圧のうちから少なくとも２つの電圧を検出する電圧検出器と、
    　電圧指令値に基づいて前記三相主回路の出力電圧を制御する電圧制御部と、
    　前記直流電源と前記直流入出力端との間を電気的に接続する機能と、前記直流入出力端と前記直流負荷との間を電気的に接続する機能と、前記直流／交流入出力端と前記直流負荷との間を電気的に接続する機能と、前記直流／交流入出力端と前記交流負荷との間を電気的に接続する機能と、を有する切替器と、
    　を備え、
    　前記直流負荷を駆動または制御する場合には、前記切替器を制御して、前記直流電源と前記直流入出力端とを電気的に接続すると共に、前記直流／交流入出力端と前記直流負荷とを電気的に接続し、
    　前記三相主回路のうちの少なくとも１相は、前記第１および第２の分圧電圧のうちの１つが前記入力直流電圧の１／２の電圧に分圧されるようにアンバランス抑制制御を行うアンバランス抑制相として動作し、
    　前記三相主回路のうちの残りの相は、直流から直流への電力変換を行う電力変換相として動作する
    　ことを特徴とする負荷駆動制御システム。
  19. 　前記交流負荷を駆動または制御する場合には、前記切替器を制御して、前記直流電源と前記直流入出力端とを電気的に接続すると共に、前記直流／交流入出力端と前記交流負荷とを電気的に接続することを特徴とする請求項１８に記載の負荷駆動制御システム。
  20. 　前記直流負荷の電力を使用して前記交流負荷を駆動または制御する場合には、前記切替器を制御して、前記直流負荷と前記直流入出力端とを電気的に接続すると共に、前記直流／交流入出力端と前記交流負荷とを電気的に接続することを特徴とする請求項１８に記載の負荷駆動制御システム。
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