CN105379098B - 三电平逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及三电平逆变器，其中，在直流电源(1)上并联连接电容器(2、3)的串联电路和SiC‑MOSFET等的半导体开关(4、5)的串联电路，并在电容器(2、3)的串联连接点(M点)上连接由IGBT等的半导体开关(12、13)和SiC‑SBD等的二极管(10、11)构成的双向开关的一端，并且将其另一端连接于半导体开关(4、5)的串联连接点，从而构成可通过半导体开关(4、5、12、13)的动作输出三个电压电平的三电平逆变器。进行运行以使得满足交流输出电压Vo的峰值为电容器(2、3)的电压的80％以上的值的条件或输出功率因数为0.8以上的条件中至少一方的条件。因此，可利用常规的廉价元件作为半导体开关的一部分，在降低成本的同时谋求高效化、小型化。

Description

三电平逆变器
技术领域
本发明涉及可使功率转换效率提高并使装置小型化、低成本化的三电平逆变器的结构。
背景技术
图6表示专利文献1中公开的三电平逆变器的一个相的电路。
图6中，1为太阳能电池等的直流电源，其电压E由串联连接的电容器2、3分压成电压E1、E2(通常E1＝E2)。
由MOSFET构成的半导体开关(以下简称为开关)4～7可控制正向电流的导通/断开，且相对于反向电流始终处于导通状态。开关6、7彼此反向地串联连接，构成可控制正反两方向电流的导通/断开的双向开关。这里，为了方便起见将开关4、5称为上下臂、开关6、7的串联电路称为中间臂。再有，由电抗器8和电容器9构成LC滤波器，电容器9的两端的输出端子经由变压器100与电力系统300相连。
图6的U点((交流端子)分别通过开关4的导通与P点成为同电位、通过开关5的导通与N点成为同电位、通过开关6、7的导通与M点成为同电位。也就是说，该电路的特征在于：利用开关4～7的导通状态能够输出三个电压电平，构成双向开关的开关6、7的耐压可以为开关4、5的1/2。
图7表示该电路的输出电压波形，使具有上述三个电压电平的U-M间电压的脉冲串通过LC滤波器，从而将输出电压Vo控制成正弦波。
在将图6的电路用作太阳能发电用的互连逆变器时，直流电源(太阳能电池)1的电压E由于环境条件而有大的变动。
另一方面，交流输出电压Vo和系统电压Vs之间通过变压器100进行匹配。系统电压Vs在小范围内变动但基本恒定，若不进行抽头切换等则变压器100的变压比也是一定的，因此需要将交流输出电压Vo保持在与系统电压Vs成比例的大致恒定的值上。
图6的电路为电压型逆变器的一种，交流输出电压Vo的峰值可在直流输入电压以下的范围内控制，因此如图7所示，Vo的正峰值在E1以下，负峰值在E2以下。
因此，Vo被认为是即使E1、E2为工作范围内的最小值也可输出的电压；根据该Vo的大小确定变压器100的变压比，并且在E1、E2小的情况下扩大PWM控制的脉冲宽度(图7(a))，在E1、E2大的情况下收窄脉冲宽度(图7(b))，以保持Vo恒定。
图8表示交流输出电压Vo和电流I之间的相位关系。
在太阳能发电用的互连逆变器中，为了将该发电电力提供给电力系统300，如图8(a)那样，进行系统电压Vs的相位即输出电压Vo的相位与输出电流I的相位基本上一致的功率因数为1的运行，但是也有故意注入无功功率，从而如图8(b)那样建立极性不一致的期间Tc，使功率因数降低，进行连接点的电压调整的情况。
上述图6(a)所示的电流路径(1)～(4)是输出电压和输出电流的极性一致的功率因数1的情况，(1)、(3)是图7的电压施加期间Ta的路径，(2)、(4)是回流期间Tb的路径。
如图7(a)所示，直流电压低时，特别是在Vo的峰值附近开关4或5导通的时间比率变大，上下臂的导通损失比率变大。如图7(b)所示，直流电压高时，开关6、7导通的时间比率变大，中间臂的导通损失比率变大。再有，如图7(c)所示，在使用后述的电压变动补偿电路设定成直流电压总是为高时，与图7(a)一样，上下臂的导通损失比率变大。
从图6(a)的路径(1)向(2)的转移通过开关4的断开来执行。另外，从路径(2)向(1)的转移通过使开关7的栅极导通、开关6的栅极预先截止来阻止开关4→开关6(MOSFET本体部分)→开关7的路径的短路电流之后，将开关4的栅极导通来执行。另外，伴随开关4的导通，开关6的逆并联二极管因反向恢复而断开电流。从路径(3)向(4)、从(4)向(3)的转移是对称的动作，所以同样地进行。因此，图6(a)中，开关4或5产生导通损失和断开损失，开关6或7产生反向恢复损失。
另一方面，图6(b)所示的路径(5)～(8)是输出电压和输出电流的极性不一致的情况，(5)、(7)是图7的电压施加期间Ta的路径，(6)、(8)是回流期间Tb的路径。详述从略，但图6(b)中，开关6或7产生导通损失和断开损失，开关4或5产生反向恢复损失。
如上所述，在该现有技术中，各半导体开关产生的导通损失的比率、开关损失的内容因工作条件而异。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2010-288415号公报(图3等)
发明内容
发明所要解决的技术问题
作为适用于图6的电路的半导体开关，近年来，SiC(碳化硅)制的MOSFET(以下称为SiC-MOSFET)等可高速动作的半导体开关元件正在实用化。与常规的硅(Si)制IGBT(绝缘栅双极晶体管)相比，这种新型元件还具有可以高速切换、对于正反两方向的电流导通损失小、若切换频率高则可将LC滤波器小型化等优点。
然而，SiC-MOSFET等的新型元件比常规元件价格高，如果开关4～7全部使用这种新型元件，则存在装置成本增加的问题。
因此，本发明要解决的技术问题是，通过将常规廉价的元件用作半导体开关的一部分，以提供可在降低成本的同时实现高效率化、小型化的三电平逆变器。
解决技术问题的方法
为了解决上述技术问题，根据权利要求1的发明是这样的三电平逆变器，
其包括可通过向控制端子施加导通信号或断开信号来控制正向电流的导通/断开且相对于反向电流始终处于导通状态的第一半导体开关和第二半导体开关，
在直流电源上并联连接第一电容器与第二电容器的串联电路、以及所述第一半导体开关与所述第二半导体开关的串联电路，
在所述第一电容器与所述第二电容器的串联连接点上连接可控制正反两方向电流的导通/断开的双向开关的一端，并且在所述第一半导体开关与所述第二半导体开关的串联连接点上连接所述双向开关的另一端，
所述双向开关具有可通过向控制端子施加导通信号或断开信号来控制正向电流的导通/断开且相对于反向电流始终处于导通状态或者始终处于断开状态或者是不具有耐压的非导通状态中的任一状态的第三半导体开关和第四半导体开关、与所述第三半导体开关串联连接的第一二极管、以及与所述第四半导体开关串联连接的第二二极管，所述双向开关是将所述第三半导体开关与所述第一二极管的串联电路、和所述第四半导体开关与所述第二二极管的串联电路反向地并联连接而构成的，
通过所述第一至第四半导体开关的动作可输出三个电压电平，
所述三电平逆变器进行运行以使得满足交流输出电压的峰值成为所述第一电容器或所述第二电容器的电压的80％以上的值的条件、或输出功率因数成为0.8以上的条件中至少一个条件。
根据权利要求2的发明是这样的三电平逆变器，在如权利要求1所述的三电平逆变器中，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关由SiC(碳化硅)所制成的半导体开关元件构成，或由SiC所制成的半导体开关元件和SiC所制成的肖特基势垒二极管(SiC-SBD)的逆并联电路构成。
根据权利要求3的发明是这样的三电平逆变器，在如权利要求1或如权利要求2所述的三电平逆变器中，所述第三半导体开关和所述第四半导体开关使用由硅制成的IGBT或MOSFET，并且所述第一二极管和所述第二二极管使用其反向恢复时间等于、小于所述第一半导体开关或所述第二半导体开关的切换时间的二极管。
根据权利要求4的发明是这样的三电平逆变器，在如权利要求3所述的三电平逆变器中，所述第一二极管和所述第二二极管为SiC-SBD。
根据权利要求5的发明是这样的三电平逆变器，在直流电源中有电压变动的情况下，在直流电源和所述第一电容器与所述第二电容器的串联电路之间包括对所述直流电源的电压变动进行补偿以稳定所述串联电路两端电压的电压变动补偿电路。
再有，如权利要求6所述的那样，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关和所述第四半导体开关收纳在第二模块中，所述第一二极管和所述第二二极管收纳在第三模块中，所述第一至第三模块之间可以通过低电感的导体条连接。
另外，如权利要求7所述的那样，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关、所述第一二极管、所述第四半导体开关和所述第二二极管收纳在第四模块中，所述第一模块和所述第四模块之间可以通过低电感的导体条连接。
此外，如权利要求8所述的那样，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关和所述第一二极管收纳在第五模块中，所述第四半导体开关和所述第二二极管收纳在第六模块中，所述第一、第五、第六模块之间可以通过低电感的导体条连接。
发明的效果
根据本发明，即使在将廉价的常规元件用于构成三电平逆变器的一半的半导体开关的情况下，也可获得与全部使用新型元件时大致相同的效率，也不用担心伴随这种情况导致功率转换效率的降低和装置的大型化。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式的电路图。
图2是表示本发明的第二实施方式的电路图。
图3是表示各实施方式中的中间臂的结构例的电路图。
图4是表示各实施方式中将半导体开关、二极管模块化的构成图。
图5是利用图4的模块的配置/布线构造的说明图。
图6是专利文献1中公开的三电平逆变器的一个相的电路图。
图7是图6的电路的U-M间电压和交流输出电压的波形图。
图8是表示图6的电路的交流输出电压和电流之间的相位关系的波形图。
具体实施方式
以下，按照图示说明本发明的实施方式。
图1是表示本发明的第一实施方式的电路图。图1中，在例如太阳能电池等的直流电源1(设其电压为E)上，并联连接有第一电容器2与第二电容器3(设各电容器的电压E1＝E2)的串联电路和SiC-MOSFET等的可高速动作的第一半导体开关4与第二半导体开关5的串联电路。再有，与图6一样将半导体开关4、5的串联电路称为上下臂。
另外，以下说明中用附图标记4、5表示MOSFET。
在MOSFET4、5的串联连接点(U点)和电容器2、3的串联连接点(M点)之间，连接有构成LC滤波器的电抗器8和电容器9的串联电路，在电容器9的两端连接有变压器100的初级绕组101。另外，变压器100的次级绕组102与电力系统300连接。
在所述M点和U点之间，第三半导体开关12与第一二极管10的串联电路和第四半导体开关13与第二二极管11的串联电路彼此并联连接，由这些半导体开关12、13和二极管10、11构成中间臂。这里，半导体开关12、13是可控制正向电流的导通/断开而不用顾及对于反向电流的特性的元件，例如使用由硅制成的IGBT。再有，以下说明中用附图标记12、13表示IGBT。
二极管10、11是反向恢复损失小、其反向恢复时间等于、小于半导体开关4或半导体开关5的切换时间的高速二极管，例如可使用SiC-SBD等。当然，只要是反向恢复损失小的高速二极管即可，也可以不必是SiC-SBD。
这里，图1的电路构成为输出单相交流电压的结构，但是，通过将由半导体开关4、5构成的上下臂三相并联连接，并且在各上下臂的半导体开关4、5的串联连接点和M点之间分别连接由半导体开关12、13构成的中间臂，也可以构成为使三相交流电压输出。
作为该电路的应用条件，能够通过一些方法来减小直流电源1的电压变动幅度，因此认为无需因考虑直流电压的降低而将交流输出电压Vo的额定值设定得较低。在这种情况下，假设直流电压的变动幅度为10％以内、因U点的脉冲宽度的上限、电路内的电压降而减小的程度为10％以内，则在设定为使交流输出电压Vo的峰值成为直流电压E1或E2的80％以上的状态下运行。
此时的U-M间电压和交流输出电压Vo成为如上所述的图7(c)所示，中间臂导通的回流期间Tb比图7(b)所示短得多。这里，如图1所示，在中间臂由IGBT和二极管的串联电路构成时，产生两个元件的正向电压降。这种情况在图6的电路中也一样，在中间臂中使用SiC-MOSFET时对于正、反两方向示出电阻特性，因此可以通过增加并联连接数来降低正向电压降。
另一方面，由于IGBT、二极管的正向电压降特性中具有不依赖于电流的恒定电压分量，因此即使增加并联连接数，正向电压降的减少也存在限度。因此，就对于相同电流的中间臂的导通损失而言，图1的电路比图6的电路损失大。
然而，在图1的电路结构中如上所述，通过减小中间臂导通的回流期间Tb的时间比率，从而可减小导通损失的增加对整体损失的影响。
如果设定成输出功率因数为1或接近于1的值例如0.8以上，其效果更显著。这样，在输出功率因数为1或接近于1的值时，图7中电压施加期间Ta变长的期间和输出电流的瞬时值增大的期间基本上一致。反过来说，由于中间臂的导通期间的变长在电流瞬时值小的过零点附近，因此即使这时正向电压降变大，整体损失的增加也减小。
接着，说明高输出功率因数条件下的开关损失。
在输出电压和输出电流的极性一致的期间，通过与上述图6(a)同样的动作，上下臂发生导通损失和断开损失，中间臂发生反向恢复损失。在本实施方式中，对上下臂即半导体开关4、5使用SiC-MOSFET等高速元件，对中间臂的二极管10、11使用SiC-SBD等高速元件，上下臂和中间臂中的任一方损失都变小。
在输出电压和输出电流的极性不一致的期间，通过与上述图6(b)同样的动作，中间臂的IGBT12、13发生导通损失和断开损失。这些损失大于SiC-MOSFET导致的损失，但是如图8(b)所示极性不一致的期间Tc短，而且该期间Tc输出电流I的瞬时值较小，所以对整体损失的影响还是较小。
如上所述，在交流输出电压Vo的峰值接近直流电压、输出功率因数高的条件下，可以将电路中半导体开关的一半(图1的例中为4个中的两个)换成IGBT等廉价的常规元件而几乎不使损失增加。
再有，根据同样的道理，通过将MOSFET4或5的逆并联二极管换成反向恢复特性差但廉价的元件，也可以进一步降低成本。
接着，根据图2说明本发明的第二实施方式。
在第二实施方式中，为了与例如太阳能电池这样的实际直流电源1的特性无关地实现逆变器的直流输入电压变动小这个条件，在直流电源1和电容器2、3的串联电路之间连接电压变动补偿电路20。
在图2的电压变动补偿电路20中，21是例如由MOSFET构成的半导体开关，22是与半导体开关21串联连接的二极管，23是连接在直流电源1的正极和二极管22的阳极之间的电抗器。该电压变动补偿电路20构成被称为升压斩波器的公知的直流/直流变换电路，通过半导体开关21的开关动作，在直流电源1存在电压变动时也可将P-N间的直流电压保持在恒定值上。
只要是即使直流电源电压变动也始终能输出恒定直流电压的电路，本实施方式的电压变动补偿电路可以为任何结构。
再有，作为中间臂的结构，除了如图1、图2所示将IGBT12、13之间的串联连接点连接于M点、二极管10、11之间的串联连接点连接于U点的结构以外，也可采用图3所示的结构。
图3(a)中，IGBT12的集电极和二极管11的阴极的连接点连接于M点，IGBT13的集电极和二极管10的阴极的连接点连接于U点。图3(b)中，IGBT13的发射极和二极管10的阳极的连接点连接于M点，IGBT12的发射极和二极管11的阳极的连接点连接于U点。
另外，如图3(c)所示，也可以将图3(b)中IGBT12、13的集电极彼此连接。在该图3(c)中，作为对不具有反向耐压的IGBT12、13的保护手段，将二极管10、11兼用作防止反向电压的逆并联二极管。
在第一实施方式和第二实施方式中，例如图1的MOSFET4→二极管10→IGBT12那样，直流环绕电流路径中串联地存在种类不同的三个半导体元件。另一方面，在使用高速开关的元件的电路中，由于其电流变化率(di/dt)大，因此电路中存在的电感会导致浪涌电压产生，常出现对元件施加过电压的问题。为了防止这种情况，需要尽可能减小上述的直流环绕电流路径的电感。
另一方面，处理大电流的半导体开关元件具有布线用的端子、绝缘用的外壳，元件往往被收纳在块状的模块中。
图4是将图1或图2的电路中使用的半导体开关、二极管模块化后的结构图。
图4(a)是收纳了上下臂的MOSFET4、5的第一模块201，图4(b)是收纳了中间臂的二极管部分(二极管10、11)的第二模块202，图4(c)是收纳了中间臂的IGBT部分(IGBT12、13)的第三模块203。再有，图4(b)、(c)所示的模块202、203以将P点之间、N点之间、AC(U)点之间互连的方式使用。另外，图4(d)是将中间臂的二极管10、11和IGBT12、13一起收纳的第四模块210，相当于上述的图3(c)的电路。
此外，图4(e)、(f)是将构成中间臂的IGBT13和二极管11收纳于第五模块220和同样地将构成中间臂的IGBT12和二极管10收纳于第六模块221的例子。
接着，图5(a)表示使用图4(a)、(b)、(c)的模块201、202、203的配置/布线构造。上下臂用的第一模块201、二极管部分的第二模块202和IGBT部分的第三模块203全都形成为相同形状。
图5(a)中，204是连接到P点的布线条，205是连接到N点的布线条，206是连接到U点的布线条。另外，207是与中间臂的二极管11和IGBT13的连接点对应的布线条，208是与中间臂的二极管10和IGBT12的连接点对应的布线条，209是与M点电位对应的布线条。
在该配置/布线构造中，从P、N点经由U点流动的电流在作为返程的M点电位上被遮蔽。众所周知，如果将布线条平行配置，则由经往返成为反向的电流产生的磁通被抵消，从而电感变小。图5(a)的构造就用来实现这种状态。这种构造具有可以直接利用以图4(a)～(c)那样的二电平电路一般地被使用的结构模块的优点。
另外，图5(b)表示使用图4(a)、(d)的模块201、210的配置/布线构造，211是连接到P点的布线条，212是连接到N点的布线条，213是连接到M点的布线条，214是连接到U点的布线条。布线条213和其他布线条211、212、214被配置成在模块201、210上平行地相互重叠。根据该构造，与图5(a)相比具有能缩短环绕电路的距离的优点。
图5(c)表示使用图4(a)、(e)、(f)的模块201、220、221的配置/布线构造，222是连接到P点的布线条，223是连接到N点的布线条，224是连接到M点的布线条，225是连接到U点的布线条。布线条224和其他布线条222、223、225被配置成在模块201、220、221上平行地相互重叠。
当然，模块的结构、布线条的形状不限于以上所述的那些。
附图标记说明
1：直流电源
2、3、9：电容器
4、5：半导体开关
8：电抗器
10、11：二极管
12、13：半导体开关
20：电压变动补偿电路(升压斩波器)
21：半导体开关
22：二极管
23：电抗器
100：变压器
101：初级绕组
102：次级绕组
201、202、203、210、220、221：模块
204、205、206、207、208、209、211、212、213、214、222、223、224、225：布线条
300：电力系统

Claims (6)

1.一种三电平逆变器，包括可通过向控制端子施加导通信号或断开信号来控制正向电流的导通/断开且相对于反向电流始终处于导通状态的第一半导体开关和第二半导体开关，
在直流电源上并联连接第一电容器与第二电容器的串联电路、以及所述第一半导体开关与所述第二半导体开关的串联电路，
在所述第一电容器与所述第二电容器的串联连接点上连接可控制正反两方向电流的导通/断开的双向开关的一端，并且在所述第一半导体开关与所述第二半导体开关的串联连接点上连接所述双向开关的另一端，
所述双向开关具有可通过向控制端子施加导通信号或断开信号来控制正向电流的导通/断开且相对于反向电流始终处于导通状态或者始终处于断开状态或者是不具有耐压的非导通状态中的任一状态的第三半导体开关和第四半导体开关、与所述第三半导体开关串联连接的第一二极管、以及与所述第四半导体开关串联连接的第二二极管，所述双向开关是将所述第三半导体开关与所述第一二极管的串联电路、和所述第四半导体开关与所述第二二极管的串联电路反向地并联连接而构成的，
通过所述第一至第四半导体开关的动作可输出三个电压电平，
所述三电平逆变器进行运行以使得满足交流输出电压的峰值成为所述第一电容器或所述第二电容器的电压的80％以上的值的条件、或输出功率因数成为0.8以上的条件中的至少一个条件，
所述第一半导体开关和所述第二半导体开关由碳化硅所制成的半导体开关元件构成，或者由碳化硅所制成的半导体开关元件与碳化硅所制成的肖特基势垒二极管的逆并联电路构成，
作为所述第三半导体开关和所述第四半导体开关，使用由硅制成的IGBT或MOSFET，并且作为所述第一二极管和所述第二二极管，使用反向恢复时间小于等于所述第一半导体开关或所述第二半导体开关的切换时间的二极管。
2.如权利要求1所述的三电平逆变器，其特征在于，
所述第一二极管和所述第二二极管是由碳化硅制成的肖特基势垒二极管。
3.如权利要求1或2所述的三电平逆变器，其特征在于，
在所述直流电源、和所述第一电容器与所述第二电容器的串联电路之间，包括对所述直流电源的电压变动进行补偿以使所述串联电路的两端电压稳定的电压变动补偿电路。
4.如权利要求1或2所述的三电平逆变器，其特征在于，
所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关和所述第四半导体开关收纳在第二模块中，所述第一二极管和所述第二二极管收纳在第三模块中，所述第一至第三模块之间由低电感的导体条进行连接。
5.如权利要求1或2所述的三电平逆变器，其特征在于，
所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关、所述第一二极管、所述第四半导体开关和所述第二二极管收纳在第四模块中，所述第一模块和所述第四模块之间由低电感的导体条进行连接。
6.如权利要求1或2所述的三电平逆变器，其特征在于，
所述第一半导体开关和所述第二半导体开关收纳在第一模块中，所述第三半导体开关和所述第一二极管收纳在第五模块中，所述第四半导体开关和所述第二二极管收纳在第六模块中，所述第一、第五、第六模块之间由低电感的导体条进行连接。
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