JP2005513984A - フライバック電力変換器 - Google Patents

Abstract

複数の独立な調節された出力Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃を供給する電力変換器５００が記載される。アイソレーショントランスＴのスイッチキャパシタＣ₅と一次巻線５１４の間の共振条件の結果として、それぞれのエネルギーサイクルの終わりで生じる共振の最小値で、ゼロボルトでの一次側のスイッチングが達成される。

Description

本発明は、電力変換全般に関し、より詳細には、多出力のフライバックコンバータに関する。

電力変換器は、より高い集中度の電気通信又はコンピュータ装置を有する環境において、特に要求される電圧及び負荷電流を供給するために広く使用されている。これらの電力変換器は、空間が非常に少なくて貴重であるため、僅かな物理的な電圧について、より高いレベルの出力電力を供給することが要求される場合がある。この要件は、電力変換器が高い電力密度の装置であることを指示している。また、これらの高い電力密度の集中度は、電力変換器ができるだけ高い電力効率で動作し、変換器の熱生成、したがってその動作温度の上昇を可能な程度に最小にすることを指示している。

スイッチングレギュレータ技術を通して、電力変換器の効率は、リニア・レギュレーション技術の効率よりも一般に高く達成される。しかし、これらのスイッチングレギュレータ技術は、リニア・レギュレータでは一般に遭遇しない他の効率低下の問題を生じる。高いスイッチング周波数（５０〜１００キロヘルツ）のため、変圧器及びスイッチングデバイスにおける寄生回路のインダクタンス及びキャパシタンスの素子により、回路共振による「リンギング」を生じる。このリンギングは、一般に、高い電力密度で変換器を動作するように対処されるべきデバイス及び効率の両者に関する問題を与える。

ＤＣ−ＤＣコンバータの電力密度を増加するための１つの従来技術の方法は、特に、１以上の出力電圧が要求される応用では、１つの巻線が出力電圧のそれぞれに対応する電源変圧器の複数の巻線をもつ１つの電力ステージを使用することである。かかるコンバータでは、全ての出力は、同じインバータステージを共有しており、メイン出力と呼ばれる唯一の出力が、一次側のインバータスイッチのパルス幅変調により完全に調節される。かかるソリューションは、フィードバックのアイソレーションを要求しており、負荷の変動に対する補助出力に関して独立に調節するために、更なるポスト・レギュレータが要求される。

フライバックコンバータは、低電力で使用するための非常に知られた電源トポロジーである。メイン出力電圧の調節要件が適度なものであるとき、これらのコンバータは、スイッチングレギュレータにより調節されるメイン出力と、「クロスレギュレートされた（cross-regulated）」他の出力とで動作する。このクロスレギュレートとは、すなわち、異なる巻線の出力電圧の割合が巻き数の割合により決定され、実際の相対的な電圧レベルが二次巻線の「オン」時間により決定されることである。

図１は、従来技術のフライバックコンバータを例示しており、このフライバックコンバータは、電源アイソレーションユニット１を介して電源コントローラ２へのフィードバック制御を使用して、出力電圧のうちの１つ、すなわちＶ_aを直接調節するために、変圧器の一次側に１つのスイッチを使用している。他の出力電圧、すなわちＶ_bとＶ_cのクロスレギュレーションは、二次巻線の巻き数比により達成される。図１のフライバックコンバータの問題点は、寄生成分の存在であり、この寄生成分により、広い耐性のクロスレギュレートされた出力を生じ、この出力は、厳密な調節の要件を満たさない。ポスト・レギュレータＰＲ（たとえば、リニア・レギュレータ）は、出力電圧の調節を改善するために使用されることがある。しかし、このアプローチは、コストを増加し、電源の効率を低下させる。

欧州特許第0698959号は、１つの二次側の制御方法を開示しており、この制御方法は、独立に調節された出力を供給するために、変圧器の二次側のスイッチを含んでいる。図２は、フライバックコンバータを例示しており、ここでは、整流ダイオードは、それぞれの二次側巻線と直列に接続されている。第一の出力回路の対応するレギュレータＲＳ₁は、一次側回路のレギュレータＲＳ₀を制御する。出力レギュレータＲＳ₂，ＲＳ₃は、それぞれの二次側スイッチＳ₂，Ｓ₃を制御する。入力ＤＣ電圧Ｖ_in、一次側のスイッチＳ₀を流れる電流から導出される信号、及びレギュレータＲＳ₂，ＲＳ₃のうちの１つの出力は、一次側のレギュレータＲＳ₀に供給される。

欧州特許第0772284号は、別の二次側の制御方法を開示しており、ここでは、１つの二次側巻線は、図３に示されるように個別のブランチを介して、複数の出力電圧を供給する。それぞれの出力電圧は、ダイオードにより整流される。第一の出力電圧Ｖ₁は、レギュレータＲＳ₀を介して一次側のスイッチＳ₀のパルス幅により調節される。スイッチは、残りの出力電圧Ｖ₂，Ｖ₃を供給するそれぞれのブランチに挿入される。レギュレータＲＳ₂，ＲＳ₃は、それぞれ残りの出力電圧Ｖ₂，Ｖ₃を検知する。レギュレータＲＳ₂，ＲＳ₃は、出力電圧を調節するために、対応するスイッチのデューティサイクルを制御する。

米国特許第5,617,015号は、Goder等によるものであり、複数の独立に調節された出力を供給する電圧レギュレータを開示している。図４は、Golder等により開示されるブーストトポロジー回路構成を例示している。しかし、電圧レギュレータは、フライバック又は他のトポロジーにより実現される場合があることが開示されている。それぞれの出力電圧への専用スイッチは、出力へのエネルギーの伝送を制御する。エネルギーは、許容範囲の下限を下回る出力のみに伝送される。電圧レギュレータは、許容範囲の上限を上回る出力への供給を停止する。

欧州特許第0698959号及び第0772284号、並びにGoderによる米国特許第5,617,015号のそれぞれは、出力電圧の値に基づいて一次側スイッチのオン／オフ状態の制御を説明している。それぞれが出力のうちの１つの一次側制御の問題を解決する一方で、共通の問題点を共有している。特に、それぞれにより開示される二次側の制御方法により、一次側のスイッチのハードスイッチングが行われることになり、したがって、スイッチング損失が増加し、これにより、電力変換器の効率が低下する。

図２及び図３の回路に関連される更なる問題は、出力電圧のうちの１つがその調節専用の二次側スイッチを有していないことである。代わりに、出力は、整流ダイオードを含んでおり、一次側のスイッチにより調節される。このことは、出力のうちの幾つかをディスエーブルにすることが望まれる場合に、低減された動作電力モード（たとえば、スタンバイ）において問題となる。これは、図２及び図３の回路構成では達成することができない。これは、全ての出力をディスエーブルにすることなしに、二次側スイッチを含まない出力をディスエーブルすることができないためである。

なお、図４の回路に関連される更なる問題点は、図４で説明される調節方法は、ピーク出力電流を増加させ、これにより、複数の出力に電流を連続的に供給する方法と比較してリップルを増加させることである。

本発明の目的は、改善された効率を有する電力変換器を提供することにある。
本発明は、独立の請求項により定義される。従属の請求項は、好適な実施の形態を定義している。

上記目的は、電力スイッチ間のドレイン電圧が巻線及びスイッチキャパシタの結果としての共振の最小値に到達する瞬間で、電力スイッチをオンにするための一次側のコントローラが存在することで実現される。

ドレイン電圧が最小値の間に電力スイッチをオンにすることで、ターンオンする際の損失が低減される。この最小値は、約ゼロボルトに選択することができ、いわゆるゼロボルトスイッチングにより損失を最小にすることができる。請求項２の特徴により、最小の損失を与えるオン動作を、複数の調節された出力をもつ電力変換器に与えることができ、これにより、従来の回路構成では得ることができないレベルの回路効率及び柔軟性を達成することができる。

新規のコンバータは、一次側スイッチのゼロボルトスイッチングを提供することで、回路効率を提供する。ゼロボルトスイッチングは、共振を利用することで達成され、この共振は、一次側の電力スイッチと並列に接続されるスイッチキャパシタと一次側巻線の磁化インダクタンスとの間で生じる。一次側のコントローラは、共振状態を検出し、共振波形の最小値のうちの１つで電力スイッチを切り替える。

さらに、新規のコンバータは、二次側の調節を介して柔軟性を提供する。特に、コンバータは、複数の出力回路のそれぞれにおいて二次側のスイッチを提供することで、コンバータの１以上の出力チャネルを独立かつ選択的にディスエーブルにするための手段を提供する。出力回路又はチャネルは、二次側巻線電流が選択された出力に流れることを阻止することで、スイッチを介して、選択的にディスエーブルすることができる。

例示及び説明される実施の形態では、アイソレーション電力変換器は、フライバック・アイソレーションコンバータであり、このコンバータは、電源変圧器、一次側の電力スイッチ、及び１つの二次側巻線に接続される３つの出力チャネルを含む二次側を含んでいるそれぞれの出力チャネルは、スイッチを有している。このスイッチは、それぞれの出力チャネルに要求されるエネルギー量を供給するためのエネルギーサイクルで連続的にオンにされる。それぞれのエネルギーサイクルで切り替わる第一の２つの出力チャネルは、二次側に関して調節され、それぞれのエネルギーサイクルで切り替わる最後の出力チャネルは、一次側から制御される。次々と切り替わる最後の出力に関する一次側制御は、フィードバック信号により作用される。このフィードバック信号は、一次側の電力スイッチのデューティサイクルを制御するために、光カプラを介して二次側からパルス幅変調器に転送される。個別の電圧制御スイッチがそれぞれの出力チャネルに含まれる一方で、順序に並べられる最後の出力チャネルに関連されるスイッチは、一次側の電力スイッチに副次的なものとなる。しかし、個別のスイッチは、二次側巻線電流がディスエーブルにされた出力に流れることを阻止することで、１以上の出力チャネルを選択的にディスエーブルにするために、それぞれの出力チャネルに含まれる。

例示及び説明される実施の形態では、一次側スイッチ及び二次側スイッチは、金属酸化膜電界効果トランジスタのスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）である。しかし、当業者であれば、本発明は、従来のものであるか、又は後に開発されるものであるかに関らず、全ての制御可能なスイッチを十分に包含することを理解されるであろう。内部のボディダイオードを補うために要求されるものとして、クランピングスイッチである外部のダイオードが利用される。勿論、クランピングスイッチがボディダイオードを含まない場合には、外部ダイオードを利用する場合がある。

本発明の１つの実施の形態では、コンバータは、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ及びハーフブリッジコンバータを構成するグループから選択される。しかし、当業者であれば、他のアイソレートコンバータのトポロジーも本発明の広い範囲に含まれることを理解されるであろう。
本発明の上述した特徴は、更に容易に明らかとなり、添付図面と共に、本発明の例示的な実施の形態に関する以下の詳細な説明を参照することで理解されるであろう。

図５を参照して、本発明に係るフライバックコンバータの好適な実施形態に関する概念図が例示されており、概念的に参照符号５００で示されている。コンバータ５００は、一次回路５０５、調節される出力回路５１０及び光カプラ５２０を含んでいる。光カプラ５２０は、電源から分離される調節出力回路（mains isolated regulated output circuit）５１０から電源から分離されない一次回路５０５へのフィードバック情報を光学的に結合するために動作する。一次回路５０５は、パワースイッチＳ₀に結合される変圧器Ｔの一次巻線５１４、その間に整流された入力電圧Ｖ_inが存在する第一及び第二の入力供給ノードの間に接続される入力キャパシタＣ₄、及び一次側コントローラ５０７を含んでいる。一次側コントローラ５０７は、パワースイッチＳ₀の制御端子であるゲートＶ_G0を介してスイッチＳ₀を制御する。パワースイッチＳ₀が導通したとき、変圧器の電流は、一次巻線５１４を通して流れ、変圧器Ｔの磁場におけるエネルギーを蓄積する。パワースイッチが導通していないとき、磁場に蓄積されたエネルギーは、２以上のＤＣ出力電圧を発生するため、二次巻線５１６に伝送される。

調節される出力回路５１０は、二次巻線５１６を介して変圧器Ｔの電源から分離される部分を結合され、好適な実施の形態では、３つの出力チャネルを含んでいる。第一の出力チャネル５２０は、変圧器Ｔの二次巻線５１６と第一の出力端子Ｔ₁との間に結合されている。第一のチャネルは、ダイオードＤ₁、スイッチＳ₁及びキャパシタＣ₁を含んでいる。第二の出力チャネル５４０は、変圧器Ｔの二次巻線５１６と第二の出力端子Ｔ₂の間に接続されている。第二のチャネルは、ダイオードＤ₂、スイッチＳ₂及びキャパシタＣ₂を含んでいる。第三の出力チャネル５６０は、変圧器Ｔの二次巻線５１６と第三の出力端子Ｔ₃との間に結合されている。第三の出力は、ダイオードＤ₃、スイッチＳ₃及びキャパシタＣ₃を含んでいる。キャパシタＣ₁、Ｃ₂及びＣ₃は、それぞれの出力端子Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ₃と基準電圧、たとえば、共通のグランドレベルとの間に接続されており、高周波のリップル電流を吸収することで、それぞれのキャパシタＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₃の間の出力電圧Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃を安定化する。ダイオードＤ₁、Ｄ₂及びＤ₃は、電流が二次巻線に逆流することを防止する。好ましくは、それぞれのスイッチＳ₁、Ｓ₂及びＳ₃は、ＭＯＳＦＥＴを有しており、アンチパラレルの整流器は、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを有している。勿論、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）を含む、他のタイプのスイッチも本発明の広い範囲に含まれる。

スイッチＳ₁、Ｓ₂及びＳ₃の駆動制御は、二次側のコントローラ５１２により提供され、この二次側コントローラは、出力電圧Ｖ₁、Ｖ₂及びＶ₃を入力信号として受け、それぞれの入力信号を処理し、調節された出力電圧Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃を維持するため、それぞれのスイッチＳ₁、Ｓ₂及びＳ₃のゲートＶ_G1、Ｖ_G2、Ｖ_G3を駆動するためのパルス幅変調信号の形式で、対応するフィードバック信号Ｖ_1E、Ｖ_2E及びＶ_3Eを発生する。以下に本実施の形態で更に説明される実施の形態では、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃は、順次にオンにされる。

図５に示される調節スキームは、一般に、二次側の調節と呼ばれる。これは、変圧器の二次側でスイッチが使用され、出力電圧Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃を調節するためである。

パワーコンバータ５００は、一次側のコントローラ５０７をさらに含んでいる。一次側コントローラ５０７は、パワースイッチＳ₀のゼロ電圧スイッチングを作用するために、２つの本質的な機能を実行する。第一に、コントローラ５０７は、パワースイッチＳ₀のドレイン電圧Ｖ_Dをモニタし、ドレイン電圧Ｖ_Dの波形の電圧の最小値でパワースイッチＳ₀をオンにする。第二に、パワースイッチＳ₀がオンになる時点で、コントローラ５０７は、エネルギーサイクルにおいて順番に関して最後にスイッチがオンになる出力チャネルに対応する二次側のフィードバック信号を利用する。

図５の好適な回路では、出力チャネルは、以下の最初から最後の順番で、出力チャネル５２０，５４０及び５６０で順序に並べられる。したがって、第三の出力チャネル５６０に対応するフィードバック信号Ｖ_3Eは、パワースイッチＳ₀がオンになる時点を制御することで、パワースイッチＳ₀のデューティサイクルを調節するために、二次側コントローラ５１２から光カプラ５２０を介して、一次側コントローラ５０７に連続的にフィードバックされる。

さらに、基本的な回路及び動作モードを変更することなしに、図５の好適な回路で示される数とは異なる数の出力回路を本発明が有することができることは、当業者にとって明らかであろう。

［回路動作］
図５のコンバータ５００の動作は、ポイントＡからＦまでのインターバルＴ_perにより定義される１つの充電／放電サイクルに関する図６の理想化されたスイッチ回路の波形を参照して、更に容易に理解される。図６Ａから図６Ｄは、それぞれのゲートＶ_G0、Ｖ_G1、Ｖ_G2、Ｖ_G3での電圧を示すことで、充電／放電サイクルの間のパワースイッチＳ₀及びスイッチＳ₁、Ｓ₂及びＳ₃の開状態及び閉状態を例示している。図６Ｅは、この時間のインターバルの間のパワースイッチＳ₀のドレイン電圧Ｖ_Dを例示している。パワースイッチＳ₀がオンにされたとき、回路はサイクルの充電フェーズにあり、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃がオンにされたとき、回路は放電フェーズにある。

［充電フェーズ］
サイクルの充電フェーズＴ_chの間（すなわち、時間期間ＡからＢ）、電源からの整流された入力電圧Ｖ_inは、変圧器Ｔを充電する。全てのスイッチＳ₁、Ｓ₂及びＳ₃は、パワースイッチＳ₀を除いて開状態にある（図６Ａ参照）。変圧器Ｔが十分にされると、パワースイッチＳ₀は時間Ｂで開く。実際の動作では、スイッチングシーケンスにおける最初のスイッチ、たとえばスイッチＳ₁は、一般に、パワースイッチＳ₀がオフになる多少前にオフになる。一般に、シーケンシャルが制御されるスイッチの「オン」時間と「オフ」時間の間には、オーバラップが存在する場合がある。これは２つの理由のために生じる。第一に、フライバックコンバータは、「負荷」のない（unloaded）状態にないことであり、第二に、あるオーバラップにより、ソフトスイッチングが時々達成されることである。

［放電フェーズ］
エネルギーサイクルの放電フェーズＴ_dの間（すなわち時間期間ＢからＥ）、閉じたスイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃に接続された負荷が変圧器Ｔにより充電されるように、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃のうちの１つのみが任意の所与の時間で閉じた状態にある。それぞれのスイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃は、それぞれの出力電圧Ｖ₁、Ｖ₂、Ｖ₃の電圧調節を実行するために十分な時間の間閉じる。特に、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃の所望の開状態及び閉状態に対応する時間期間を有するそれぞれのスイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃のゲートＶ_G1、Ｖ_G2、Ｖ_G3を調整及びフィードバックすることで、二次側コントローラ５１２を利用して電圧調節が実行される。なお、二次側制御は、それぞれ充電／放電サイクルで最後に順番付けされる出力チャネルには影響されない。最後の出力チャネルは、記載されたように一次側から制御される。任意の出力チャネルは、エネルギーサイクルの順序付けの順番において最後にされる。

ここで、エネルギーサイクルの放電フェーズが詳細に説明される。
時間期間ＢからＣの間、スイッチＳ₁は、閉じたままとなる（図６Ｂ参照）。はじめに、時間期間Ｂでは、変圧器Ｔの漏れインダクタンスのため、ドレイン電圧Ｖ_Dにおけるオーバシュートが存在する（図６Ｅ参照）。ドレイン電圧Ｖ_Dは、入力電圧と、チャネル５２０の第一の出力電圧Ｖ₁の反射電圧Ｖ_r1を加えた合計に等しいレベルに最終的に下がる。すなわち、ドレイン電圧Ｖ_Dは、（Ｖ_r1＋Ｖ_in）に等しい。

時間期間ＣからＤの間、スイッチＳ₂は、閉状態にあり（図６Ｃ参照）、スイッチＳ₁は、開状態にある（図６Ｂ参照）。この時間の間、ドレイン電圧Ｖ_Dは、入力電圧Ｖ_inに第二の出力電圧Ｖ₂の反射電圧Ｖ_r2を加えた合計に等しい。すなわち、ドレイン電圧Ｖ_Dは、（Ｖ_r2＋Ｖ_in）に等しい。

時間期間ＤからＥの間、スイッチＳ₃は、閉状態にあり（図６Ｄ参照）、スイッチＳ₂は、開状態にある（図６Ｃ参照）。この時間の間、ドレイン電圧Ｖ_Dは、入力電圧に第三の出力電圧Ｖ₃の反射電圧Ｖ_r3を加えた合計に等しい。すなわち、ドレイン電圧Ｖ_Dは、（Ｖ_r3+Ｖ_in）に等しい。

Ｅの時点は、放電のサブフェーズＴ_dの終わりを記録し、共振のサブフェーズＴ_resの開始を記録する。この境界設定に関する重要性が以下に説明される。

２つのサブフェーズである放電と共振との間で境界設定ポイントを記録するＥの時点で、スイッチＳ₃は、閉状態から開状態に遷移する。Ｅの時点は、二次側の電流が実質的にゼロになる時点で生じる。実質的にゼロの二次側電流を決定する１つのやり方は、モニタ回路による方法である。ゼロ電流の状態は、変圧器Ｔが減磁する結果として生じる。すなわち、現在のエネルギーサイクルについて、変圧器Ｔに蓄積されたエネルギーが残されていない。したがって、Ｅの時点で、一次側で反射される電圧はもはや存在しない。この状況により、キャパシタＣ₅と変圧器Ｔの一次巻線５１４の磁化インダクタンスとの間の共振状態（図６Ｅ参照）が生じる。この共振状態は、パワースイッチＳ₀のソフトスイッチングを実行するために使用される。

パワースイッチＳ₀のソフトスイッチングは、共振状態を検出して、パワースイッチＳ₀をオンにする共振の最小値Ｍ₁、Ｍ₂のうちの一方を決定することで、一次コントローラ５０７を介して達成される。パワースイッチＳ₀が再びオンになったとき、共振期間Ｔ_resは終了する。図６Ｅに示される例では、パワースイッチＳ₀は、１つの充電／放電サイクルが完了された時点Ｆである第二の最小値Ｍ₂でオンになる。

図６Ｅの共振波形の振幅は、エネルギーサイクルにおいて切り替えられる最後の出力に関する反射電圧の振幅により決定される。例示的な回路では、図６Ｅの波形の振幅は、反射電圧Ｖ_r3により決定された。なお、反射電圧、たとえば、Ｖ_r3が十分に大きい場合、波形の最小値はゼロボルトに近づく。

先に説明された実施の形態は、本発明を限定するよりは例示するものであり、当業者であれば、特許請求の範囲で定義される範囲から逸脱することなしに、多くの代替的な実施の形態を設計することができるであろう。特許請求の範囲では、括弧の間に配置された参照符号は、特許請求の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。単語“comprising”は、請求項に列挙された構成要素又はステップ以外の構成要素又はステップの存在を排除するものではない。構成要素に先行する単語“ａ”又は“ａｎ”は、複数のかかる構成要素の存在を排除するものではない。幾つかの手段を列挙している装置の請求項では、幾つかのこれらの手段は、１つ及び同じ項目のハードウェアにより実施することができる。ある手段が相互に異なる従属の請求項で引用されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが役立てるために使用することができないことを示すものではない。

出力電圧のうちの１つを直接調節するために、変圧器の一次側で１つのスイッチを使用する従来のフライバックコンバータを例示する回路図である。 従来技術に係る１つの二次側制御方法を例示する従来のフライバックコンバータを例示する回路図である。 従来技術に係る別の二次側制御方法を例示する従来のフライバックコンバータを例示する回路図である。 従来技術に係るそれぞれの出力で専用のスイッチを例示する回路図である。 本発明に係るソフトスイッチングの多出力フライバックコンバータに関する回路図である。 図５のソフトスイッチされる多出力フライバックコンバータの切り替え周期の間の理想化された波形を例示する図である。

Claims (7)

1. パワースイッチと、
   該パワースイッチと直列結合で接続される電源変圧器の一次巻線と、該直列結合は、第一の入力供給ノードと第二の入力供給ノードの間で並列に接続され、
   該第一の入力供給ノードと該第二の入力供給ノードとの間に並列に接続される入力キャパシタと、
   供給ノードと、
   該パワースイッチの間に並列に接続されるスイッチキャパシタとを有する一次側を含み、
   該パワースイッチ間のドレイン電圧が該一次巻線及び該スイッチキャパシタの結果として共振の最小値に到達する実質的な瞬間で、該パワースイッチをオンにするために、一次側コントローラが存在する、
   電力変換器。
2. 第一の二次側ノードと第二の二次側ノードの間で並列に接続される電源変圧器の二次巻線と、
   それぞれの出力回路が整流器、スイッチ及び出力キャパシタを含む複数の出力回路とを有する二次側をさらに含み、
   該整流器、該スイッチ及び該出力キャパシタからなる直列接続は、該第一の二次側ノードと該第二の二次側ノードとの間で接続され、出力電圧は、該複数の出力回路の少なくとも１つの出力電圧の二次側の調節を実行するための出力キャパシタ手段の間に存在する、
   請求項１記載の電力変換器。
3. 該一次側コントローラは、該共振条件を検出するために、該ドレイン電圧を受けるための第一の入力を含む、
   請求項２記載の電力変換器。
4. 該一次側コントローラは、該パワースイッチのデューティサイクルを制御するための二次側信号を受けるための第二の入力をさらに含む、
   請求項３記載の電力変換器。
5. 該パワースイッチは、ＦＥＴデバイス、絶縁ゲートバイポーラトランジスタデバイスからなるグループから選択される、
   請求項１記載の電力変換器。
6. 切替え周期の間、該複数の出力回路のそれぞれのスイッチは、該パワースイッチがオフになる瞬間の実質的な直後に、該切替え周期の一部の間で実質的に順次にオンになる、
   請求項２記載の電力変換器。
7. 該二次側の調節を実行するための手段は、スイッチが該切替え周期において順次オンになる最後のスイッチに関する該複数の出力回路のうちの出力電圧を除く出力電圧を調節する、
   請求項６記載の電力変換器。
   

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