JP5202725B2 - 電力変換器 - Google Patents

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Description

本発明は、誘導素子に接続された直流入力と、所定の繰り返し周期で周期的に誘導電流を遮断するように設定されたスイッチと、複数の負荷回路と、前記誘導素子の第１及び第２の出力端子の間に複数の並列チャンネルを有するマルチプレクサと、を備え、各チャンネルは、前記負荷回路の中の１つを含み、前記マルチプレクサが、前記チャンネルを連続的及び周期的に導電させるように適応されている電力変換器に関する。
特に、本発明は、発光ダイオードドライバとして、とりわけ照明目的のための高照度の発光ダイオードに対して用いることができる電力変換器に関する。
発光ダイオード照明デバイスは、白色発光ダイオード、又は、有色の発光ダイオードの組み合わせに装備されていてもよく、発光ダイオード照明デバイスとしては、例えば、ソケットに差し込まれることで電力供給網に接続される従来の電球のようなデバイスを挙げることができ、発光ダイオードの組み合わせとしては、例えば、赤、緑及び青（ＲＧＢ）の基本色彩を挙げることができる。有色の発光ダイオードの組み合わせは、寿命の点において白色発光ダイオードよりも優れており、異なる色の強度を個別に制御することで、光源の色温度を望み通りに適応させ、劣化又は発光ダイオードのさまざまな温度特性に起因する色温度における傾向を簡単に補うことができるという付加的な利点がある。一方で、有色の発光ダイオードの欠点は、個別に電流制御をした電力供給を、異なる色へ供給しなければならないという点である。
それぞれの色のために、言い換えれば、同じ色で、直列又は並列で接続されうる発光ダイオードの集合体のために、別々の電力変換器を用意することは、当然、可能である。しかしながら、白色を得るために必要とされる少なくとも３色につき、少なくとも３つの電力変換器を必要としているので、この解決策は割高となってしまう。
別のアプローチは、変圧器に複数の２次巻線を備えさせて、それぞれの負荷回路（発光ダイオードの集合体）を別々の２次巻線に接続してもよい。しかしながら、この場合には、余分な巻線によって、好ましくない変圧器（大きさ、コスト、性能）となり、ポストレギュレータを備えることの必要性が、性能をさらに低下させ、コストを増大させる。さらに、別の代替案としては、変圧器の２次回路に直列で負荷回路を接続させるものがある。しかしながら、この場合には、発光ダイオードを、性能、色、及び／又は順方向電圧に関する極めて厳格な分類（ビニング）に従って選択しなければならず、又は、各出力電力を個別に制御するための各負荷回路において、付加的な回路構成が必要となり、それは、全体として複雑さと変換器のコストを増大させ、且つ潜在的に害を及ぼす配線網電圧から出力回路を直接的に絶縁させることを、より困難にする。
アメリカ合衆国２００６−０７２２５２ Ａ１及びＷＯ ０３／０４１２５４は、冒頭部分に示されたタイプの電力変換器を開示しており、マルチプレクサは、異なる出力に導かれる数多くの断片に、切り替えられた誘導素子によって伝達される各エネルギパケットを細分化する。
比較的低い複雑度であり、低コストで生産することができ、且つ、それにもかかわらず複数の負荷回路の個別の電力制御を許容する電力変換器を提供することが本発明の目的である。
この目的を達成するために、本発明に係る電力変換器は、マルチプレクサが切り替え周期を有しており、この切り替え周期がスイッチにおける所定の繰り返し周期の倍数であることを特徴とする。
マルチプレクサは、同時期に、誘導電流が負荷回路の中の１つのみを通って流れることを許容するので、個別の出力回路に伝達される平均電力は、マルチプレクサの各周期内で、マルチプレクサがこの出力回路を誘導素子に接続する繰り返し周期数によって決定される。この数は、適切な出力回路に伝達される単位時間当たりのエネルギパケットの数に相当する。個別の出力回路に伝達される平均電力もまた、エネルギパケットのエネルギ容量次第であり、このエネルギ容量は、各サイクルにおけるスイッチの”オン”時間により順次決定される。結果として、簡単で低コストな回路構成を用いて、それぞれ個別の負荷回路に伝達される出力電力を精度よく制御することが可能となり、誘導素子とスイッチが多様な負荷回路で共有される。誘導素子が特注設計であり、ハンドメイドの素子であるため、配線網と出力との間で安全な絶縁を提供しなければならないときには、特に、この構成は高い費用がかかる。従って、１つの誘導素子のみを用いる必要があることは、コスト及び性能の点において大きな利点となる。スイッチは、線間電圧のレベルで作動しなければならない。高頻度で（誘導素子の大きさを小さく維持するために）比較的高いピークの高電流を切り替えることも同様に、高い費用がかかる。さらに、スイッチを、ドライブエレクトロニクスを通じて制御しなければならない。本発明では、１つの（第１の）スイッチのみを使用することを可能とし、ゆえに、相当なコスト削減を達成する。さらに、マルチプレクサが個別のエネルギパケットを分割せずに、単に、パケット全体を異なる出力回路に送るという事実は、高い制御精度と切り換え損失の低減を可能とする。
多重化の影響の１つは、より不連続的に、言い換えれば、多重送信周期に相当する周期性を有するパルス状で、出力電力が多様な負荷回路に伝達されることである。対応する出力電圧は、パルス状又は周期的な直流電圧であるが、しかしながら、その直流電圧は、それぞれの負荷回路における並列静電容量の存在に応じて平滑化されうる。さらに、電力変換器が発光ダイオードドライバとして用いられる際には、出力電圧の波紋が平滑化されなかったときでも、揺らぎが人の目では実質的に確認されないほどの高度に、多重送信周期を選定してもよい。
さらに、本発明の特定の付加的な特徴が従属項に示されている。これらの特徴は、電力変換器自体の制御回路構成のための簡単な電力供給、揺らぎのさらなる低減、及び配線網の傍らでの電力品質の改善に関する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換器の概略回路図である。 図２は、図１に示す回路において発生する各種信号の波形を示すタイムチャートである。 図３は、異なる多重送信の配列を示すタイムチャートである。 図４は、異なる多重送信の配列を示すタイムチャートである。 図５は、変換器の別の可能な作動モードを示すタイムチャートである。 図６は、図１に示す変換器の一部を構成する交流／直流変換器のより詳細な図である。 図７は、図６に示す交流／直流変換器の異なる設定に対する入力電圧及び出力電流の波形を示すタイムチャートである。 図８は、図６に示す交流／直流変換器の異なる設定に対する入力電圧及び出力電流の波形を示すタイムチャートである。 図９は、図１に示す回路の変形を示している。 図１０は、本発明のさらなる実施形態を示す回路図である。 図１１は、本発明のさらなる実施形態を示す回路図である。
本発明の好ましい実施形態を、図面に基づいて説明する。
図１は、赤（Ｒ）、緑（Ｇ）及び青（Ｂ）の３つの発光ダイオード１０,１２,１４の電力供給器として機能する発光ダイオードのドライバを示している。色ごとに単独の発光ダイオードだけが、同図に示されているが、これらの単独の発光ダイオードのそれぞれを、同じ色のいくつかの発光ダイオードの直列及び／又は並列接続を備えたネットワークと置き換えてもよい。
発光ダイオードのドライバは、交流／直流変換器１６と直流／直流電力変換器１８を備えている。交流／直流変換器１６は、例えば、手動操作されるスイッチ２４を介して、２３０ボルト／５０ヘルツの電力供給網の端子２０,２２と接続された入力側を有しており、この交流／直流変換器１６は、直流／直流変換器１８の直流入力２６に接続された出力側を備えている。
直流／直流変換器１８の直流入力２６は、誘導素子の第１の１次端子２８と接続されており、この場合の変圧器ＴＲでは、その変圧器の第２の１次端子３０が、スイッチＴ１を介して接地されており、このスイッチＴ１は、閉のときに、変圧器の１次回路を閉じる。スイッチＴ１は、例えばＮチャンネルモスフェットであってもよい。
直流／直流変換器１８は、負荷回路３１,３２及び３３によって構成された３つの個別の制御電力出力を有しており、各負荷回路３１,３２及び３３は、例えば、発光ダイオード１０,１２,１４の１つに対して９ボルトの電圧の電力供給器として機能する。負荷回路３１,３２,３３は、各ダイオードＤ１,Ｄ２及びＤ３を介して、変圧器ＴＲの第１の２次端子３４に並列に接続されており、負荷回路３１,３２,３３は、接地するために負荷回路の中の１つを選択的に接続するマルチプレクサ３６にさらに接続され、それと共に、接地された変圧器ＴＲの第２の２次端子３８に接続されている。従って、それぞれの負荷回路は、マルチプレクサ３６の３つの並列チャンネルＭ１,Ｍ２,Ｍ３の１つに含まれている。
スイッチＴ１とマルチプレクサ３６は、制御ライン４１を介して、制御回路によって制御されており、この場合には、制御回路がマイクロコントローラ４０によって構成される。
本例においては、直流入力２６が、交流／直流変換器１６から本質的に一定の電圧Ｕｐ（約３１０ボルト）を受けるものと仮定する。マイクロコントロ−ラ４０の制御下では、スイッチＴ１は、例えば２５キロヘルツ（４０マイクロ秒の繰り返し周期に対応する）の周波数、且つ、図２に示すような制御可能なデューティサイクルＤで、変圧器ＴＲの１次回路を開閉する。スイッチＴ１が閉じるたびに、変圧器の１次電流Ｉpが、入力電圧Ｕｐに比例した割合で、ゼロから増大し始める。再度、スイッチＴ１を開いた時には、デューティサイクル（パルス幅）を上回る（Ｕｐ＊Ｉｐ）の時間積分に相当するエネルギ量が、変圧器の磁場に蓄えられる。この時間積分については、普通のマイクロコントローラで簡単に計算することができる。
磁場が高められている間には、ダイオードＤ１−Ｄ３と、もう一つのダイオードＤ４（後述する）とが、変圧器の２次回路に電流が流れるのを抑制する。しかしながら、スイッチＴ１を再度開いて、負荷回路の中の１つ、例えば負荷回路３１がマルチプレクサ３６を介して接地されるとすぐに、変圧器の磁場が減衰して、電流ＩSがダイオードＤ１、負荷回路３１及びマルチプレクサ３６を通じて流れ始める。
負荷回路３１は、負荷、言い換えれば発光ダイオード１０に対して、並列接続されたコンデンサＣ１をさらに含んでいる。従って、負荷回路３１を通じて流れる電流は、最初にコンデンサＣ１への充填に使われ、発光ダイオード１０を通る電流は、コンデンサＣ１を横断した電圧降下の大きさに比例して増大する。このように、仮に、マルチプレクサ３６の対応チャンネルが導電したままでいるならば、スイッチＴ１の”閉”パルスの間に変圧器に蓄えられた全体のエネルギパケットが、負荷回路３１に与えられ、発光ダイオード１０によって消費されないエネルギパケットの一部が、コンデンサＣ１に蓄えられる。このプロセスは、スイッチＴ１のサイクルごとに繰り返され、コンデンサＣ１を横断した電圧降下が、発光ダイオード１０を通って流れる電流を決定し、スイッチＴ１のパルス幅によって決まる平衡に達する。
上述したプロセスは、それぞれのコンデンサＣ２及びＣ３を含む負荷回路３２,３３のいずれにも同様に適応される。例えば、負荷回路３１が開であり、言い換えれば、負荷回路が端子３８と接続されていない多重送信チャンネルの周期では、コンデンサＣ１が発光ダイオード１０を介して放電され、多重送信チャンネルを再度閉じるとすぐに、コンデンサＣ１が再度蓄電される。従って、仮に、コンデンサＣ１の電気容量が十分に大きいならば、マルチプレクサ３６の周期的な作動にかかわらず、発光ダイオード１０は本質的に一定な電圧を供給される。発光ダイオードを通って流れる平均電流と、その結果としての発光ダイオード１０の光量が、スイッチＴ１のパルス幅と、マルチプレクサの閉じたチャンネル周期の持続期間とによって決定される、そのパルス数と持続時間は、マイクロコントローラ４０で共に制御される。当然、同じことが負荷回路３２,３３及び発光ダイオード１２,１４にも適応される。
最適な実用化においては、発光ダイオード１０,１２及び１４に供給される（平均）出力電圧と電流は、色の正確な配合、言い換えれば、光源の望ましい色温度を得るために、互いに相違していなければならない。ここで、３つの発光ダイオード１０,１２,１４について互いに独立して出力電力を制御する第１の方法ついては、図３を参照して説明する。
図３に示す第１の波形４２は、信号波形であり、その信号は、マイクロコントローラ４０による出力であり、スイッチＴ１を制御する。図２における他の３つの波形４４,４６及び４８は、マルチプレクサ３６の３つのチャンネルＭ１,Ｍ２及びＭ３の”開”及び”閉”の状態の順序を示している。
説明目的のために、これらの波形４４−４８のそれぞれが、３６０マイクロ秒の周期を有することが示されており、この３６０マイクロ秒の周期は、波形４２の９サイクル及びマルチプレクサの１つの完全な切り替え周期に対応している。負荷回路３１及び発光ダイオード１０に関連づけられる第１のチャンネルＭ１は、波形４２の最初の３周期に対して閉じられており（導電しており）、残りの６周期に対して開いている。チャンネルＭ２は、その後（４番目から６番目）の３つの切り替え周期に対して閉じられており、言い換えれば、その”閉”周期は、Ｍ１のチャンネルのそれと期間内で等しくなっている。その結果として、負荷回路３１及び３２は、等しい平均エネルギを受け、赤及び緑の発光ダイオード１０及び１２は、この例において、図２の一定のカーブ５０,５２に示すように、等しい電力（つまり等しい平均電流、発光ダイオードが同じ順方向電圧を有するという条件で）で作動する。対照的に、マルチプレクサの第３のチャンネルＭ３は、３６０マイクロ秒の間隔内で、２周期（７番目及び８番目）だけ閉じられており、その結果として、青色発光ダイオード１４に供給される平均電流は、発光ダイオード１０及び１２に供給されるものの３分の２のみとなる。この平均電流を、図３の一定のカーブ５４によって示す。
従って、この例では、マルチプレクサの何れの周期も、”ＲＲＲＧＧＧＢＢ０”の配列を含んでおり、ここで、Ｒ、Ｇ及びＢは、それぞれ赤、緑及び青の発光ダイオードにもたらされるエネルギパケットを意味し、”０”はパケットが全くもたらされていないことを意味する。
他の例として、図４は、チャンネルＭ１−Ｍ３についての変更波形４４´−４８´を示しており、その波形は、図３のように、発光ダイオードの同一の相対強度を達成する。図４において、相違点は、マルチプレクサの何れの周期も”ＲＧＢＲＧＢＲＧ０”の配列を含んでいることである。このパターンは、エネルギパケットを多重送信周期に均等に分散するものであるが、出力において、非常に小さく且つより高頻度（従って、フィルタリングするよりも安く）の波紋を作る。
これらの簡素化した例によって説明されるものであるが、スイッチＴ１のパルス数を決定することで、赤、緑及び青の発光ダイオード１０,１２,１４の明るさを個別に制御することができ、マルチプレクサ３６の対応チャンネルＭ１,Ｍ２,Ｍ３を、このパルス数の間で閉じる。一般的に、マルチプレクサの周期は、スイッチＴ１の繰り返し周期のｎ倍（ｎは整数）である。実施形態では、マルチプレクサ３６の周期は、３６０マイクロ秒（９パルス）よりも相当大きく、例えば、スイッチＴ１の１０００パルスに相当する４０ミリ秒であってもよい。次いで、当然に、３つの出力の間での電力配分を、相当に微細なステップで、言い換えれば準連続的に変化させることもできる。なお、４０ミリ秒の多重送信周期は、２５ヘルツの反復振動数に相当し、その反復振動数は、出力電圧（コンデンサＣ１−Ｃ３の電圧降下）が厳密に一定でないときでさえ、人の目で確認できるような発光ダイオードの揺らぎを抑制するのに依然として十分な大きさである。
マルチプレクサ３６の反復サイクルは、３つのチャンネルＭ１−Ｍ３のいずれも閉じていない一部のパルスを含んでいてもよいことが分かる。図３に示す例では、３６０マイクロ秒周期の９番目と最後のパルスの場合である。このサイクルの多少後又はその間に、変圧器ＴＲの２次電流がダイオードＤ４を通って流れて、それと共に、直列で接続されたコンデンサＣ４を蓄電する。従って、全ての多重送信チャンネルが開となる十分な数のパルスを供給することで、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ１−Ｃ３の静電容量と比較して小さい静電容量を有し、負荷回路５６がさらに並列接続されていても蓄電状態に維持される。
マイクロコントローラ４０は、コンデンサＣ４のプラス側に接続されたモニタ入力Ｍを有しており、ダイオードＤ４とコンデンサＣ４の間の箇所で少なくとも１０ボルトに電圧を保つために十分な大きさとなるように、マルチプレクサのチャンネルの全てを開くパルス数を制御するようにプログラムされている。負荷回路５６は、この場合において、分圧器回路として知られており、この分圧器回路は、ツェナーダイオード等を含み、１０ボルトの電圧を、マイクロコントローラ４０への電力供給として機能する５ボルトの安定な電圧に変換することに用いられる。従って、本発明に係る電力変換器は、３つ独立して制御可能な直流電圧出力を供給するだけでなく、それ自身の回路を制御するような直流電力供給器も備える。
さらに、図１に示すように、発振回路５８は、直流入力２６と接続されており、且つ、発振回路５８は、例えばダイアック（不図示）を介してＴ１のスイッチのゲートに接続された出力を有している。手動操作スイッチ２４を閉じた直後では、マイクロコントローラ４０は電力供給不足であり、作動しない。次いで、発振回路５８が、（制御されないデューティサイクルで）スイッチＴ１を制御するためにパルスを供給する。マイクロコントローラが作動しないので、マルチプレクサ３６の全てのチャンネルは開いており、出力電力の全部がコンデンサＣ４を蓄電するのに消費される。後者が１０ボルトの必要電圧に達するとすぐに、マイクロコントローラ４０が作動し始めて、規定のデューティサイクルでスイッチＴ１を制御して、マルチプレクサ３６を制御するように、マイクロコントローラ４０が発振回路５８を止める。
さらに、図１に示すように、ダイオードＤ５はダイオードＤ４とＤ１の陰極の間に接続されている。電力変換器の通常の作動時には、コンデンサＣ４（１０ボルト）の電圧がコンデンサＣ１,Ｃ２及びＣ３の何れの電圧よりも大きくなるので、このダイオードＤ５は遮断される。しかしながら、手動操作スイッチ２４を開いて、直流入力２６の電圧が急速に低下した時は、コンデンサＣ４は、分圧器５６を介して放電し、コンデンサＣ４の電圧降下がコンデンサＣ１の電圧降下以下になるとすぐに、電流はダイオードＤ５を通って流れ、さらに、コンデンサＣ１を放電するまで、コンデンサＣ４の放電が停滞する。
結果として、マイクロコントローラ４０は、スイッチ２４を開いた後の１又は２秒の間には、依然として操作ができる。例えば、スイッチ２４を短く開いてマイクロコントローラが作動停止する前にスイッチ２４を再度閉じることで、マイクロコントローラ４０に指令を送信するために、この機能を用いてもよい。電力供給器におけるこの短い遮断を検出（入力Ｍを介して）し、それを異なる作動モードに切り替えさせる制御信号として、これを判断するように、マイクロコントローラ４０をプログラムすることができ、この作動モードとしては、例えば発光ダイオード１０,１２,１４について別の薄暗いモードを挙げることができる。仮に、スイッチ２４が長い時間帯で開いた状態のままならば、マイクロコントローラ４０は作動を停止し、且つ、発振回路５８によって新しい起動が実行される時に、マイクロコントローラがその初期モードで再度スタートする。
例えば、欠陥又は欠点のある発光ダイオードが原因で、出力回路の１つが開いている状態を検出し、コンデンサを損傷から守るために変換器のスイッチを切るために、マイクロコントローラのモニタ入力Ｍを用いることもできる。そのような状態が生じる時には、コンデンサを長く放電させることができないので、コンデンサＣ１,Ｃ２又はＣ３に係る電圧降下が増大する。結果として、入力Ｍの電圧も増大し、それがプラス１０ボルトを一定の量だけ超えると、これを、出力回路を遮断する指令として、利用することができる。
ここで、図１に示す電力変換器の操作の他に考えうるモードを、図５を参照して説明する。
図５の波形６０は、スイッチＴ１の状態を示している。マルチプレクサ３６の周期が、説明目的のために４００マイクロ秒と仮定されており、言い換えれば、それは、波形６０の１０サイクルに亘っている。波形６２,６４及び６６に示すように、チャンネルＭ１,Ｍ２及びＭ３のいずれもが、スイッチＴ１の３つの周期をそれぞれカバーするように、同じ長さの間隔で閉じられている。従って、この実施形態では、出力回路３１,３２及び３３の出力回路のそれぞれが、同等のエネルギパケット数を受け取る。しかしながら、青色発光ダイオード１４のためのチャンネルＭ３を閉じた時には、マイクロコントローラ４０は、短いデューティサイクルでスイッチＴ１を操作し、その結果、出力回路３３に伝達されるエネルギパケットが小さくさなり、これにより、一方の発光ダイオード１０及び１２と、他方の発光ダイオード１４とで、異なる平均出力電流となる。
当然、図３,４及び５に示されたコンセプトを、変換器の出力電圧を精度よく制御するために、相互に組み合わせてもよい。
スイッチＴ１の付加サイクルを変更するためのマイクロコントローラ４０の性能を、他の目的に利用してもよい。これを説明するものとして、図６は、図１で変換器１６として用いられる典型的な交流／直流変換器の回路図を示している。この変換器は、入力コンデンサＣ６と、（可溶性の）抵抗器Ｒ６と、ダイオードブリッジ６８と、出力コンデンサＣ７と、を含んでいる。仮に、コンデンサＣ７が高い容量を有している場合には、それが、直流入力２６に伝達される出力電圧を大部分平滑にし、言い換えれば、コンデンサＣ７が本来の一定の充電レベルを維持する。
従って、充電電流がダイオードブリッジ６８を通って流れるためには、端子２０又は端子２２のいずれかとデバイス（コンデンサＣ７のマイナスの電極）の規底順位との間の電圧降下が、コンデンサＣ７を横断する本質的に一定の電圧降下よりも大きくなければならない。交流／直流変換器１６の入力側、つまり、それに接続される電力供給網について、このことは、図７の上部のグラフで示される一体的形状を有する電流波形７０をもたらす。図７の下部のグラフは、直流入力２６における電圧Ｕの対応波形を示している。この電圧Ｕの波形７２が本質的に一定であり、小さな波紋だけを示していることを理解できる。
しかしながら、プロバイダが配線網電圧の本来の正弦曲線の波形を維持することは困難であるため、図７に示す電流波形７０は、配線網の電力品質の点で特に好ましいものではない。このような理由で、電力会社は、確立した規格を有しており、この規格は、ある限界値よりも多い電力消費を有する全ての機器に適応され、波形７０によって示されるタイプの波形を禁じている。さらに、標準のトライアックタイプの調光器が、この電力変換器によって作動する発光ダイオードの光源を薄暗くするために用いられていたときには、このタイプの波形は、調光器を破壊するリスクを伴っていた。
これらの問題を回避するために、本発明に係る電力変換器では、出力コンデンサＣ７として比較的低い静電容量のコンデンサを用いることができる。その結果、このコンデンサは、電力供給網電圧のそれぞれ半分のサイクルの間に、ほとんど完全に放電する。結果として生じる電流波形７６は、図８の上部に示されている。この波形が正弦曲線により類似し、故に該当する規制を充足することが分かる。しかしながら、他方では、図８の下部に示すように、出力電圧Ｕの対応波形７８が、一定ではなくなる。
波形７８を有する電圧を交流／直流変換器１８の直流入力２６に供給して、スイッチＴ１を一定のデューティサイクル（図３のように）で操作する際には、その時に、負荷回路３１,３２,３３に供給されるエネルギパケットの容量が、電圧Ｕの瞬間的な値によって決定され、対応する発光ダイオードの平均光度は、波形７８の振幅と多重送信サイクルの間の位相関係に従って、長い周期で変化することがある。
この望ましくない影響は、電圧Ｕ（波形７８で示されるものとして）の変動と同時に、スイッチＴ１のデューティサイクルを変更することで回避できる。
図１に示すように、マイクロコントローラ４０を交流／直流変換器１６と同期化するために、同期回路８０が備えられている。例えば、多重送信周期（実施形態における４０ミリ秒）が配線網電圧周期（２０ミリ秒）の整数倍又は等しい時には、これは特に簡単である。その時には、マイクロコントローラ４０がスイッチＴ１に伝達するそれぞれの制御パルスについて、電圧Ｕの瞬間値が知られており、変圧器におけるエネルギの蓄積を、時間関数として算出することができる。このことから、電圧Ｕの瞬間値とは無関係に、変圧器がパルスごとに同じエネルギ量を受け取るように、可変デューティサイクルと多重送信パターン（同期化された全線）を決めることができる。言い換えれば、マイクロコントローラ４０は、直流入力２６に与えられる電圧において変動を補うために用いられる。
同様に、端子２０,２２での交流電圧における変動を起因とする直流電圧の変動を検出又は補うために、マイクロコントローラを用いてもよい。
交流／直流変換器とマイクロコントローラ４０との間の同期化は、図７に示すように、小さな波紋７４のみを示し、直流入力２６に適応された電圧が本質的に一定の時にも役立つ。その結果、この同期化は、これらの波紋７４がマルチプレクサ３６の周期で干渉するのを抑制する。
図１に示す例では、変換器は、絶縁電力変換器であり、電力変換器において、変圧器ＴＲの１次側における入力アースＧｉは、２次側における出力アースＧoから絶縁されている。この場合には、変圧器ＴＲは、絶縁変圧器であり、同期回路８０は、高抵抗の差動同期装置である。さらに、マイクロコントローラ４０は、絶縁ドライバ８２を介してスイッチＴ１を制御する。
好ましくは、マルチプレクサ３６を、シングルエンド信号を介してマイクロコントローラ４０で制御できるＮチャンネルのモスフェットスイッチで構成し、レベルシフティング及び差動増幅器（ハイサイドドライバ）を不要とする。これに関して、いずれの出力回路においても、ダイオード（例えばＤ１）、出力回路（例えば３１）、及びマルチプレクサ３６が、ダイオードによって決定される電流方向で示されたその順番で配置されることは、本発明の重要な特徴でもある。
並列多重送信の方式を採用することで、負荷回路３1−３３におけるコンデンサＣ１,Ｃ２及びＣ３のように並列静電容量を関連付けることが可能となる。これらの並列静電容量は、別々のエネルギパケットにもかかわらず、発光ダイオードを通るほとんど純粋な直流電流をもたらす。
例えば図２で説明した例では、変換器は非連続モードで操作され、すなわち、スイッチＴ１のいずれのサイクルＰにおいても、２次電流ＩＳは、次のパルスの発生前にゼロに降下するのに十分な時間があるということである。連続モードと比較すると、これには、２次電流IＳが明確なパルス又はエネルギパケットとなって現れるという利点があり、パルス又はエネルギパケットのそれぞれが、明確なエネルギ容量を有し、且つ、ゼロ電流時間の間隔によって隔てられている。好ましくは、図３に示すように、例えば、スイッチＴ１を閉じるそれらの間隔で、マルチプレクサのチャンネルをオンとオフに切り替える。図２で分かるように、これらの間隔は、２次電流ＩＳがゼロになる間隔に対応している。結果として、それらが上述したゼロ電流間隔にある限り、切り替え損失を最小限に抑えることができると共に、マルチプレクサのチャンネルの正確な切り替えのタイミングが決定的に重要でなくなる。
図２の一番下の図は、スイッチＴ１を横断する電圧降下ＵＴを示しており、電圧のピークと、回路における浮遊インダクタンス及び電気容量が発生する電圧振動と、を含んでいる。
特に、電圧振動は、２次電流ＩＳが再びゼロ段階に達した時点で発生する。切り替え損失の非常に効率的な低減は、いわゆるバレースイッチング方式を採用することで可能となり、それはすなわち、ちょうど電圧振動が最小値となる瞬間に、言い換えれば、図２（この方式は、図２に示された例において用いられていないが）におけるｔ１の時点で、スイッチＴ１を閉じるということである。
他方で、仮に、各出力電流パルス又はエネルギパケットの正確に定められたエネルギ含量を求めることが必要ならば、電圧ＵＴの振動が実質的にゼロに減衰する時にスイッチＴ１を閉じることが望ましく、その結果、次のパルスにおける電流ＩＰの上昇が電圧の変動によって全く作用されなくなる。この方式は、図２で示された例で用いられたものであるが、発光ダイオードの強度が直接的に制御され、フィードバック制御は与えられていないときに特に適している。スイッチＴ１（積極的又は消極的に緩衝する）と並列に、適切なダンピング回路、例えばＲＣネットワークを接続することで、電圧ＵＴの振動の減衰を促進してもよい。
図９は、ファン８４用の高性能なファン駆動の機能を実行することについて、図１に示された回路に対して可能な補足を示しており、このファン８４は、発光ダイオード１０,１２,１４を冷やすことに用いられていてもよい。ファン８４の正極の電力供給端子は、ダイオードＤ１−Ｄ３及び負荷回路３１,３２,３３と並列で、ダイオードＤ６と抵抗器Ｒ１を介してトランジスタの第１の２次端子３４と接続されている。ファン８４の負極端子は、それぞれのダイオードＤ７,Ｄ８及びＤ９を介して、発光ダイオード１０,１２,１４の各負極端子と接続されており、コンデンサＣ８がファン８４と並列で接続されている。
従って、ある意味で、ファン８４を含む回路は、変換器の他の負荷回路を構成し、この回路のマイナス側が直接的にマルチプレクサに接続されておらず、発光ダイオードのマイナス端子に接続されているという特別な特徴を有している。これは、コンデンサＣ８を横断する電圧降下、及びそれに応じたファン８４に対する駆動電力が、発光ダイオード１０,１２,１４のそれぞれを横断する電圧降下の平均の最大値と比例するという効果がある。その結果、ファンの冷却力が、最大電力で作動する発光ダイオードによって生じた熱に比例して変化する。
上述した電力変換器は、発光ダイオードドライバとしての用途に特に適しており、異なる発光ダイオードの色の強度を個別に制御することを許容する。当然、その用途は、３つの発光ダイオードの色に限られない。光スペクトルを充実させるように、例えばＲＢＧＡ（Ａ＝琥珀色）の３色以上で、発光ダイオードを制御するために、変換器が４つ又はそれ以上の出力を有していてもよい。強度又は色温度等の傾向を自動的に補うように、各出力の個別のフィードバック制御を、すぐに実行してもよく、これらの強度や色温度等は、環境の変化や発光ダイオードの劣化、特に発光ダイオードの温度によって引き起こされることがある。他方で、フィードバック制御がないときでも、発光ダイオード１０,１２,１４の強度を相互に比較して精度よく調整可能なことは、精度要件、つまり発光ダイオードを”ビニングする”ためのコストを明確に低減することを許容する。
一方、電力変換器を、この用途に限らず、例えばパーソナルコンピュータ及び他の電子部品へ電力供給等の他の目的のために用いてもよい。さらに、変換器は、実施形態に示すような交流／直流変換器１６と組み合わされることを必ずしも必要とせず、独立した直流／直流変換器であってもよい。
図１に示されている変換器は、フライバックコンバータのトポロジーを有していることが分かる。特に、フライバックコンバータについて知られている全ての設計修正もまた、本発明によるところの変換器に適用できる。さらに、本発明は、フライバックトポロジーに限定されず、同じように他の変換器のトポロジーに適応してもよい。図１０は、全ての負荷回路が共通のマイナス電極を有する直流／直流変換器の一例を示している。
図１及び９で示された実施形態では、発光ダイオードのマイナス端子の平均電圧が、互いに独立して”浮動”であり、それに対し、図１０では、共通の電極を有する並列負荷回路の直流／直流変換器の一例を示している。これは、差動増幅器を必要とせずに、出力電圧を簡単に測定（及びフィードバック制御）できるという利点がある。
図１０に示された変換器は、例えば１２ボルトの入力電圧を、例えば負荷回路３１,３２,３３を横断した０−２４ボルトの独立して制御された出力電圧に変換する。直流入力２６は、この場合には、バッテリ８６のプラス電極で構成され、全ての負荷回路は、負荷（抵抗器に代表される）と並列静電容量とを備えており、バッテリ８６のプラス電極に直接的に接続された一端を有している。誘導素子は、この場合に、単独のインダクタンス（コイル）Ｌ１で構成され、このインダクタンスＬ１が、ダイオードＤ１−Ｄ３と、スイッチＴ１を介してバッテリ８６のマイナス電極と、に接続された第１（入力及び出力）の端子３４を有しているのに対し、第２の（入力及び出力）端子３８は、バッテリのプラス電極、つまり負荷回路３１−３３の共通電極に接続される。
マルチプレクサ３６の各チャンネルは、ダイオードＤ１−Ｄ３の中の１つと、負荷回路の中の１つとの間で接続されたＰチャンネルモスフェットＰ１,Ｐ２,Ｐ３を備えている。各Ｐチャンネルモスフェットのゲートは、抵抗器Ｒ７,Ｒ８とＮチャンネルモスフェットＮ１,Ｎ２,Ｎ３とによって制御されており、ＮチャンネルモスフェットＮ１,Ｎ２,Ｎ３は、マイクロコントローラ４０によって直接的に制御されている。従って、この場合には、レベルシフティングがマルチプレクサを制御するために用いられる。
図１０に示される構造は、変圧器というよりはむしろ比較的安価な単独の誘導素子を利用しており、入力電圧以下で出力電圧を制御することを許容する。差動増幅器は、必要とされていない。
図１１は、変換器の一例を示しており、この変換器では、出力回路の一部がプラスの出力電圧を供給し、その他が共通のアースと比較してマイナスの出力電圧を供給する。
この場合には、誘導素子が再び変圧器ＴＲ′となるが、しかしながら、この変圧器ＴＲ′は、２次巻線に中央タップを有している。この中央タップは、２次出力端子３８を構成し、全ての負荷回路についての共通のアースとしての機能し、図１１において、負荷回路は、２つの負荷回路３１,３２のみで表わされている。負荷回路３１（及び図示されていない数個の追加負荷回路）は、プラスの出力電圧を供給し、変換器のプラス分岐に位置しており、それに対し、負荷回路３２（及び図示されていない数個の他の負荷回路）は、マイナスの出力電圧を供給し、変換器のマイナス分岐に位置している。
プラス分岐のマルチプレクサのチャンネルＭ１は、ダイオードＤ１と負荷回路３１との間に、ＰチャンネルモスフェットＰ１１を含んでいる。ゲートは、抵抗器Ｒ９,Ｒ１０及びＮチャンネルモスフェットＮ１１を介して制御され、ＮチャンネルモスフェットＮ１１は、マイクロコントローラ４０によって直接的に制御されている。対照的に、マイナス分岐のマルチプレクサのチャンネルＭ２は、負荷回路３２とダイオードＤ２の間に、ＮチャンネルモスフェットＮ１２を含んでいる。このモスフェットのゲートは、ＰチャンネルモスフェットＰ１２及び抵抗器Ｒ１１,Ｒ１２を介して制御される。モスフェットＰ１２のゲートは、マイクロコントローラ４０の出力によって直接的に制御され、電源が、例えばマイクロコントローラのための駆動電圧等の一定のプラス電圧Ｖ＋に接続され、その結果、ゼロ電圧がマイクロコントローラからの出力であった時に、ＰチャンネルモスフェットＰ１２が導電する。

Claims (15)

  1. 誘導素子（ＴＲ；Ｌ１）に接続された直流入力（２６）と、所定の繰り返し周期で周期的に誘導電流を遮断するように設定されたスイッチ（Ｔ１）と、複数の負荷回路（３１,３２,３３）と、前記誘導素子（ＴＲ）の第１及び第２の出力端子（３４,３８）の間に複数の並列チャンネル（Ｍ１,Ｍ２,Ｍ３）を有するマルチプレクサ（３６）と、を備えており、各チャンネルは、前記負荷回路（３１,３２,３３）の中の１つを含み、前記マルチプレクサが、前記チャンネルを逐次的及び周期的に導電させるように適応されている電力変換器であって、前記マルチプレクサは、切り替え周期を有しており、前記切り替え周期は、前記スイッチ（Ｔ１）における前記所定の繰り返し周期の倍数であることを特徴とする電力変換器。
  2. 請求項１記載の電力変換器であって、前記誘導素子は、変圧器（ＴＲ；ＴＲ′）であり、前記変圧器（ＴＲ；ＴＲ′）は、１次側で前記スイッチ（Ｔ１）を有し、２次側で前記出力回路（３１,３２,３３）を有することを特徴とする電力変換器。
  3. 請求項２記載の電力変換器であって、前記変圧器（ＴＲ）は、絶縁されていることを特徴とする電力変換器。
  4. 請求項１〜３の何れかに記載の電力変換器であって、前記スイッチ（Ｔ１）の繰り返し周期数を決定することで前記負荷回路（３１,３２,３３）の出力電力を制御するために前記マルチプレクサ（３６）を制御するコントローラ（４０）を備えており、それぞれの多重送信期間において、個別の前記負荷回路に関連付けられた前記マルチプレクサの前記チャンネル（Ｍ１,Ｍ２,Ｍ３）を、前記スイッチの繰り返し周期数の間、導電させることを特徴とする電力変換器。
  5. 請求項４記載の電力変換器であって、前記コントローラ（４０）は、非連続モードで前記変換器を操作するように前記スイッチ（Ｔ１）を制御し、且つ前記誘導電流がゼロになるような時間間隔内に１つのチャンネルから別のチャンネルへ切り替えるように前記マルチプレクサ（３６）を制御するように適応されていることを特徴とする電力変換器。
  6. 請求項４又は５に記載の電力変換器であって、前記コントローラ（４０）は、前記チャンネル（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３）の一つを前記スイッチ（Ｔ１）の１つの繰り返し周期だけ導電させたら、別のチャンネルに切り換えるように、前記マルチプレクサ（３６）を制御するように適応されていることを特徴とする電力変換器。
  7. 請求項１〜６の何れかに記載の電力変換器であって、前記マルチプレクサ（３６）と前記スイッチ（Ｔ１）を制御し、且つ、前記負荷回路（３１,３２,３３）の特性に従って前記スイッチ（Ｔ１）のデューティサイクル（Ｄ）を変化させるように適応されたコントローラ（４０）を備えており、前記マルチプレクサチャンネル（Ｍ１,Ｍ２,Ｍ３）は、前記負荷回路（３１,３２,３３）と導電することを特徴とする電力変換器。
  8. 請求項４〜６の何れかに記載の電力変換器であって、前記直流入力（２６）に適用するために、交流電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換器（１６）を備え、さらに、交流電圧で前記コントローラ（４０）を同期化する同期回路（８０）を備えていることを特徴とする電力変換器。
  9. 請求項８記載の電力変換器であって、前記コントローラ（４０）は、直流電圧の変動を補うように前記スイッチ（Ｔ１）の前記デューティサイクル（Ｄ）を変化させるように適応されていることを特徴とする電力変換器。
  10. 請求項９記載の電力変換器であって、前記交流／直流変換器（１６）は、周期的に変動する直流電圧を前記直流入力（２６）に供給するように適応され、前記コントローラ（４０）は、前記スイッチ（Ｔ１）の前記デューティサイクル（Ｄ）を周期的に変化させるように適応されていることを特徴とする電力変換器。
  11. 請求項１〜１０の何れかに記載の電力変換器であって、前記スイッチ（Ｔ１）と前記マルチプレクサ（３６）を制御するための制御回路（４０）と、前記誘導素子の前記第２の出力端子（３８）と直接的に接続されていることを除いて、他の前記負荷回路（３１,３２,３３）と並列に接続され、前記制御回路（４０）に作動電圧を供給する追加負荷回路（５６）と、を備えていることを特徴とする電力変換器。
  12. 請求項１１記載の電力変換器であって、前記追加負荷回路（５６）が十分な作動電圧を前記制御回路（４０）に供給するまで、前記変換器の立ち上がり段階中に前記スイッチ（Ｔ１）を制御するように適応された発振器（５８）を備えていることを特徴とする電力変換器。
  13. 請求項１１又は１２に記載の電力変換器であって、前記マルチプレクサ（３６）に接続された前記負荷回路（３１,３２,３３）の中の少なくとも１つは、負荷としての発光ダイオード（１０）と、前記発光ダイオードに並列で接続されたコンデンサ（Ｃ１）とを含んでおり、前記コンデンサ（Ｃ１）は、ダイオード（Ｄ５）を介して前記追加負荷回路（５６）に接続され、前記直流入力（２６）の電圧が低下する時に、前記コンデンサ（Ｃ１）が放電して、前記制御回路（４０）が一定時間作動するのを維持することを特徴とする電力変換器。
  14. 請求項１１〜１３の何れかに記載の電力変換器であって、前記制御回路（４０）は、前記追加負荷回路（５６）に供給される電圧を監視し、前記負荷回路（３１,３２,３３）の中の少なくとも１つが遮断された状態を検出するように適応されていることを特徴とする電力変換器。
  15. 請求項１〜１４の何れかに記載の電力変換器であって、前記負荷回路の中の１つは、前記他の出力回路（３１,３２,３３）の中の少なくとも１つの浮動端子と共に前記マルチプレクサ（３６）に接続されたファン（８４）を負荷として含んでおり、前記ファン（８４）の電力は、他の出力回路の中の当該少なくとも１つの消費電力によって決定されることを特徴とする電力変換器。
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