CN108429459A - 一种直流升压变换器控制方法 - Google Patents

一种直流升压变换器控制方法 Download PDF

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CN108429459A CN201810187117.3A CN201810187117A CN108429459A CN 108429459 A CN108429459 A CN 108429459A CN 201810187117 A CN201810187117 A CN 201810187117A CN 108429459 A CN108429459 A CN 108429459A
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马腾
王鹏
阮磊
惠明远
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Abstract

本发明提供了一种直流升压变换器控制方法，所述控制方法包括以下步骤：检测输入电压、中间电压、输出电压和流经电感的电流；根据中间电压的数字值和输出电压的数字值计算期望电流；根据输入电压的数字值、流经电感的电流的数字值和期望电流的数字值计算功率管占空比；以及根据功率管占空比控制功率管的开关。这种方法的优点在于:采用双闭环控制结构，在现有的电流闭环中增加了电压闭环控制，使用具有权值系数的自适应调节的PID控制实现了控制器的自适应、自组织能力，并保证了电压的稳定输出；同时采用具有对误差快速收敛和对干扰鲁棒性强的积分控制部件，实现输出电流对期望电流的快速稳定跟踪。

Description

一种直流升压变换器控制方法
技术领域
本发明涉及一种控制方法，具体而言，涉及一种直流升压变换器控制方法。
背景技术
燃料电池是一种将燃料与氧化剂的化学能通过电化学反应直接转换成电能的发电装置，具有发电效率高，环境污染小等优点。但是由于燃料电池的输出电压变化范围较大，难以直接与动力电机控制器输入端匹配。为了弥补燃料电池输出特性的不足，需要在燃料电池和电机控制器输入端之间接入直流升压变换器，来调节燃料电池的输出电压和输出功率，保证燃料电池工作平稳。但在车辆行驶过程中，许多外界因素，如路况、车辆制动等，都会对燃料电池输出母线上的电压产生较大的影响，进而造成直流升压变换器的输出电流发生波动。如果氢燃料电池的性能衰减严重，其输出电压的最大波动范围可以达到100V以上。因此，用于燃料电池车车辆的直流升压变换器应该能够在输入电压波动较大时，保证输出电流的稳定以保障车辆的平稳运行。
现有的直流升压变换器一般使用基于单电流PI闭环调节的技术来保证直流升压变换器稳定平滑的输出电流，但这些基于电流PI调节的直流升压变换器的缺点是在燃料电池输出母线上的电压波动较大时无法迅速做出反应，无法抑制输出电压和电流的波动，保证直流升压变换器稳定的输出。
综上所述，需要提供一种直流升压变换器控制方法，其能够克服现有技术的缺陷。
发明内容
本发明旨在提供一种直流升压变换器控制方法，其能够克服现有技术的缺陷。本发明的发明目的通过以下技术方案得以实现。
本发明的一个实施方式提供了一种直流升压变换器控制方法,其中所述控制方法包括多个步骤：
步骤1：检测输入电压Vin，中间电压Vc、输出电压Vout和流经电感的电流ILn；
步骤2：根据中间电压Vc的数字值和输出电压Vout的数字值计算期望电流Ir；
步骤3：根据输入电压Vin的数字值，流经电感的电流ILn的数字值和期望电流Ir的数字值计算功率管占空比D；
步骤4：根据功率管占空比D控制功率管的开关。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述期望电流Ir的计算公式为：
其中K为比例系数，k为当前采样的次数，
当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,C(k)， e2(k)＝eV,C(k)-eV,C(k-1)，e3(k)＝eV,C(k)-2eV,C(k-1)+eV,C(k-2)，eV,C＝Vc,r-Vc，当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,OUT(k)， e2(k)＝eV,OUT(k)-eV,OUT(k-1)，e3(k)＝eV,OUT(k)-2eV,OUT(k-1)+eV,OUT(k-2)， eV,OUT＝Vout,r-Vout,
Vc,r为中间电压的期望数字值,Vout,r为输出电压的期望数字值,wm,wn是权重系数。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述功率管占空比D的计算公式为：
其中αLn,βLn,γLn＞0表示系数，sign(sLn)表示符号函数，当sLn>0时，sign(sLn)＝1，当sLn＝0时，sign(sLn)＝0，当sLn<0时，sign(sLn)＝-1，eLn＝ILn,r-ILn，ILn,r＝Ir/2，当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，L为电感的数字值，r为电感内阻的数字值，
当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，Vlc为控制电感的功率管开关两端的电压。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述直流升压变换器控制方法包括在步骤2中使用单神经元自适应PID计算期望电流。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述直流升压变换器控制方法包括在步骤3中使用积分滑模计算功率管占空比。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述直流升压变换器包括包括串联的前级升压电路和后级升压电路,前级升压电路用于将输入电压升压到中间电压,后级升压电路用于将中间电压升高到输出电压,前级升压电路中,输入电压的两端跨接有前级输入电容,前级第一电感和串联的前级第一开关端跨在输入电压的两端,前级第一电感与串联的前级第一二极管和前级输出电容跨接在输入电压的两端,前级第二电感和串联的前级第二开关端跨在输入电压的两端,前级第二电感和串联的前级第二二极管和前级输出电容跨在输入电压的两端,后级升压电路包括第一镜像电路和第二镜像电路,第一镜像电路和第二镜像电路以镜像方式跨接在中间电压两端,第一镜像电路中,后级第一电感与串联的后级第一开关跨接在中间电压的两端,后级第一电感与串联的后级第一二极管和第一镜像电路的输岀电容跨接在中间电压的两端；第二镜像电路中,后级第二电感与串联的后级第二开关跨接在中间电压的两端,后级第二电感与串联的后级第二二极管和第二镜像电路的输出电容跨接在中间电压的两端。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述后级升压电路通过后级输出电容输送输出电压。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述后级升压电路通过并联的后级第一输出电容和后级第二输出电容来输送输岀电压。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述前级升压电路包括并联的多个前级输出电容,跨接在中间电压两端。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述第一镜像电路包括多个并联的输出电容,跨接在输出电压正极与中间电压负极之间。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述第二镜像电路包括多个并联的输出电容,跨接在中间电压正极与输出端负极之间。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述输出电压通过公式:Vout/Vin＝1/(1-Dq1)×(1+Dh3)/(1-Dh3)进行计算, 其中Vin为输入电压,Vout为输出电压,Dq1为前级第一开关的占空比,前级第二开关的占空比与前级第一开关的占空比相等,Dh3为后级第一开关的占空比,后级第二开关的占空比与后级第一开关的占空比相等。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述前级第一电感的电感量与前级第二电感的电感量相同,前级第一电感的电感量与前级第二电感的电感量的大小Lq通过公式:Vin＝Lq×Δiq/Dq进行初步选择,其中Vin为输入电压,Δiq为流过其中一个电感的电感电流变化量,Dq为前级升压电路中前级开关的导通时间。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述后级第一电感的电感量与后级第二电感的电感量相同,后级第一电感的电感量与后级第二电感的电感量的大小Lh通过公式:Vc＝Lh×Δih/Dh进行初步选择,其中Vc为中间电压,Δih为流过后级升压电路中其中个电感的电流变化量,Dh为后级升压电路中后级开关的导通时间,中间电压通过公式:Vc/Vin＝1/(1-Dq1)进行计算,Vin为输入电压,Dq1为前级第一开关的占空比,前级第二开关的占空比与前级第一开关的占空比相等。
该直流升压变换器控制方法的优点在于：采用双闭环控制结构，在现有的电流闭环中增加了电压闭环控制，使用具有权值系数的自适应调节的PID 控制实现了控制器的自适应、自组织能力，并保证了电压的稳定输出；同时采用具有对误差快速收敛和对干扰鲁棒性强的积分控制部件，实现输出电流对期望电流的快速稳定跟踪。
附图说明
参照附图，本发明的公开内容将变得更易理解。本领域技术人员容易理解的是：这些附图仅仅用于举例说明本发明的技术方案，而并非意在对本发明的保护范围构成限制。图中：
图1示出了根据本发明一个实施方式的直流升压变换器
图2示出了如图1所示的根据本发明一个实施方式的直流升压变换器的控制方法。
具体实施方式
图1-2和以下说明描述了本发明的可选实施方式以教导本领域技术人员如何实施和再现本发明。为了教导本发明技术方案，已简化或省略了一些常规方面。本领域技术人员应该理解源自这些实施方式的变型或替换将落在本发明的保护范围内。本领域技术人员应该理解下述特征能够以各种方式组合以形成本发明的多个变型。由此，本发明并不局限于下述可选实施方式，而仅由权利要求和它们的等同物限定。
图1示出了根据本发明一个实施方式的直流升压变换器。如图1所示，直流升压变换器包括串联的前级升压电路和后级升压电路，其中前级升压电路用于将输入电压Vin升压到中间电压Vc，后级升压电路用于将中间电压 Vc升高到输出电压Vo。前级输入电容Cin跨接在输入电压Vin的两端，前级第一电感L1与串联的前级第一功率管开关sw1跨接在输入电压Vin的两端，前级第一电感Ll与串联的前级第一二极管D1和前级第一电容Cl跨接在输入电压Vin的两端，前级第二电感L2与串联的前级第二功率管开关sw2 端跨接在输入电压Vin的两端，前级第二电感L2与串联的前级第二二极管 D2和前级第一电容C1跨接在输入电压Vin的两端，前级第二电容C2、前级第三电容C3、前级第四电容C4、前级第五电容C5和前级第六电容C6与前级第一电容Cl并联且跨接在中间电压Vc的正极与输入电压Vin的负极之间，前级升压电路可以包括更多前级电容与前级第一电容C1并联且跨接在中间电压Vc的两端。
前级输入电容Cin用于对输入直流电压进行稳压和滤波并对输入电流的稳流，前级第一功率管开关sw1和前级第一二极管D1用于对前级第一电感L1和前级第一电容C1至前级第六电容C6的导通和截止，前级第二功率管开关sw2和前级第二二极管D2用于对前级第二电感L2和前级第一电容 C1至前级第六电容C6的导通和截止，前级第一电容C1、前级第二电容C2、前级第三电容C3、前级第四电容C4、前级第五电容C5和前级第六电容C6 用于对前级升压电路的输出电压的稳压和滤波并对输出电流进行稳流。
后级升压电路包括第一镜像电路，第二镜像电路和后级输出电容组，其中后级输出电容组用于输送输出电压，第一镜像电路、第二镜像电路以镜像方式跨接在中间电压Vc的两端，后级输出电容组跨接在输出电压Vo的两端，输出电压Vo的两端可以连接负载。第一镜像电路中，后级第一电感L3与串联的后级第一功率管开关sw3跨接在中间电压Vc的两端，后级第一电感L3 与串联的后级第一二极管D3和第一镜像电路的第一电容Cx1跨接在中间电压Vc的两端，第一镜像电路的第二电容Cx2和第三电容Cx3与第一镜像电路的第一电容Cx1并联且跨接在输出电压Vo的正极与中间电压Vc的负极的之间,第一镜像电路可以包括更多的电容与第一镜像电路的第一电容并联且跨接在输出电压Vo的正极与中间电压Vc的负极的之间。
第二镜像电路中，后级第二电感L4与串联的后级第二功率管开关sw4 跨接在中间电压Vc的两端，后级第二电感L4与串联的后级第二二极管D4 和第二镜像电路的第一电容Cy1跨接在中间电压Vc的两端，第二镜像电路的第二电容Cy2和第三电容Cy3与第二镜像电路的第一电容Cy1并联且跨接在输出电压Vc的正极与中间电压Vo的负极的之间，第二镜像电路可以包括更多的电容与第二镜镜像电路的第一电容并联且跨接在中间电压Vc的正极与输出电压Vo的负极的之间。
后级输出电容组后级第一输出电容Col和后级第二输出电容Co2，第一输出电容Col和后级第二输出电容Co2并联后跨接在输出电压Vo的两端，后级输出电容组可以包括更多的后级输出电容与第一输出电容Col并联且跨接在输出电压Vo的两端，输出电压Vout的两端可以连接负载。
后级第一功率管开关sw3和后级第一二极管D3用于对后级第一电感L3 和与第一镜像电路的第一电容Cx1至第三电容Cx3的导通和截止，后级第二功率管开关sw4和后级第二二极管D4用于对后级第二电感L4与第二镜像电路的第一电容Cy1至第三电容Cy3的导通和截止。第一镜像电路的第一电容 Cx1、第二电容Cx2、第三电容Cx3用于对第一镜像电路的输出电压进行稳压和滤波并对输出电流进行稳流。第二镜像电路的第一电容Cy1、第二电容Cy2和第三电容Cy3用于对第二镜像电路的输岀电压输岀电压进行稳压和滤波并对输岀电流进行稳流。后级输出电容组的第一输出电容Co1和第二输出电容Co2用于对后级升压电路的输出直流电压Vo进行稳压和滤波并对输岀电流进行稳流。
在图1所示的直流升压变换器中,前级第一功率管开关sw1对应的占空比为D1,前级第二功率管开关sw2对应的占空比为D2，其中D1＝D2＝64％且相位相差180°，后级第一功率管开关sw3对应的占空比为D3,后级第二功率管开关sw4对应的占空比为D4，其中D3＝D4＝55％且相位相差180°，D1与 D3的相位相同。
在图1所示的直流升压变换器中,中间电压Vc由输入电压Vin升压，根据对应的公式1：Vc/Vin＝1/(1-D1)得出，输出电压Vo由中间电压Vc升压，根据对应关系公式2：Vo/Vc＝(1+D3)/(1-D3)的出，根据公式1和公式2 输出电压Vo与输入电压Vin的对应关系用公式3：Vo/Vin＝(1+D3)/(1-D3)/(1-D1)表示。
图2示出了如图1所示的根据本发明一个实施方式的直流升压变换器的控制方法，包括以下多个步骤：
步骤1：检测输入电压Vin，中间电压Vc、输出电压Vout和流经电感的电流ILn；
步骤2：根据中间电压Vc的数字值和输出电压Vout的数字值计算期望电流Ir；
步骤3：根据输入电压Vin的数字值，流经电感的电流ILn的数字值和期望电流Ir的数字值计算功率管占空比D；
步骤4：根据功率管占空比D控制功率管的开关。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述期望电流Ir的计算公式为：
其中K为比例系数，k为当前采样的次数，
当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,C(k)， e2(k)＝eV,C(k)-eV,C(k-1)，e3(k)＝eV,C(k)-2eV,C(k-1)+eV,C(k-2)，eV,C＝Vc,r-Vc，
当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,OUT(k)， e2(k)＝eV,OUT(k)-eV,OUT(k-1)，e3(k)＝eV,OUT(k)-2eV,OUT(k-1)+eV,OUT(k-2)， eV,OUT＝Vout,r-Vout,
Vc,r为中间电压的期望数字值,Vout,r为输出电压的期望数字值,wm,wn是权重系数。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述功率管占空比D的计算公式为：
其中αLn,βLn,γLn＞0表示系数，sign(sLn)表示符号函数，当sLn>0时，sign(sLn)＝1，当sLn＝0时，sign(sLn)＝0，当sLn<0时，sign(sLn)＝-1，eLn＝ILn,r-ILn，ILn,r＝Ir/2，当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，L为电感的数字值，r为电感内阻的数字值，
当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，Vlc为控制电感的功率管开关两端的电压。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述直流升压变换器控制方法包括在步骤2中使用单神经元自适应PID计算期望电流。
根据本发明的上述一个实施方式提供的直流升压变换器控制方法，其中所述直流升压变换器控制方法包括在步骤3中使用积分滑模计算功率管占空比。
该直流升压变换器控制方法的优点在于：采用双闭环控制结构，在现有的电流闭环中增加了电压闭环控制，使用具有权值系数的自适应调节的PID 控制实现了控制器的自适应、自组织能力，并保证了电压的稳定输出；同时采用具有对误差快速收敛和对干扰鲁棒性强的积分控制部件，实现输出电流对期望电流的快速稳定跟踪。
当然应意识到，虽然通过本发明的示例已经进行了前面的描述，但是对本发明做出的将对本领域的技术人员显而易见的这样和其他的改进及改变应认为落入如本文提出的本发明宽广范围内。因此，尽管本发明已经参照了优选的实施方式进行描述，但是，其意并不是使具新颖性的设备由此而受到限制，相反，其旨在包括符合上述公开部分、权利要求的广阔范围之内的各种改进和等同修改。

Claims (14)

1.一种直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述控制方法包括多个步骤：
步骤1：检测输入电压Vin，中间电压Vc、输出电压Vout和流经电感的电流ILn；
步骤2：根据中间电压Vc的数字值和输出电压Vout的数字值计算期望电流Ir；
步骤3：根据输入电压Vin的数字值，流经电感的电流ILn的数字值和期望电流Ir的数字值计算功率管占空比D；
步骤4：根据功率管占空比D控制功率管的开关。
2.如权利要求1所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述期望电流Ir的计算公式为：
其中K为比例系数，k为当前采样的次数，
当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,C(k)，e2(k)＝eV,C(k)-eV,C(k-1)，e3(k)＝eV,C(k)-2eV,C(k-1)+eV,C(k-2)，eV,C＝Vc,r-Vc，
当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，e1(k)＝eV,OUT(k)，e2(k)＝eV,OUT(k)-eV,OUT(k-1)，e3(k)＝eV,OUT(k)-2eV,OUT(k-1)+eV,OUT(k-2)，eV,OUT＝Vout,r-Vout,
Vc,r为中间电压的期望数字值,Vout,r为输出电压的期望数字值,wm,wn是权重系数。
3.如权利要求1所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述功率管占空比D的计算公式为：
其中αLn,βLn,γLn＞0表示系数，sign(sLn)是符号函数，当sLn>0时，sign(sLn)＝1，当sLn＝0时，sign(sLn)＝0，当sLn<0时，sign(sLn)＝-1，eLn＝ILn,r-ILn，ILn,r＝Ir/2，当计算直流升压变换器前级电路中的功率管占空比时，L为电感的数字值，r为电感内阻的数字值，当计算直流升压变换器后级电路中的功率管占空比时，Vlc为控制电感的功率管开关两端的电压。
4.如权利要求1所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述直流升压变换器控制方法包括在步骤2中使用单神经元自适应PID计算期望电流。
5.如权利要求1所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述直流升压变换器控制方法包括在步骤3中使用积分滑模计算功率管占空比。
6.如权利要求1所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述直流升压变换器包括包括串联的前级升压电路和后级升压电路,前级升压电路用于将输入电压升压到中间电压,后级升压电路用于将中间电压升高到输出电压,前级升压电路中,输入电压的两端跨接有前级输入电容,前级第一电感和串联的前级第一开关端跨在输入电压的两端,前级第一电感与串联的前级第一二极管和前级输出电容跨接在输入电压的两端,前级第二电感和串联的前级第二开关端跨在输入电压的两端,前级第二电感和串联的前级第二二极管和前级输出电容跨在输入电压的两端,后级升压电路包括第一镜像电路和第二镜像电路,第一镜像电路和第二镜像电路以镜像方式跨接在中间电压两端,第一镜像电路中,后级第一电感与串联的后级第一开关跨接在中间电压的两端,后级第一电感与串联的后级第一二极管和第一镜像电路的输岀电容跨接在中间电压的两端；第二镜像电路中,后级第二电感与串联的后级第二开关跨接在中间电压的两端,后级第二电感与串联的后级第二二极管和第二镜像电路的输出电容跨接在中间电压的两端。
7.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述后级升压电路通过后级输出电容输送输出电压。
8.如权利要求7所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述后级升压电路通过并联的后级第一输出电容和后级第二输出电容来输送输岀电压。
9.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述前级升压电路包括并联的多个前级输出电容,跨接在中间电压两端。
10.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述第一镜像电路包括多个并联的输出电容,跨接在输出电压正极与中间电压负极之间。
11.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述第二镜像电路包括多个并联的输出电容,跨接在中间电压正极与输出端负极之间。
12.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述输出电压通过公式:Vout/Vin＝1/(1-Dq1)×(1+Dh3)/(1-Dh3)进行计算,其中Vin为输入电压,Vout为输出电压,Dq1为前级第一开关的占空比,前级第二开关的占空比与前级第一开关的占空比相等,Dh3为后级第一开关的占空比,后级第二开关的占空比与后级第一开关的占空比相等。
13.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述前级第一电感的电感量与前级第二电感的电感量相同,前级第一电感的电感量与前级第二电感的电感量的大小Lq通过公式:Vin＝Lq×Δiq/Dq进行初步选择,其中Vin为输入电压,Δiq为流过其中一个电感的电感电流变化量,Dq为前级升压电路中前级开关的导通时间。
14.如权利要求6所述的直流升压变换器控制方法，其特征在于，所述后级第一电感的电感量与后级第二电感的电感量相同,后级第一电感的电感量与后级第二电感的电感量的大小Lh通过公式:Vc＝Lh×Δih/Dh进行初步选择,其中Vc为中间电压,Δih为流过后级升压电路中其中个电感的电流变化量,Dh为后级升压电路中后级开关的导通时间,中间电压通过公式:Vc/Vin＝1/(1-Dq1)进行计算,Vin为输入电压,Dq1为前级第一开关的占空比,前级第二开关的占空比与前级第一开关的占空比相等。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110994991A (zh) * 2019-12-17 2020-04-10 华南理工大学 一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1811621A (zh) * 2005-01-07 2006-08-02 通用汽车公司 对车辆参数循环建模的方法
CN103516213A (zh) * 2013-09-09 2014-01-15 深圳市佳华利道新技术开发有限公司 双向dc-dc变换器电路控制系统及混合动力机动车
CN105141133A (zh) * 2015-10-26 2015-12-09 南京信息工程大学 双管型升降压变换器的mit模型参考自适应控制方法
CN105515376A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法
CN106787714A (zh) * 2017-01-06 2017-05-31 北京亿华通科技股份有限公司 用于串联型氢燃料电池直流升压变换器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1811621A (zh) * 2005-01-07 2006-08-02 通用汽车公司 对车辆参数循环建模的方法
CN103516213A (zh) * 2013-09-09 2014-01-15 深圳市佳华利道新技术开发有限公司 双向dc-dc变换器电路控制系统及混合动力机动车
CN105141133A (zh) * 2015-10-26 2015-12-09 南京信息工程大学 双管型升降压变换器的mit模型参考自适应控制方法
CN105515376A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法
CN106787714A (zh) * 2017-01-06 2017-05-31 北京亿华通科技股份有限公司 用于串联型氢燃料电池直流升压变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
江超: ""基于滑模控制的两级直流-直流变换器控制算法研究"", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库工程科技Ⅱ辑》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110994991A (zh) * 2019-12-17 2020-04-10 华南理工大学 一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法
CN110994991B (zh) * 2019-12-17 2021-05-14 华南理工大学 一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法

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