TWI732841B - 電源裝置、及電源裝置之控制方法 - Google Patents

電源裝置、及電源裝置之控制方法 Download PDF

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Abstract

使電源裝置之多相交錯控制高速化。而且，以在使電源裝置之多相交錯控制高速化中，謀求反饋訊號之檢測的高速化。

在電源裝置及電源裝置之控制方法中，輸出電壓係藉由使用在特定時點之輸出電壓之初期值，和在離散時間處理之各時點的電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算結果而取得。依此，應答速度慢之輸出電壓之取得因僅有初期值之檢測，在離散時間處理之檢測可以利用能夠高速應答之電容器電流之檢測完成，故能夠高速應答。

Description

電源裝置、及電源裝置之控制方法
本案發明係關於電源裝置、及電源裝置之控制方法。
半導體或平面面板製造裝置等隨著灰化或蝕刻等之薄膜生成之高密度、高精度化，要求可以在脈衝狀態下對電漿負載供給RF電力的功能。尤其，要求2位準脈衝電力控制，其係以寬頻進行在使電漿熄滅之最少電力之Low電力和薄膜生成所需之High電力之間連續使RF電力可變之方式的High/Low脈衝電力動作。
例如，High/Low脈衝電力動作所要求之頻帶為1Hz~50kHz。作為供給RF電力之電源裝置，雖然所知的有使用PI控制所產生的A級~E級放大器，但是在PI控制中，不可能實現覆蓋數Hz~數十kHz之寬頻之2位準脈衝電力控制。
在如此之狀況中，在設備用RF電源等之領域 中使用之電源中，要求能夠在寬頻進行High/Low脈衝電力動作之2位準脈衝電力控制的電源。
作為被期待高速應答之電源，所知的有使交錯方式之電源，例如，所知的有以下專利文獻1~3。
專利文獻1記載著在進行功率改善之交錯控制電源裝置中，具備主要的轉換器和附屬的轉換器，以特定之相位差分別使主要的轉換器之開關元件和附屬的轉換器之開關元件動作，及進行根據反饋之輸出電壓而進行的交錯所產生的電壓控制。
在專利文獻2記載著以主開關互相以特定相位差進行開關動作之2相n以上之多相控制型之交錯電路構成升壓截波電路，及進行根據反饋之輸出電壓而進行的交錯所產生的控制。
在專利文獻3中，記載著解決在多相交錯方式之轉換器所產生的每相之電流不均勻等之問題，保護功率元件，進行根據設置在每相之副電路之相電流進行的交錯所產生的電流控制。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本特開2010-119285號
[專利文獻2]日本特開2015-177636號
[專利文獻3]日本特開2015-220976號
[專利文獻4]日本特許第5704772號
可想像在電源裝置中，適用多相交錯以作為在寬頻的脈衝電力控制。但是，被揭示於上述專利文獻1、2之交錯控制，係根據反饋之輸出電壓而進行電壓控制的控制方式，再者，專利文獻3係根據各相之相電流而進行電流控制之控制方式，分別具有以下所示之問題。
在專利文獻1、2所示之交錯控制因係反饋輸出電壓vo而進行的定電壓控制，故有在階狀應答中產生二次振動電壓，在輸出電壓產生過衝或下衝這樣的問題。為了抑制該過衝或下衝，需要將控制應答之速度設定成低速，無法對應於高速應答。
圖19表示LCR電路之等效電路，係用以說明反饋輸出電壓vo之定電壓控制的圖示。另外，在此，表示包含以LCR電路所構成之降壓截波電路的電源裝置之例。
在圖19所示之LCR電路中，以將輸入電壓U予以輸入之時的階狀應答所取得之輸出電壓vo以下式表示。
Figure 106110348-A0202-12-0003-1
上述式(1)表示輸出電壓vo為二次振動電壓，暗示產生過衝或下衝。
再者，在專利文獻3所示之交錯控制因係根據 各相之相電流而進行的電流控制，故有為了檢測各相電流需要複數個檢測部之外，控制變得複雜這樣的問題。
在多相交錯所產生的寬頻之脈衝電力控制中，要求高速進行各相之開關動作。
為了高速進行開關動作，需要提高開關頻率。因此，在進行脈衝電力控制之控制系統中，需要高速地檢測反饋訊號。
在藉由複數之相電流進行多相控制之多相交錯控制之電源裝置中，在藉由多相交錯之多相控制而動作之降壓截波電路之LC截波電路中進行定電流控制之控制系統，通常檢測輸出電壓或電容器電流，且反饋該檢測訊號。
該檢測訊號之檢測速度依存於檢測器之應答速度。在檢測器之應答速度之點中，一般檢測直流訊號之檢測器的應答為低速，檢測交流訊號之檢測器的應答為高速。
階狀應答之應答速度由於作為階狀應答之輸出電壓的直流訊號之檢測為低速應答，故在反饋輸出電壓之時的高速應答產生障礙。因此，為了使進行脈衝電力控制之控制系統高速應答，需要以高速檢測輸出電壓。
本發明之目的係解決上述以往之問題點，使電源裝置之多相交錯控制高速化。
而且，以在使電源裝置之多相交錯控制高速化中，高速地進行反饋訊號之檢測。
作為控制方式，所知的有能得到比起PI控制快的動性應答和高增益的無差拍控制。無差拍控制係針對以離散模型將輸入及輸出設為狀態變數之電路狀態予以展開而取得之狀態方程式，以取樣週期第(k+1)號之輸出與目標值不相等之方式，在每取樣週期運算脈衝寬△T(k)，藉由所求出之脈衝寬△T(k)控制開關動作。
作為控制方式，所知的有能得到比起PI控制快的動性應答和高增益的無差拍控制。無差拍控制係針對以離散模型將輸入及輸出設為狀態變數之電路狀態予以展開而取得之狀態方程式，以取樣週期第(k+1)號之輸出與目標值不相等之方式，在每取樣週期運算脈衝寬△T(k)，藉由所求出之脈衝寬△T(k)控制開關動作。
未知多相交錯適用無差拍控制的電源裝置之電力控制。假設，在欲對多相交錯之各相適用無差拍控制之情況下，為了高速應答，需要高速且安定取得在各相之無差拍控制中所取得之脈衝寬△T(k)。該高速應答如上述般要求以高速檢測輸出電壓。
本發明中，作為階狀應答之輸出電壓的直流訊號之檢測為低速應答，因此，鑒於反饋訊號之高速檢測具有障礙，在電壓訊號之檢測中，藉由逐次重複進行將應答速度慢之電壓檢測之檢測訊號設為初期值，使該初期值和在各時點檢測之電容器電流之檢測值而以高速離散時間 處理求出在下一個時點之電壓的工程，檢測在各時點的電壓訊號。
若藉由該電壓訊號之檢測時，實際使用檢測器之輸出電壓之檢測僅在檢測初期值之時點，在之後之時點的輸出電壓之檢測，因僅有藉由能夠高速檢測之交流訊號之檢測器而檢測出之電容器電流之檢測值，和輸出電壓之初期值，故不會受到直流訊號之檢測時之低速應答之影響，可以以高速檢測。因此，本發明在該輸出電壓之高速檢測中，實際進行之輸出電壓的檢測僅在初期值，在之後的高速離散時間處理中進行的檢測，僅檢測電容器電流。依此，可以使電源裝置之多相交錯控制高速化。
再者，當結束在一取樣週期的處理，進行下一次之取樣週期之處理之時，藉由將自上一次之取樣週期檢測出之最終值的輸出電壓當作在下一次之取樣週期之初期值使用，不用以檢測器檢測輸出電壓，可以藉由其初期值和在各時點藉由電容器電流，以高速離散時間處理求出在下一次之取樣週期之輸出電壓。
(電源裝置)
本發明之電源裝置包含LC截波電路，具備藉由複數之相電流進行多相控制之多相交錯控制而朝相指令值進行階狀應答控制之控制部，和生成開關訊號之開關訊號生成部。
本發明係多相交錯適用無差拍控制之電源裝 置之電力控制中，且多相交錯所產生的多相控制中，藉由將多相之相電流的合成電流設為控制電流，實現檢測部之個數或控制系統不依存於相數之控制，且使用該控制電流而進行定電流控制，抑制過衝或下衝的產生。
本發明包含電源裝置之態樣及電源裝置之控制方法的態樣。
本發明之電源裝置係藉由複數之相電流進行多相控制之多相交錯控制之電源裝置，具備藉由多相交錯之多相控制而動作之降壓截波電路的LC截波電路，和藉由LC截波電路之多相控制而控制階狀應答之控制部。
控制部係在LC截波電路之多相控制中，藉由將LC截波電路之各相電流之合成電流設為控制電流之定電流控制，控制LC電路之各相的開關。
本發明之電源裝置之控制方法係包含LC截波電路之電源裝置之控制方法，其係藉由複數之相電流而進行多相控制之多相交錯控制之電源裝置之控制方法，其中，在LC截波電路之多相控制所產生的階狀應答之控制中，藉由將LC截波電路之各相電流之合成電流設為控制電流之定電流控制，控制LC電路之各相之開關。
在本發明之電源裝置及電源裝置之控制方法中，輸出電壓係藉由使用在特定時點之輸出電壓之初期值，和在離散時間處理之各時點的電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算結果而取得。依此，應答速度慢之輸出電壓之取得因僅有初期值之檢測，在離散時間處理之檢 測可以利用能夠高速應答之電容器電流之檢測完成，故能夠高速應答。
階狀應答控制之最初的離散時間處理係在特定時點之輸出電壓之初期值，和在其最初次之運算週期之離散時間處理之時點檢測之電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算取得輸出電壓，在之後之階狀應答控制之離散時間處理之各運算週期中，藉由上一次之運算週期之運算結果，和在此次之運算週期之時點檢測的電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算的重複，取得各運算週期之上述輸出電壓。
在以單一之位準之指令電壓進行階狀應答控制之脈衝電力控制之態樣中，特定時點係開始階狀應答控制之控制的開始時點。再者，初期值係在開始時點被檢測出的輸出電壓。
在階狀應答控制為交互指令High位準之指令電壓及Low位準之指令電壓的2位準之脈衝電力控制之態樣中，特定時點係階狀應答控制之最初之開始時點及各位準之脈衝電力控制之結束時點。
在階狀應答控制之最初之開始時點被檢測之輸出電壓，用以取得在最初之脈衝電力控制之輸出電壓的初期值。再者，在各位準之脈衝電力控制之結束時點被檢測之輸出電壓，係取得在接續於其位準之脈衝電力控制之位準之脈衝電力控制中之輸出電壓的初期值。
再者，藉由控制電流進行定電流控制，可以 抑制過衝或下衝之產生。
各相電流之合成電流可以使用流入LC截波電路之各相之電感之連接端之電感電流，或流入LC截波電路之電容器的電容器電流。
藉由在電感之連接端設置電流計之構成，檢測出合併流入各相之電感的各電感電流的合成電流，將所檢測出之反饋訊號作為控制電流而進行定電流控制。
再者，藉由在電容器設置電流計之構成，檢測出電容器電流，將所檢測出之反饋訊號當作控制電流而進行定電流控制。因電容器電流係從各相之電感電流之合成電流減去負載電流之電流，故藉由檢測電容器電流，可以檢測出電感電流之合成電流。
即使在檢測電感電流之構成，及檢測電容器電流之構成中之任一構成中，檢測控制電流之檢測機構以一個檢測手段即足夠。
再者，即使在檢測電感電流之構成，及檢測電容器電流之構成中之任一構成中，使用控制電流而進行定電流控制之控制系統以一個控制系統即足夠。
藉由電感電流之定電流控制，抑制過衝及下衝，同時使輸出電壓追隨作為目標值之指令電壓。
於反饋電感電流而進行定電流控制之情況下，輸出電壓之階狀應答不引起二次振動電壓，朝向因應特定之電感電流值而決定的電壓，指數函數性地增加。因此，藉由電感電流之定電流控制，不使輸出電壓過衝或下 衝，而可以使成為收斂於特定值的階狀應答。
在電感電流之定電流控制中，由於作為控制電流，係流入LC電路之各相之電感之連接端的電感電流，或是電感電流係電容器電流和負載電流之和，故使用流入LC電路之電容器的電容器電流。電感電流之定電流控制係以電感電流與額定電流值或額定電流值乘上特定係數之值的差量成為零之方式，進行電流控制。
(控制型態)
本發明之電源裝置之控制之一型態，係不使用PI控制之多相交錯之雙方向降壓截波電路所產生的2位準無差拍控制。
在交錯方式中，藉由將相數n設為多相，可以將開關頻率設為驅動開關頻率之n倍而使控制應答成為n倍之外，藉由平滑電容器採用相當於驅動開關頻率之n倍之開關頻率的值，期待大幅度地降低平滑電容器之量。
一般而言，檢測出直流訊號之檢測器為低速應答，對此，由於檢測交流訊號之交流變流器能夠高速應答，故在本發明之電源裝置之控制中，若作為控制電流，使用電容器電流之型態時，藉由高速檢測電容器電流之交流訊號，即使以比較低速檢測包含其他之交流量的直流訊號，亦能夠進行無差拍控制之高速應答。
並且，若藉由本發明之型態時，藉由進行定電流控制，可以抑制階狀應答之過衝或下衝。
再者，若藉由本發明之型態時，由於控制電流為各相之電感電流的合成電流，故可以減少檢測作為控制電流之反饋訊號的檢測部之個數。
另外，在LC截波電路中，作為藉由使用轉換器而將前段之直流電壓轉換成交流電壓而控制RF電力之放大器，所知的有A級~E級放大器。在該些放大器之內，因A級~C級放大器藉由降壓方式控制RF電力，故RF電力之轉換效率為30%~50%。另外，D級放大器及E級放大器使用開關方式使前段之直流電壓可變而控制RF電力，故在代表的13.56MHz之高頻中，RF電力之轉換效率可得90%~93%之高效率。
因此，在本發明之電源裝置之多相交錯所產生的無差拍控制中，作為可以開關控制之放大器，以D級放大器及E級放大器為佳。
1‧‧‧電源裝置
2‧‧‧截波電路
3‧‧‧開關電路
4‧‧‧LC電路
5‧‧‧開關訊號生成部
6‧‧‧控制部
7‧‧‧負載
Av、β‧‧‧係數
C‧‧‧電容器
D1-D3‧‧‧二極體
F‧‧‧轉換矩陣
G‧‧‧轉換矩陣
IC-REF‧‧‧電容器電流之指令電流
IR-rat‧‧‧額定輸出電流
Io-rat‧‧‧額定直流電流
ic‧‧‧電容器電流
iL‧‧‧電感電流
iL1-iLn‧‧‧電感電流
iR‧‧‧負載電流
L‧‧‧電感
N‧‧‧取樣次數
PH‧‧‧High位準電力指令
PH-Forward‧‧‧High位準進行波電力指令
PH-Load‧‧‧High位準負載電力指令
PH-end‧‧‧High位準結束電力
PH-rat‧‧‧High位準額定電力
PL‧‧‧Low位準電力指令
PL-Forward‧‧‧低位準進行波電力指令
PL-Load‧‧‧低位準電力指令
PH-end‧‧‧Low位準結束電力
PREF-ave‧‧‧平均反射電力
Q1-Q3‧‧‧開關元件
R‧‧‧負載電阻
T‧‧‧取樣週期
Th‧‧‧取樣時間
Tc‧‧‧取樣週期
V‧‧‧輸入電壓
Vc1‧‧‧切換電壓
Vc2‧‧‧切換電壓
VH‧‧‧High位準指令電壓
VH-end‧‧‧High位準結束電壓
VH-set‧‧‧High位準調定電壓
VL‧‧‧Low位準指令電壓
VL-end‧‧‧Low位準結束電壓
VREF‧‧‧指令電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
V1‧‧‧調定電壓
Vo-rat‧‧‧額定直流電流
Vo-slow‧‧‧檢測訊號
Vtrans‧‧‧移行電壓
Km‧‧‧取樣次數
vo‧‧‧輸出電壓
△T(k)‧‧‧脈衝寬
圖1為用以說明本發明之電源裝置之概略構成例之圖式。
圖2為表示在本發明之電源裝置之控制中，相位電流之情況的脈衝寬△T(k)之例的圖示。
圖3為本發明之電源裝置之電感電流控制之例的圖式。
圖4為本發明之電源裝置之電容器電流控制之例的圖 式。
圖5為用以說明本發明之電源裝置之電感電流控制及電容器電流控制之例的圖式。
圖6為用以說明本發明之電源裝置之電感電流控制及電容器電流控制之一型態的圖式。
圖7為用以說明本發明之電源裝置之電感電流控制及電容器電流控制之一型態的圖式。
圖8為用以說明本發明之電源裝置之電感電流控制及電容器電流控制之例的圖示，且為用以說明本發明之脈衝寬△T(k)之導出的圖示。
圖9為用以說明藉由Mode1~Mode3對輸出電壓之指令電壓的調定之流程圖。
圖10為用以說明本發明之電源裝置之截波電路例之圖式。
圖11為說明本發明之電源裝置之LCR電路的圖式。
圖12為用以說明本發明之電源裝置之LCR電路之等效電路的圖式。
圖13為用以說明定電壓控制之一次系傳達函數之圖示。
圖14為用以說明定電壓控制之二次系傳達函數之圖示。
圖15為用以說明適用本發明之電源裝置之RF產生器之控制例的圖示。
圖16為用以說明適用本發明之電源裝置之RF產生器之 控制例的流程圖。
圖17為用以說明適用本發明之電源裝置之High/Low控制例的流程圖。
圖18為用以說明適用本發明之電源裝置之直流電源裝置及交流電源裝置之控制例的圖示。
圖19為用以說明反饋輸出電壓vo之定電壓控制的圖示。
針對本發明之電源裝置及電源裝置之控制方法，使用圖1~圖18予以說明。以下，使用圖1說明本發明之電源裝置之概略構成例，使用圖2~9說明本發明之電源裝置之控制例。使用圖10~12，針對本發明之脈衝寬△T(k)之導出予以說明，使用圖13、14說明相對於指令值之追隨性，使用圖15~圖18說明本發明之電源裝置的適用例。
(本發明之電源裝置之概略構成)
針對本發明之電源裝置之概略構成使用圖1予以說明。本發明之電源裝置1具備將輸入電壓Vin設為輸入，將輸出電壓vo及負載電流iR予以輸出之LC截波電路2、生成控制LC截波電路2之開關元件之接通/斷開動作之開關訊號的開關訊號生成部5、輸入來自LC截波電路2及來自負載之反饋訊號而運算脈衝寬△T(k)，將所運算出之脈衝寬 △T(k)輸出至開關訊號生成部5之控制部6。
LC截波電路2係藉由以電感L和電容器C之串並聯連接所構成之LC電路4，和對LC電路4供給以多相對輸入電壓Vin進行開關控制而形成之電感電流iL的開關電路3所構成。
控制部6係運算控制開關電路3之開關元件之接通/斷開之開關訊號之脈衝寬△T(k)。脈衝寬△T(k)係在開關之1週期內，決定開關元件之接通狀態的時間寬，藉由脈衝寬△T(k)的長短控制經LC電路4而供給至負載的電力。例如，將開關週期之時間寬設為T之情況下，相對於時間寬T之脈衝寬△T(k)以能率比表示。
控制部6係以取樣週期第(k+1)號之輸出與目標值之方式，在每取樣週期運算脈衝寬△T(k)，進行藉由所求出之脈衝寬△T(k)，控制開關動作的無差拍控制。控制部6係在無差拍控制中，根據包含合成LC截波電路2中之相電流而所取得之合成電流的控制電流而以特定週期進行定電流控制，在每取樣週期T進行驅動LC截波電路2之開關電路3之開關元件(無圖示)之開關訊號的脈衝寬△T(k)的運算。
控制部6係將藉由包含合成電流之控制電流之定電流控制所運算出之脈衝寬△T(k)設為各相電流之脈衝寬△T(k)。藉由對控制電流進行定電流控制，在階狀應答中抑制輸出電壓之二次振動電壓。
本發明之開關訊號生成部5係將控制部6運算 出之脈衝寬△T(k)作為各相電流之脈衝寬△T(k)而生成各相之開關訊號。在脈衝寬△T(k)之運算中，根據包含合成相電流所取得之合成電流的控制電流，運算脈衝寬△T(k)。在該運算中，因控制電流係根據相電流之合成電流，故可以除去各相之脈衝寬△T(k)之重疊所產生的限制，且可以求出容許各相之脈衝寬△T互相重疊之脈衝寬△T(k)。
圖2係針對3相之相位電流之情況下的脈衝寬△T(k)之例。圖2(a)表示對開關之1週期之時間寬T，有脈衝寬△T(k)與3相之相位電流之內3個相位電流之脈衝寬△T(k)重疊之例。圖2(b)表示對開關之1週期之時間寬T，有脈衝寬△T(k)與3相之相位電流之內2個相位電流之脈衝寬△T(k)重疊之例。圖2(c)表示針對3相之相位電流，不與相位電流之脈衝寬△T(k)重疊之例。
在藉由n相之多相交錯使開關電路3進行開關動作之情況下，在LC截波電路2中，電感電流iL1~iLn分別流入n個之電感L(L1~Ln)。控制部6係將包含合成作為該些之電感電流iL1~iLn之各相電流的合成電流iL的電流當作控制電流而予以輸入。
控制電流除合成各相電流之電感電流的合成電流iL之外，即使使用從合成電流iL減算負載電流iR之電容器電流ic亦可。
(定電流控制)
控制部6所產生的定電流控制具備複數之控制型態。 作為控制型態，有電感電流控制之控制型態、電容器電流控制之控制型態，及組合電感電流控制和電容器電流控制之控制型態。
以下，使用圖3~圖8，針對定電流控制之複數的控制型態，及各控制型態中之脈衝寬△T(k)予以說明。
(定電流控制之控制型態及脈衝寬△T(k))
在圖1之LC截波電路2連接負載7而被構成之LCR電路中，將LC截波電路中之電感L之電感電流iL，或電容器C之電容器電流ic作為控制電流而進行定電流控制。電感電流iL(t)、電流器電流ic(t)及輸出電壓vo(t)分別以下式(2)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0016-2
在多相交錯中，上述式(2)之電感電流iL(t)係合成LC截波電路所包含之n個電感L(L1~Ln)之各相之電感電流iL1~iLn的合成電流。電感電流iL(t)和電容器電流ic之間，具有iL(t)=ic(t)+iR(t)之關係。另外，iR(t)為負載R之負載電流。
在多相交錯控制中，作為一例之3相交錯控 制，係將上述電感電流及電容器電流當作控制電流而進行定電流控制之時的脈衝寬△T(k)以下式(3)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0017-3
另外，Vin(k)為輸入電壓，vo(k)為輸出電壓，iL(k)為各相之電感電流之合成電流，iR(k)為負載電流，L為LC電路之電感，C為LC電路之電容器，T為取樣週期。
定電流控制係可設為將電感電流當作控制電流之電感電流的定電流控制，或將電容器電流當作控制電流之電容器電流的定電流控制。
以下，針對組合電感電流之定電流控制之控制型態、電容器電流之定電流控制之控制型態及電感電流之定電流控制和電容器電流之定電流控制的控制型態之各控制型態進行說明。在此，在多相交錯控制中，以3相交錯控制為例予以說明。
(電感電流之定電流控制之控制型態)
圖3為用以說明控制部所產生的電感電流控制之控制型態之概略的圖示，圖3(a)、(b)表示控制型態之概略構成，圖3(c)表示指令電壓VREF，圖3(d)表示輸出電壓vo之例。
圖3係針對電感電流之定電流控制的兩個構成 例，以3相交錯控制為例而予以表示。電感電流之定電流控制係以電感電流與額定電流值或額定電流值乘上特定係數之值的差量成為零之方式，進行電流控制。
在圖3(a)之構成中，在3相交錯控制中，電感電流之定電流控制之控制型態中，使用以下式(4)表示之脈衝寬△T(k)，且使用被反饋之電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，以輸出電壓vo(k)成為指令電壓VREF之方式，控制階狀應答。
Figure 106110348-A0202-12-0018-4
在圖3(b)之構成中，在3相交錯控制中，電感電流之定電流控制之控制型態中，使用以下式(5)表示之脈衝寬△T(k)，且使用被反饋之電容器電流ic(k)，以輸出電壓vo(k)成為指令電壓VREF之方式，進行階狀應答之控制。另外，在該構成中，藉由將係數Av設定成Av=3T/L，不需要輸出電壓vo(k)之反饋，僅檢測出電容器電流ic(k)，且僅進行反饋，可以決定脈衝寬△T(k)。
Figure 106110348-A0202-12-0018-5
圖3(c)所示之指令電壓VREF係在H/L之2位準 控制中，表示High位準之VH和Low位準之VL的2位準之指令電壓之例，圖3(d)所示之輸出電壓vo表示2位準之階狀應答例。
另外，圖3(c)、(d)所示之電壓波形為了說明，以示意性表示，並非表示實際之電壓波形者。
(電容器電流之定電流控制之控制型態)
圖4係針對控制部所產生的電容器電流控制，用以說明以3相交錯控制為例之概略的圖示，圖4(a)表示概略構成，圖4(b)表示電容器電流之指令電流IC-REF之例，圖4(c)表示電容器電流ic。
在圖4(a)之構成中，在3相交錯控制中，電容器電流之定電流控制之控制型態中，使用以下式(6)表示之脈衝寬△T(k)，且使用被反饋之電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，以成為電容器指令電流IC-REF之方式，控制階狀應答。
Figure 106110348-A0202-12-0019-6
圖4(c)所示之電容器電流之指令電流IC-REF係在H/L之2位準控制中，表示與High位準之VH對應的IC-REFH，和與Low位準之VL對應的IC-REFL之2位準的指令電流之例，圖4(c)所示之電容器電流ic表示2位準之階狀應 答例。
另外，圖4(b)、(c)所示之電壓波形為了說明，以示意性表示，並非表示實際之電壓波形者。
(組合電感電流之定電流控制和電容器電流之定電流控制的控制型態)
本發明之定電流控制除上述電感電流之定電流控制控制型態，及電容器電流之定電流控制的控制型態之外，具備藉由電容器電流之定電流控制，和藉由之後進行的電感電流之定電流控制之多階段之定電流控制，控制階狀應答的控制型態。
該多階段之控制型態除電容器電流之定電流控制之後，進行電感電流之定電流控制的第1控制型態之外，具備以2階段進行電容器電流之定電流控制，之後進行電感電流之定電流控制的第2控制型態。
圖5~圖7為用以說明電感電流之定電流控制和電容器電流之定電流控制之組合的控制態樣之圖示，圖5(a)表示控制部之概略，圖5(b)表示指令電壓VREF。
在電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制之組合的控制型態中，圖6(a)、(b)係在第1控制型態中，表示指令電流IC-REF和輸出電壓vo，圖7(a)、(b)係在第2控制型態中，表示以mode1及mode2之2階段進行電容器電流之定電流控制，之後以mode3進行電感電流之定電流控制之時的各個指令電流IC-REF和輸出電壓vo。
(第1控制型態)
在電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制之組合的控制型態中，在第1控制型態中，進行第1段的電容器電流之定電流控制，在輸出電壓vo到達切換電壓Vc之時點，切換至第2段之電感電流之定電流控制，朝向指令電壓VREF進行定電流控制。
在第1段之電容器電流之定電流控制中，使用上述電容器電流之定電流控制所產生的脈衝寬△T(k)，在第2段之電感電流之定電流控制中，使用上述電感電流之定電流控制所產生的脈衝寬△T(k)。
假設，如果對階狀應答之全區間，進行電感電流之定電流控制之情況下，產生過大電流。為了避免該過大電流，組合電容器電流之定電流控制。
組合進行電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制而進行的控制型態，避免在電感電流之定電流控制被假設之過大電流的產生。藉由在第1段進行電容器電流之定電流控制，抑制過大電流之產生，於過大電流的產生之虞消失之後，在第2段，從電容器電流之定電流控制切換成電感電流之定電流控制，將輸出電壓vo朝向目標值之控制指令電壓VERF控制。
將第1段之電容器電流的定電流控制切換成第2段之電感電流的定電流控制之時的切換電壓Vc，係在電容器電流之定電流控制中，用以切換成輸出電壓不會藉由 被電感保有之電流能量而超過目標值的電壓。
圖6所示之控制型態表示接續於電容器電流控制而進行電感電流控制之態樣。在圖6(b)所示之電壓波形中，以淡實線表示之電壓V1係表示藉由電感電流之定電流控制控制全區間之情況的階狀應答，濃實線所示之電壓係表示組合電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制之控制型態的階狀應答，包含電容器電流控制時之電壓V2和電感電流控制時之電壓V3。
在電容器電流控制中，根據圖6(a)所示之指令電流IC-REF，一面抑制過大電流之產生，一面將輸出電壓vo朝向目標值進行定電流控制，在設定成輸出電壓vo不超過目標值之切換電壓Vc的時點，切換成電感電流之定電流控制。以電壓V2表示電容器電流控制時之電壓。之後，藉由電感電流之定電流控制，控制成指令電壓VREF。以電壓V3表示電感電流控制時之電壓。
(第2控制型態)
在組合電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制之控制型態，在第2控制型態中，在2階段進行電容器電流之定電流控制之後，進行電感電流之定電流控制。
圖7所示之控制型態表示接續於電容器電流控制之定電流控制而進行電感電流之定電流控制的2階段所產生的態樣。圖7(a)表示在電容器電流之定電流控制中之指令電流IC-REF，圖7(b)表示輸出電壓vo之電壓波形。在 圖7(b)所示之電壓波形中，以淡實線表示之電壓V1表示對全區間進行電感電流之定電流控制之情況的階狀應答。以濃實線表示之電壓係在組合電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制的態樣，表示第1段之電容器電流之定電流控制時之電壓V2a、第2段之電容器電流之定電流控制時之電壓V2b及電感電流控制時之電壓V3b所產生的階狀應答。另外，圖7(b)係在電感電流之定電流控制時，電壓V1和電壓V3b幾乎重疊之狀態下被顯示。
在第1段之電容器電流之定電流控制中，根據圖7(a)所示之指令電流IC-REF，一面抑制過大電流之產生，一面將輸出電壓vo朝向目標值進行定電流控制，在設定成輸出電壓vo不超過目標值之切換電壓Vc1的時點，切換成第2段之電容器電流之定電流控制。以電壓V2a表示第1段之電容器電流之定電流控制的電壓，以電壓V2b表示第2段之電容器電流之定電流控制的電壓。
在第2段之電容器電流的定電流控制中，在輸出電壓vo到達至切換電壓Vc2之時點中切換至電感電流之定電流控制。電壓V2b表示第2段之電容器電流的定電流控制時之電壓。
之後，藉由電感電流之定電流控制，控制成指令電壓VREF。以電壓V3b表示電感電流之定電流控制時之電壓。
第2段之電容器電流之定電流控制係連接第1段之電容器電流之定電流控制和電感電流之定電流控制之 間的定電流控制，解消在定電流控制之切換時之電壓的偏移，使從電容器電流之定電流控制切換而開始電感電流之定電流控制之時點的電壓，假設與不進行電容器電流控制，對全間間僅進行電感電流之定電流控制之時的電壓一致。因此，從第2段之電容器電流之定電流控制朝電感電流之定電流控制之切換電壓Vc2，相當於僅在電感電流之定電流控制所取得之電壓的切換時點的電壓。
上述第1段之電容器電流的定電流控制、第2段之電容器電流的定電流控制及電感電流的定電流控制，相當於在之後說明的mode1、mode2之電容器電流的定電流控制，及mode3之電感電流的定電流控制。另外，圖6、圖7所示之指令電流及電壓之波形係為了說明而示意性表示者，並表示非實際之波形者。
表1係表示電感電流之定電流控制，和電容器電流之定電流控制的指令訊號及輸入訊號的關係。
Figure 106110348-A0202-12-0024-7
接著，說明在一階狀應答中，藉由mode1、mode2及mode3之各模式所進行之定電流控制的控制型態。圖8為用說明mode1、mode2及mode3之各控制型態的圖示。圖8(a)表示mode1之控制型態，圖8(b)表示mode2之控制型態，圖8(c)表示mode3之控制型態。以下，作為多相交錯控制，以3相交錯控制為例予以說明。
在該定電流控制中，藉由mode1和mode2之2階段的電容器電流之定電流控制，和之後進行的mode3之電感電流之定電流控制所產生的多階段之定電流控制，進行階狀應答。
mode1：
mode1之定電流控制係以2階段進行的電容器電流之定電流控制的第1段。在該mode1之定電流控制，係使輸出電壓不會藉由電感所保有之電流能量而超過目標值的模式。在第1段之mode1中，當事先設定用以切換成下一個第2段之mode2的電壓Vc1，在輸出電壓vo到達至切換電壓Vc1之時點，結束mode1，移行至mode2。
3相交錯控制之mode1之脈衝寬△T(k)係以下式表示
Figure 106110348-A0202-12-0025-8
圖8(a)係用以說明mode1之電容器電流之定電流控制之控制型態的圖示。控制部係進行將輸入電壓Vin予以輸入，同時反饋電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，朝向電容器電流之指令電流IC-REF而進行定電流控制。
mode2：
mode2之定電流控制係以2階段進行的電容器電流之定電流控制的第2段。該mode2之定電流控制係使藉由mode1之電容器電流之定電流控制而達到之輸出電壓vo，移行至開始mode3之電感電流之定電流控制之時的初期電壓的移行模式(Transfer mode)。
因電容器電流之定電流控制雖然具有抑制過大電流這樣的功能，但是不具有迫使輸出電壓朝向目標值之功能，故需要控制成輸出電壓不超過目標值。於進行電容器電流之定電流控制之後，欲切換成電感電流之定電流控制而控制成輸出電壓不超過目標值之時，切換時之輸出電壓vo成為與以電感電流對階狀應答之全區間進行定電流控制之情況之輸出電壓vo不同的電壓，產生間隙。
如此一來，於進行電容器電流之定電流控制之後，因在切換成電感電流之定電流控制的控制型態，於切換成電感電流之定電流控制之時的電壓和以電感電流對階狀應答之全區間進行定電流控制之情況的輸出之間，產生間隙，故切換後之電感電流之定電流控制變成從以電感電流對全區間進行定電流控制之情況的輸出電壓不同的電 壓開始控制。
以mode1和mode2之2階段進行電容器電流之定電流控制之態樣，解消上述切換時之電壓的差異。該控制型態係將電容器電流之定電流控制設為mode1和mode2之2階段，在mode2解消在mode1之定電流控制產生之輸出電壓的偏移，將開始mode3之電感電流之定電流控制之時的電壓值，對準以電感電流對階狀應答之全區間進行定電流控制之情況的輸出電壓。依此，可以使在mode3之電感電流之定電流控制開始之輸出電壓，從假設以電感電流對階狀應答之全區間進行定電流控制之情況的輸出電壓開始。
因此，mode2之區間係mode2之最終值調整成mode3之特定值的移行區間，將mode2之初期值設為mode1之最終值Vc1，進行定電流控制以使mode2之最終值成為在mode3被要求之初期值Vc2。
3相交錯控制之mode2之脈衝寬△T(k)係以下式表示
Figure 106110348-A0202-12-0027-9
圖8(b)係用以說明mode2之電容器電流之定電流控制之控制型態的圖示。控制部係朝向電容器電流之指令電流β2．IC-REF而進行定電流控制。β2係mode2中設定指令電流之係數。
mode3：
在mode3中，藉由電感電流之定電流控制，控制成輸出電壓vo不超過目標值。於High/Low之2位準控制之情況，進行定電流控制使不超過各個的目標值VH、VL。
3相交錯控制之mode3之脈衝寬△T(k)係以下式表示
Figure 106110348-A0202-12-0028-10
並且，於設定成Av=3T/L之情況，以下式表示。
Figure 106110348-A0202-12-0028-11
圖8(c)係用以說明mode3之電感電流之定電流控制之控制型態的圖示。控制部係反饋電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，或反饋電容器電流ic(k)，而使輸出電壓朝向指令電壓VREF而進行定電流控制。β3係為了使輸出電壓安定追隨指令電壓VREF而設定的係數。
以下之表2表示在mode1~mode3之各定電流控制中之訊號關係。
Figure 106110348-A0202-12-0029-12
(朝指令電壓的調定)
接著，針對上述mode1~mode3之工程所產生的朝指令電壓的調定工程，使用圖9之流程圖進行說明。在圖9之流程圖中，賦予P1~P14之符號表示各工程。
首先，設定指令電壓VREF、指令電流IC-REF、額定輸出電流IR-rat、定電流係數αH、αL。另外，在High/Low之2位準脈衝電力控制之情況，將High位準之指令電壓設為VH，將Low位準之指令電壓設為VL。再者，αH為High/Low之2位準脈衝電力控制之High位準的定電流係數，αL為High/Low之2位準脈衝電力控制之Low位準的定電流係數(P1)。
算出從mode1朝mode2的切換電壓Vc1，及從 mode2朝mode3的切換電壓Vc2。切換電壓Vc1及Vc2之電壓的算出係使用之後說明的式(34)、式(39)而進行(P2)。
(mode1之工程：P3~P6)
首先，藉由mode1之工程進行電容器電流之定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P3)，算出mode1之脈衝寬△T(k)。mode1之脈衝寬△T(k)之算出使用式(7)(式(24))而進行。另外，之後說明之式(24)係與式(7)相同的算出式(P4)。根據以P4所算出之脈衝寬△T(k)，控制LC截波電路之開關動作，進行電容器電流之定電流控制，檢測輸出電壓vo(k)(P5)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達以P2所算出之切換電壓vc1。於輸出電流vo(k)不到達至切換電壓vc1之情況，重覆P3~P5之工程，於輸出電流vo(k)到達切換電壓vc1之情況，移行至下一個mode2之工程。
(mode2之工程：P7~P10)
藉由mode2之工程進行電容器電流之定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P7)，算出mode2之脈衝寬△T(k)。mode2之脈衝寬△T(k)之算出使用式(8)(式(25))而進行。另外，之後說明之式(25)係與式(8)相同的算出式(P8)。根據以P8所算出之脈衝寬△T(k)，控制LC截波電路之開關動作，進行電容器電流之定電流控制，檢測輸出電 壓vo(k)(P9)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達以P2所算出之切換電壓vc2(P10)。於輸出電流vo(k)不到達至切換電壓vc2之情況，重覆P7~P9之工程，於輸出電流vo(k)到達切換電壓vc2之情況，移行至下一個mode3之工程。
(mode3之工程：P11~P14)
藉由mode3之工程進行電感電流之定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P11)，算出mode3之脈衝寬△T(k)。mode3之脈衝寬△T(k)之算出使用式(9)、(式(26)、式(28))而進行。另外，之後說明之式(26)係與式(9)相同的算出式(P12)。根據以P12所算出之脈衝寬△T(k)，控制LC截波電路之開關動作，進行電感電流之定電流控制，檢測輸出電壓vo(k)(P13)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達以P1所設定之指令電壓VREF(P14)。於輸出電流vo(k)不到達指令電壓VREF之情況，重覆P11~P13之工程，在輸出電流vo(k)到達指令電壓VREF之情況，結束朝指令電壓VREF之調定。在設定下一個指令電壓VREF之情況，重覆上述P1~P14之工程而將輸出電流vo調定成指令電壓VREF。
(脈衝寬△T(k)之導出(導出1~導出9))
圖10所示之LC截波電路的構成例係多相交錯方式所產生的雙方向降壓截波電路之一例。該降壓截波電路係以 從全負載至無負載能夠高速控制之方式，將一般降壓截波電路所使用之二極體D1~D3之整流二極體置換成可控制元件，輸出之多餘的能量在輸入側邊再生。
在此，作為多相交錯，表示3相交錯。具備構成3相交錯之3個開關電路，分別具備開關元件Q1~Q3和二極體D1~D3。3相交錯之各相對應於LC電路4之電感L為3個之開關電路之個別的電感L，各電感L之電感電流iL1~iL3為交錯之各相電流。在多相交錯中，LC電路4具備一個電容器C，電容器C流入從電感電流iL1~iL3之合成電流(iL1+iL2+iL3)減算負載電流iR之電流。
以下，針對脈衝寬△T(k)之導出予以說明。在脈衝寬△T(k)之導出，首先說明前段工程。在前段工程中，在將多相交錯之合成電流當作控制電流而予以反饋的定電流控制(導出工程1)中，求出多相交錯方式之雙方向降壓截波電路及脈衝寬△T(k)之狀態方程式(導出工程2、3)，根據該狀態方程式，求出脈衝寬△T(k)之函數式(導出工程4)。
接著，使用在前段工程中針對控制電流而求出的脈衝寬△T(k)之關係式，說明電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)之導出(導出工程5)，及電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)之導出(導出工程6)。
說明之後，在藉由mode1和mode2之2階段之電容器電流之定電流控制，和之後進行的mode3之電感電流之定電流控制之多階段的定電流控制，進行階狀應答之控 制型態中，導出各mode1、mode2、mode3之脈衝寬△T(k)之導出工程(導出工程7~導出工程9)。
‧導出工程1：
導出將合成電流當作控制電流而予以反饋之定電流控制之控制電流及輸出電壓之式。圖11為圖10之電路之等效電路，在閉路自動控制應答之區域中，表示較開關頻率充分長之時間頻帶之等效電路。
於圖11，在等效電路中以電流源表示各相之相電流iL1、iL2及iL3之合成電流(iL1+iL2+iL3=iL)，以(L/3)表示3個開關電路之各個的電感L之合成電感。在該等效電路中，從電流源被輸入之輸入電流(iL)所產生之輸出電壓vo之階狀應答係以下式表示。
Figure 106110348-A0202-12-0033-13
式(11)係表示輸出電壓vo之階狀應答表示不會引起二次振動電壓，朝向(R．iL)指數函數性地增加。
以下式(12)定義電感電流iL之合成電流的時間函數iL(t)。
[數學式12]i L (t)=i C (t)+i R (t)=A V {V REF -v O (t)}+βi C (t)+i R (t)…(12)
合成電流(iL(t))、電容器電流ic(t)及輸出電壓vo(t)分別以下式(13)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0034-14
以式(13)表示之輸出電壓vo(t)表示從以式(11)表示之輸出電壓vo(t)刪除負載電阻R，經過充分之時間後(t→∞)之最終值收斂於指令電壓VREF。
因此，藉由將以式(12)表示之電感電流iL(t)之合成電流當作控制電流而進行定電流控制，使不產生二次振動電壓，可以控制階狀應答。
另外，在以式(13)表示之輸出電壓vo(t)中，Av係輸出電壓vo(t)和指令電壓VREF之差分值(VREF-Vo(t))所乘的係數，β係電容器電流ic(t)所乘的係數，決定相對於指令電壓VREF之追隨特性。
例如，係數Av越接近“1”，越成為差分值(VREF-Vo(t))之大小強烈被反映之階狀應答，係數β越接近“1”，越成為相對於指令電壓VREF之追隨度高的階狀應答。
‧導出工程2：
接著，導出3相交錯方式之雙方向降壓截波電路之狀態方程式。圖12表示3相之內之一個相的等效電路。為了將以上述式(12)表示之合成電流(iL)轉換成適用於定電流控制之型態，求出圖10所示之iL1、iL2及iL3之合成電流的iL(=iL1+iL2+iL3)之狀態方程式，導出脈衝寬△T之關係式。
藉由圖10之各相之Q1/D1~Q3/D3之ON/OFF動作，U1(τ)、U2(τ)及U3(τ)被施加Vin及0電壓。當使用重疊原理而予以表現時，關於U1(τ)以圖12之等效電路表示。在圖12中，U1(τ)係在將Q1設為接通，將D1設為斷開之情況下，成為Vin，將Q1設為斷開，將D1設為接通之情況下，U1(τ)成為0。
在相對於圖10之狀態方程式中，分割成每U(t)為一定之區間的U(τ)所產生之狀態方程式之一般解分別以下之式(14)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0035-15
合成電流i(t)係藉由一般解x(t)從左邊乘上與圖10之電路構成對應之轉換矩陣F而可取得。
Figure 106110348-A0202-12-0035-16
但是，
Figure 106110348-A0202-12-0036-17
為了從上述i(t)取得iL(t)=iL1(t)+iL2(t)+iL3(t)，使用轉換行列G而導出GFeAT。再者，FB、FAB被轉換成下式所示般。
Figure 106110348-A0202-12-0036-18
‧導出工程3：
接著，導出脈衝寬△T(k)之狀態方程式。
在圖2(a)所示之一週期之區間T中，求出脈衝 寬△T(k)之關係式。對於式(15)，使用式(16)及式(17)導出i(T)時，可取得以以下之式(18)所表示之狀態方程式。另外，雖然無記載，但是在圖2(b)及(c)之一週期的區間T中之i(T)也成為與式(18)同式。
Figure 106110348-A0202-12-0037-19
‧導出工程4：
接著，導出脈衝寬△T(k)之函數式。
當使用式(17)轉換式(18)之脈衝寬△T(k)之狀態方程式時，可取得下式。
Figure 106110348-A0202-12-0037-20
將負載電流iR(k)設為iR(k)=vo(k)/R，從上述式(19)中除去R時，可取得以下之式(20)。
Figure 106110348-A0202-12-0038-21
當從上述式(20)求出脈衝寬△T(k)時，可取得下式。
Figure 106110348-A0202-12-0038-22
以上述式(21)所示之脈衝寬△T(k)表示在電感電流之控制電流之定電流控制中之脈衝寬△T(k)。以下，根據式(21)，表示電感電流控制之脈衝寬△T(k)的導出(導出工程5)，和電容器電流控制之脈衝寬△T(k)之導出(導出工程6)。
‧導出工程5：
接著，導出電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)。
在式(21)所示之脈衝寬△T(k)中，藉由使用將以式(12)表示之電感電流iL轉換成離散時間形式之函數式以作為iL(k+1)，可取得電感電流之定電流控制所產生之脈衝寬△T(k)。在此，將式(12)所示之β配合mode3之電感電流之定電流控制設為β=β3。
Figure 106110348-A0202-12-0039-23
另外，上述脈衝寬△T(k)係在電感電流之定電流控制中，使用電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)以取代電感電流iL(k)而予以表示。藉由使用電容器電流ic(k)以取代電感電流iL(k)而予以表示，可以藉由反饋共通之電容器電流ic(k)而進行電感電流之定電流控制和電容器電流之定電流控制。
‧導出工程6：
接著，導出電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)。
在電容器電流之定電流控制中，將指令電流設為IC-REF定義成iL(k+1)=IC-REF+iR(k)。
在式(21)之脈衝寬△T(k)中，藉由使用iL(k+1)=IC-REF+iR(k)，電容器電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)以下式(23)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0039-24
若藉由上述脈衝寬△T(k)時，因除去負載電流iR(k)及電感電流iL(k)之要素，故藉由不反饋負載電流iR(k)及電感電流iL(k)，藉由反饋電容器電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，可以求出脈衝寬△T(k)。
接著，在電容器電流之定電流控制中，說明mode1和mode2之脈衝寬△T(k)，及電容器電流之定電流控制之mode3之脈衝寬△T(k)之導出(導出工程7~導出工程9)。
‧導出工程7：
說明在mode1中之電容器電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)的導出。
在mode1中實行電容器電流之第1段的定電流控制。將在第1段之定電流控制中之指令電流設為IC-REF，定義成iL(k+1)=IC-REF+iR(k)以作為電感電流iL(k+1)。藉由使用在以式(21)表示之控制電流之定電流控制中之脈衝寬△T(k)，mode1之脈衝寬△T(k)可取得以下之式(24)。
Figure 106110348-A0202-12-0040-25
決定mode1之控制的脈衝寬△T(k)之函數式因除去負載電流iR(k)及電感電流iL(k)之要素，故不需要負載電流iR(k)及電感電流iL(k)之反饋。
在mode1之電容器電流之定電流控制中，為了在該mode1之期間內，輸出電壓vo(k)不會超過直流指令電壓VREF，在輸出電壓vo(k)到達Vc1之時點，結束第1段之mode1之電容器電流之定電流控制，切換成第2段之mode2之電容器電流的定電流控制。另外，Vc1為從mode1切斷至mode2時的輸出電壓。在2位準無差拍控制中，決定High之直流指令電壓VH及Low之直流指令電壓VL，以作為直流指令電壓。
‧導出工程8：
接著，說明在mode2中之電容器電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)的導出。
mode2之脈衝寬△T(k)藉由將vo(k)=Vc1和iL(k+1)=β2．IC-REF+iR(k)代入脈衝寬△T(k)之一般式(21)，可藉由以下之式(25)取得。
Figure 106110348-A0202-12-0041-26
上述式(25)係在決定mode2之控制的△T(k)之函數式中，除去負載電流iR(k)及電感電流iL(k)之要素而予以表示。
在mode2之期間，為了將定電流控制設為高速應答，在輸出電壓vo(k)至vo(k+1)之1期間，以從為初期值之Vc1到達至最終值Vc2之方式，選定β2，可以在1取時期間使mode2結束。
‧導出工程9：
接著，說明在mode3中之電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)的導出。
mode3之電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)係與以(導出工程5)表示之電感電流之定電流控制之脈衝寬△T(k)相同，藉由以下之式(26)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0042-28
一般能夠檢測交流訊號之交流變流器能夠高速應答，對此，檢測出直流訊號之通用品之檢測器相對低速應答。
以上述式表示之脈衝寬△T(k)檢測出電容器電流ic(k)和輸出電壓vo(k)，設為反饋訊號。電容器電流ic(k)藉由交流變流器能高速應答，但是檢測出輸出電壓vo(k)之檢測器的應答相對低速。為了使階狀應答高速化，需要以高速取得反饋訊號，因此檢測器之檢測以高速為佳。
於是，表示藉由省略低速應答之輸出電壓vo(k)之檢測，以高速僅檢測出電容器電流之交流訊號，謀求應答之高速化的控制。
在上述式(26)表示之脈衝寬△T(k)中，藉由將Av設定成以下之式(27)之關係，除去輸出電壓vo(k)之影響。
Av=3T/L…(27)
另外，T為取樣週期，L為圖10所示之LC電路之電感。
藉由將Av設定成藉由取樣週期T及LC電路之電感L而成為上述式(27)之關係，脈衝寬△T(k)以不含輸出電壓vo(k)之以下之式(28)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0043-29
以式(28)表示之脈衝寬△T(k)僅包含電容器電 流ic(k)以作為反饋訊號。因檢測出電容器電流ic(k)之交流變流器能高速應答，故可以以高速應答取得脈衝寬△T(k)。
因此，可以從決定mode3之電感電流之定電流控制的脈衝寬△T(k)之函數式除去輸出電壓vo(k)、負載電流iR(k)及電感電流iL(k)之要素。另外，β3係在電感電流iL(t)之定電流控制中，被選定成能取得追隨直流指令電壓VREF之控制應答。
(切換電壓Vc1、Vc2之導出)
以下，說明從mode1切換成mode2之時的切換電壓Vc1及從mode2切換成mode3之時的切換電壓Vc2的導出。
‧切換電壓Vc1之導出
在此，在2位準無差拍控制中，決定High之直流指令電壓VH及Low之直流指令電壓VL，以作為直流指令電壓VREF。
說明階狀應答之目標電壓為High位準指令電壓VH之情況和Low位準指令電壓VL之情況之各切換電壓Vc1之導出。
(High位準之脈衝控制時之mode1中之Vc1的導出)
當將High位準之目標電壓設為VH，將額定輸出電流設為IR-rat，將定電流係數設為αH，輸出電壓之初期值設 為vo(0)時，成為指令電壓VREF=VH、電容器電流之指令電流IC-REF=αH．IR-rat、輸出電壓之初期值vo(0)=VL。
因mode1之電容器電流之定電流控制係對電容器進行定電流充電之電流控制，故在各時點之輸出電壓vo(1)~vo(n)藉由以下之式(29)表示。在此，將取樣次數設為1、2、…k、…n、…。
Figure 106110348-A0202-12-0045-30
但是，k及n為正的整數。
切換電壓Vc1係用以防止在mode1之電容器電流之定電流控制的期間內，輸出電壓vo(k)超越指令電壓VREF(=VH)而經過之情形而結束mode1的電壓。在輸出電壓vo(k)到達至切換電壓Vc1之時點，結束第1段之mode1之電容器電流的定電流控制，進行朝下一個第2段之mode2之電容器電流的定電流控制的切換。
為了使輸出電壓vo(n)不會超越High位準之指令電壓VH而過衝，必須在圖11所示之等效電路中，從蓄積於電容器的能量，和輸入輸出能量之關係，滿足藉由以下之式(30)所示的關係式。
Figure 106110348-A0202-12-0046-31
當使用式(29)重寫該關係式(30)時，可取得與不使輸出電壓vo(n)超過High位準之指令電壓VH而過衝之取樣次數n有關之式。
Figure 106110348-A0202-12-0046-32
在此，N表示n之整數部分的值。因此，若取樣次數為N次以下時，輸出電壓vo(N)不會超越High位準之指令電壓VH而過衝。
若將用以從mode1移行至mode2之移行電壓設為Vtrans時，在滿足上述式(31)之條件的取樣次數N中，以式(29)表示之輸出電壓vo(n)滿足以下的關係。另外，VL在High/Low控制中為輸出電壓之初期電壓vo(0)。
Figure 106110348-A0202-12-0046-33
在此，使用上述關係式(32)之上下之值的平均值而選擇移行電壓Vtrans時，藉由以下之式(33)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0047-34
輸出電壓vo在滿足式(33)之移行電壓Vtrans以上之Vc1之時點，移行至mode2。因此，High位準之脈衝控制時之mode1中之切換電壓Vc1藉由以下之式(34)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0047-35
(Low脈衝控制時之mode1中之Vc1的導出)
接著，針對Low脈衝控制時之mode1中之Vc1的導出予以說明。
當將Low位準之目標電壓設為VL，將額定輸出電流設為IR-rat，將定電流係數設為αL，輸出電壓之初期值設為vo(0)時，成為指令電壓VREF=VL、電容器電流之指令電流IC-REF=-αL．IR-rat、輸出電壓之初期值vo(0)=VH。
為了不使Low位準之輸出電壓vo超過目標電壓之VL而下衝，圖10之Q1~Q3及D1~D3所有在斷開狀態朝輸入電壓Vin的再生結束為止之時間，換言之，電容器電 流ic從IC-REF成為至零電流為止，時間tus必須在該時間tus之時間內，從式(29)之vo(n)開始，在VREF=VL結束。必須從無負載狀態下之能量的關係式滿足以下式(35)表示之關係。
Figure 106110348-A0202-12-0048-36
當使用式(29)之輸出電壓vo(n)重寫該關係式時，可取得與不使輸出電壓vo(n)超過Low位準之指令電壓VL而下衝之取樣次數n有關之式(36)。
Figure 106110348-A0202-12-0048-37
在此，N表示n之整數部分的值。因此，若取樣次數為N次以下時，輸出電壓vo(N)不會超越Low位準之指令電壓VL而下衝。
若將用以從mode1移行至mode2之移行電壓設為Vtrans時，在滿足上述式(36)之條件的取樣次數N中，以 式(29)表示之輸出電壓vo(n)滿足以下的關係。另外，VL在High/Low控制中為輸出電壓之初期電壓vo(0)。
Figure 106110348-A0202-12-0049-39
在此，使用上述關係式之上下之值的平均值而選擇移行電壓Vtrans時，藉由以下之式(38)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0049-40
輸出電壓vo(n)在滿足式(38)之移行電壓Vtrans以下之Vc1之時點，移行至mode2。因此，Low位準之脈衝控制時之mode1中之切換電壓Vc1藉由以下之式(39)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0049-41
‧切換電壓Vc2之導出
接著，針對切換電壓Vc2之導出予以說明。
在mode2中實行電容器電流之第2段的定電流控制。該第2段之mode2之定電流控制係連繫mode1之定電流控制和mode3之定電流控制的模式。
當藉由電感電流之定電流控制實行階狀應答 之全期間時，輸出電壓vo(k)成為式(13)所示之指數函數之動作，藉由以下之式(40)表示。另外，在此，使用mode3之電感電流所產生之定電流控制之β3將電容器電流ic(t)中之β設成β=β3。
Figure 106110348-A0202-12-0050-42
mode2之最終值之時點係與mode3之初期時點相同的時點，當將該時點設為t=t2時，輸出電壓vo及電容器電流ic分別以以下之式(41)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0050-43
Vc2及ic2係mode2之最終值，同時為mode3之初期值。mode2之切換電壓Vc2係使用式(41)之ic2而藉由以下之式(42)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0050-44
在此，為VREF=VH或VREF=VL。
(係數β2、β3之導出)
接著，針對係數β2及β3之導出予以說明。
‧係數β2之導出
mode2係用以不極力從mode1朝mode3產生阻尼而予以傳送之移行模式(Transfer mode)，在mode2中，初期值為Vc1及ic1=IC-REF，最終值為Vc2及ic2。
在此，在mode2中，控制成mode2之最終值到達至式(41)之值，同時設定成β=β2而以定電流β2．IC-REF控制電容器電流。β2係在mode2中調整電容器電流之指令電流IC-REF的係數。
即是，在(k+1)之時點，用以達到式(41)式之值的電容器電流ic(k+1)係以以下之式(43)表示。
[數學式42]i C (k+1)=β 2 1 C-REF =i C2 …(43)
係數β2可藉由將式(41)代入至式(43)而取得。
Figure 106110348-A0202-12-0051-46
藉由式(44)設定係數β2，依此可以將電容器電流ic設成mode2之切換時之ic2。
‧係數β3之導出
接著，針對mode3之控制中之β3之導出予以說明。β3係在電容器電流ic之係數，在電感電流iL(t)之定電流控制中，被選定成能取得追隨直流指令電壓VREF之控制應答。
係數β3係在以式(12)表示之電感電流iL之定電流控制中，被選定成可取得追隨指令電壓VREF之控制應答。該係數β3之選定係藉由mode3之自動控制系統中之安定判別而被進行。以下，針對係數β3之選定予以說明。
(定電壓控制之閉路一次系傳達函數)
首先，針對定電壓控制之閉路一次系傳達函數予以表示。
在以式(12)所示之電感電流iL(t)中，當以s函數表示β=β3時，藉由以下之式(45)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0052-47
圖13表示以上述式(45)表示之閉路傳達函數之電路區塊，表示定電壓控制之一次系傳達函數所產生之電路狀態。在圖13所示之閉路傳達函數之電路區塊中，控制應答頻率ωc係到達一巡傳達函數之增益到達“1”之點。圖 13之一巡傳達函數之增益成為1之ωc係代入式(27)之Av而以以下之式(46)取得。
Figure 106110348-A0202-12-0053-48
上述式(46)表示控制應答頻率ωc以β3被選定，但是增益成為“1”之控制應答頻率ωc除β3之外，因受了參數ωn及T之影響，故在β3之選定產生限定。於是，藉由選定範圍決定β3之值。
(閉路二次系傳達函數和β3之選定範圍)
接著，針對閉路二次系傳達函數和β3之選定範圍予以表示。
使與mode3之脈衝寬△T(k)有關之式(28)變形，以連續函數表現時，可取得以下之式(47)。
Figure 106110348-A0202-12-0053-49
上述式(47)之左邊之Vin(t)△T(t)/T表示輸出電壓vo(t)之平均值。即是，在圖10之電路中，相當於D1~D3之兩端電壓之平均值電壓。
依此，以s函數表現vo(t)之vo(s)使用圖19之電路構成，若設為U=Vin(s)△T(s)/T時，成為
Figure 106110348-A0202-12-0054-50
因此，二次系傳達函數vo(s)/VREF(s)以圖13及圖14表現。圖14表示定電壓控制之二次系傳達函數之電路狀態。圖14之vo(s)之一巡傳達函數藉由以下之式(49)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0054-51
因該傳達函數成為正反饋，故為了不使振盪，控制應答中之增益必須選定成“1”以下。從該增益之限制可取得以下之條件式(50)。
Figure 106110348-A0202-12-0054-52
在該條件式(50)，將以最後σ表示之係數設為0，檢討安定條件成為最差之情況。當該條件式代入式 (46)時，可取得以下之式(51)。
Figure 106110348-A0202-12-0055-53
在安定判定中，控制應答頻率ωc係以上述條件式被限制之外，並且針對開關時間T之空耗時間中之影響予以考慮。
空耗時間以exp(-jωcT)=cos(ωcT)-jcos(ωcT)表示。依此，將圖13所示之vo(s)之一巡傳達函數之相位邊限設為0[deg]，即是，至ωcT=π/2容許之ωc之範圍為ωc<π/(2T)。
藉由使用式(46)，(1-β3)之範圍藉由以下之式(52)表示。
Figure 106110348-A0202-12-0055-54
包含式(51)之(1-β3)之範圍藉由以下之式(53)表示，依此可以選定係數β3。
Figure 106110348-A0202-12-0056-55
在電感電流iL(t)之定電流控制中，藉由從上述範圍選定係數β3，可以將增益抑制成“1”以下，可以使控制應答安定追隨直流指令電壓VREF。
(輸出電壓vo(t)之檢測)
接著，針對輸出電壓vo(t)之高速檢測予以說明。
為了以高的開關頻率進行控制，需要以高速檢測出輸出電壓vo(t)和電容器電流ic(t)。在包含High/Low之2位準的脈衝控制中，尤其，在進行電容器電流之定電流控制的mode1及mode2之定電流控制中，要求檢測出輸出電壓vo(t)和電容器電流ic(t)之檢測器以高速測量。
為了高速檢測輸出電壓vo(t)，使用以通用品感測器之比較慢的應答特性的檢測手段檢測出的檢測訊號Vo-slow作為初期值vo(0)，對初期值vo(0)和電容器電流ic(t)進行高速離散時間處理而取得輸出電壓vo(t)。在輸出電壓vo(t)之取得，雖然將以比較慢之應答特性之檢測手段所檢測出之檢測訊號Vo-slow當作初期值vo(0)，但是該檢測僅初期值vo(0)，因各時點之輸出電壓vo(t)之算出可以不使用應答速度慢之檢測手段而進行，故能夠高速檢測。
mode3不用使用在各時點t之輸出電壓vo(t)當作 反饋訊號而可以取得，故不受vo-slow所產生之外擾之影響，在mode3之調定區間調定vo-slow。在各取樣週期進行的mode1~mode3之定電流控制中，在上述取樣週期之mode3之最終值的vo-slow，當作用以取得在下一個取樣週期之mode1和mode2使用之vo(t)的初期值vo(0)而使用。
在圖1所示之3相交錯方式之降壓截波電路之電路例中，將取樣時間T設為T=1/Fs。在此，Fs為開關頻率。
為了高速檢測輸出電壓vo(t)，設定較滿足Th<0.1．(T/3)之取樣時間T充分短之取樣時間Th。
在該取樣時間Th中，藉由容易高速檢測之交流變流器檢測出電容器電流ic(t)，進行以下的離散時間處理。在此，設為Th=tm-tm-1。
Figure 106110348-A0202-12-0057-56
在寬頻帶(1Hz~50Hz)進行High/Low之2位準脈衝動作的2位準脈衝控制中，調定Low(High)位準之後，使用下一個輸出電壓當作下一個High/Low之2位準脈衝動作之High(Low)之初期值電壓。
LOW位準脈衝動作之調定後，輸出電壓從VL開始High位準脈衝動作，於調定後，到輸出電壓到達VH 之情況，成為以下之式(55)。
Figure 106110348-A0202-12-0058-57
在上述式(55)中，相當於VL之初期值vo(0)能夠使用應答比較慢之通用品感測器之檢測手段所檢測出之檢測訊號vo-slow。
輸出電壓vo(km)到達調定電壓VH-set之後，也持續mode3之控制。當將到達VH-set之時間設為Tset時，在mode1及mode2中之取樣次數km和Tset之間具有以下之關係。
km‧Th>Tset
km>Tset/Th
在實用例中，於Tset=8μs、Th=1/60MHz之情況，成為km>8μs×60MHz=480。在該例中，分解能可取得480以上，檢測速度為Th=1/60MHz=0.0167μs。
同樣，從High位準脈衝動作之調定後之電壓VH開始Low位準脈衝動作，於調定後到達至電壓VL之情況，相當於VH之vo(0)能使用以應答比較慢之通用品感測器檢測而取得的檢測訊號vo-slow。vo(km)到達調定電壓 VL-set之後，也持續mode3之控制。
本發明之電源裝置係將主迴路設為隨著電源裝置之指令訊號的控制，可以適用於將次迴路設為多相交錯方式之雙方向降壓截波電路之High/Low之直流指令電壓的2位準無差拍控制的二重控制系統，可以適用於直流電流裝置、UPS等之交流電源裝置、RF產生器等。
以下，使用圖15說明本發明之電源裝置適用於RF產生器之例，使用圖16之流程圖，說明將本發明之電源裝置適用於RF產生器之情況的動作例，使用圖17之流程圖說明High/Low之控制例。再者，使用圖18，說明將本發明之電源裝置適用於直流電源裝置、交流電源裝置之例。
(RF產生器之適用例)
圖15係用以說明RF產生器之適用例之控制系統之控制方塊圖。控制系統具備構成主迴路控制系統之PI控制，和構成次迴路控制系統之信用控制。構成主迴路控制系統之信用控制適用本發明之電源裝置之隨著多相交錯方式之雙方向降壓截波電路之High/Low之直流指令電壓的2位準無差拍控制系統。
於進行High位準和Low位準之2位準控制之情況，在主迴路中，使用High位準進行波電力指令PH-Forward或High位準負載電力指令PH-Load，作為High位準之指令訊號，使用Low位準進行波電力指令PL-Forward或Low位準負載電力指令PL-Load，作為Low位準之指令訊 號，反饋從負載側取得之High位準進行波電力或Low位準進行波電力，或High位準負載電力或Low位準負載電力而進行PI控制。另外，作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定進行波電力Ph-rat。
另外，在次迴路中，將PI控制所取得之High位準指令電壓VH及Low位準指令電壓VL設為指令值，反饋輸出電壓vo或電容器電流ic而進行無差拍控制。
圖16之流程圖表示藉由RF產生器在電漿負載中使電漿點燃之起動模式。在圖16、17之流程圖中，對各工程賦予S1~S10、S11、S12之符號而予以表示。
設定驅動RF產生器之額定值及RF產生器之指令值。作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定進行波電力PH-rat而設定額定值。再者，作為High位準之電力指令PH，輸入High位準進行波電力指令PH-Forward，或High位準負載電力指令PH-Load，作為Low位準之電力指令PL，設定Low位準進行波電力指令PL-Forward或Low位準負載電力指令PL-Load(S1)。
首先，以連續模式，至High位準電力指令PH，以例如20ms進行上升動作(Ramp Up(PH-rat/20ms))(S2)。
藉由連續模式所產生之電壓上升，電漿不點燃之情況(S3)，藉由預脈衝控制進行點燃動作。另外，預脈衝控制係以施加較主脈衝之脈衝寬窄的複數預脈衝，作為激發電漿點燃之主脈衝的前階段，係形成電漿點燃之氛 圍的控制，針對該預脈衝控制，揭示於專利文獻4。
在預脈衝控制中，藉由例如5kHz之能率控制，將平均反射電力PREF-ave維持在特定值之狀態下，使供給電力上升至PH。平均反射電力PREF-ave之特定值，係藉由例如High位準額定電力PH-rat乘以特定之係數而予以設定。特定係數可設定例如0.1。該預脈衝模式之平均反射電力PREF-ave可以使用以能率比10%進行接通/斷開控制之脈衝。
重複預脈衝模式之圖案運轉，重複動作之次數到達規定次數之情形，顯示點燃(引燃)失敗而停止(S4)。
於電漿點燃之情況(S3)，從以High位準被設定之High位準電力指令PH開始，確保以High位準電力指令PH調定之後之High位準之電壓值VH(S5)。
之後，藉由下降動作(Ramp Down(PH-rat/20ms))使從High位準電力指令PH下降至Low位準電力指令PL(S6)，確保調定成Low位準電力指令PL之後的Low位準之電壓值VL(S7)。依此，作為VREF(High)=VH，可以以調定後之High位準之指令電壓VH設定High位準之指令電壓VREF(High)，可以以調定後之Low位準之指令電壓VL設定Low位準之指令電壓VREF(Low)，以作為VREF(Low)=VL。
之後，發生電弧之情況，藉由電弧阻斷控制，停止電力供給之後，進行S2~S7之點燃動作(S8)。於不進行電弧阻斷控制之情況，進行High/Low之2位準控制 (S10)。
(High/Low位準控制)
接著，使用圖17之流程圖，說明High/Low位準控制例。在圖17之流程圖中，High/Low位準控制包含使輸出電力追隨進行波電力之PH(Forward)/PL(Forward)之電力指令，或負載電力之PH(Load)/PL(Load)之電力指令的主迴路(S11)所產生之PI控制，和使輸出電壓追隨High/Low之2位準之指令電壓的主迴路(S12)所產生之無差拍控制。
S11之主迴路所產生之PH及PL之PI控制中，在較以次迴路之無差拍控制所進行之取樣週期T慢之取樣週期Tc，進行處理(S11A)。例如，取樣週期Tc可以設為50μs，H/L脈衝週期可以設為1Hz~50kHz。
在S11A之PI控制之控制工程中進行的次迴路控制(S12)中，例如3相交錯所產生之情況，表示於式(55)中之以下之式(56)，藉由vo(km)=(ic(km-1)/C)．Th+vo(km-1)…(56)
運算使用取樣週期Th之輸出電壓vo(km)。針對3相交錯之各相，檢測出取樣週期T之1/3的每T/3所取得之vo(km)以作為輸出電壓vo(k)。
km為分解能，例如於Tset=8μs、Th=1/60MHz之情況，成為km>Tset/Th=88μs×60MHz=480。在該例中，分解能可取得480以上(S12A)。
取得High位準之指令電壓VH，及Low位準之指令電壓VL(S12B)，分別以High位準、High位準及Low位準之輸出電壓vo(k)取得調定後之k時點之vo(km)(S12C)。
求出High位準之脈衝寬△T(k)(S12D)，使用所取得之脈衝寬△T(k)，進行使輸出電壓vo追隨High位準之指令電壓VH的控制，接著，求出Low位準之脈衝寬△T(k)(S12E)，進行使用所取得之脈衝寬△T(k)而使輸出電壓vo追隨Low位準之指令電壓VL的控制。
從使朝High位準電力指令PH追隨之控制開始，接著進行朝Low位準之電力指令PL追隨的控制，重複該High位準PH控制和Low位準PL控制而持續進行High/Low脈衝電力控制之運轉。
每次各High/Low脈衝電力控制結束，峰值保持High位準之結束電力PH-end及Low位準之結束電力PL-end，和High位準之結束電壓VH-end及Low位準之結束電壓VL-end之資料。
該High位準之結束電壓VH-end及Low位準之結束電壓VL-end保持與High/Low位準對應之式(12)之指令電壓VREF以作為指令電壓VH及VL。再者，High位準之結束電力PH-end及Low位準之結束電力PL-end作為High/Low脈衝之反饋訊號而使用。
(直流電源裝置、交流電源裝置之適用例)
接著，使用圖18，說明將本發明之電源裝置適用於直 流電源裝置、交流電源裝置之例。
圖18係用以說明將本發明之電源裝置對直流電源裝置、交流電源裝置之適用例之控制系統之控制方塊圖。控制系統具備構成主迴路控制系統之PI控制，和構成次迴路控制系統之信用控制。構成次迴路控制系統之信用控制適用本發明之電源裝置之隨著多相交錯方式之雙方向降壓截波電路之High/Low之直流指令電壓的2位準無差拍控制系統。
於進行High位準和Low位準之2位準控制之情況，在主迴路，使用High位準電力指令PH或電壓指令VrefH、Low位準電力指令PL或電壓指令VrefL，以作為指令訊號，反饋從負載側取得的電力或電壓而進行PI控制。另外，作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定進行波電力PH-rat。
另外，在次迴路中，將PI控制所取得之High位準指令電壓VH及Low位準指令電壓VL設為指令值，反饋輸出電壓vo或電容器電流ic而進行無差拍控制。
另外，上述實施型態及變形例中之記載為與本發明有關之電源裝置的一例，本發明並不限定於各實施型態，能根據本發明之主旨進行各種變形，並非從本發明之範圍排除該些。
[產業上之利用可行性]
本發明之電源裝置可以適用於對使用半導體 或液晶面板等之製造裝置、真空蒸鍍裝置、加熱熔融裝置等之高頻的裝置供給高頻電力。
1‧‧‧電源裝置
2‧‧‧截波電路
3‧‧‧開關電路
4‧‧‧LC電路
5‧‧‧開關訊號生成部
6‧‧‧控制部
7‧‧‧負載
C‧‧‧電容器
L‧‧‧電感

Claims (4)

  1. 一種電源裝置，係藉由複數相電流而進行多相控制之多相交錯控制之電源裝置，其特徵在於，具備：LC截波電路，其構成藉由多相交錯之多相控制而動作之降壓截波電路；和控制部，其係藉由上述LC截波電路之多相控制而控制階狀應答，該階狀應答係使上述LC截波電路之指令電壓階段狀地變化之情況下的輸出電壓之變化，上述控制部係以離散時間處理進行根據將上述LC截波電路之各相電流之合成電流當作控制電流之定電流控制所致的上述LC截波電路之各相之開關控制，而使輸出電壓追隨指令電壓的多相控制所致的上述階狀應答之控制，上述輸出電壓係使用特定時點中之輸出電壓的初期值，和在上述離散時間處理之各時點之電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算結果。
  2. 一種電源裝置之控制方法，係包含LC截波電路之電源裝置之控制方法，且係藉由複數相電流而進行多相控制之多相交錯控制之電源裝置之控制方法，其特徵在於，在藉由將上述LC截波電路之各相電流之合成電流當作控制電流之定電流控制，以離散時間處理控制上述LC 截波電路之各相之開關，使輸出電壓追隨指令電壓的多相控制所致的階狀應答之控制中，該階狀應答係使上述LC截波電路之指令電壓階段狀地變化之情況下的輸出電壓之變化，上述階狀應答之控制之最初之離散時間處理，在特定時點中之輸出電壓之初期值，和在該運算週期之離散時間處理之時點檢測出之電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算，取得輸出電壓，在之後之上述階狀應答之控制之離散時間處理之各運算週期中，藉由上一次之運算週期之運算結果，和在該運算週期之時點檢測出之電容器電流之檢測值的離散時間處理之運算之重複，取得各運算週期之上述輸出電壓。
  3. 如請求項2所記載之電源裝置之控制方法，其中，上述特定時點係開始上述階狀應答控制之控制的開始時點，上述初期值係在上述開始時點被檢測出之輸出電壓。
  4. 如請求項2所記載之電源裝置之控制方法，其中，上述階狀應答控制係交互指令High位準之指令電壓及Low位準之指令電壓的2位準之脈衝電力控制，上述特定時點係上述階狀應答控制之最初的開始時點，及各位準之脈衝電力控制之結束時點，在上述階狀應答控制之最初之開始時點被檢測出之輸 出電壓，係用以取得在最初之脈衝電力控制之輸出電壓的初期值，在上述各位準之脈衝電力控制之結束時點被檢測出之輸出電壓，係取得在接續於該位準之脈衝電力控制之位準之脈衝電力控制中之輸出電壓的初期值。
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