TWI752015B - 電源裝置、及電源裝置的控制方法 - Google Patents

電源裝置、及電源裝置的控制方法 Download PDF

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Abstract

本發明的課題，係使電源裝置的多相交錯式控制高速化。進而，於使電源裝置的多相交錯式控制高速化中，謀求反饋訊號之檢測的高速化、在高頻範圍之控制系統的穩定化。

本發明的解決手段，係藉由不需要低速回應的檢測器所致之反饋訊號，使用利用檢測出可高速回應之交流訊號的檢測器所得之檢測訊號，讓電源裝置的多相交錯式控制高速化，並藉由滿足於包含LC電路之控制系統的轉移函數中將增益設為1以下的條件，與開關時間的空檔時間所致之相位偏差不影響取樣週期的條件，以謀求控制系統的穩定性。

Description

電源裝置、及電源裝置的控制方法
本發明係關於電源裝置、及電源裝置的控制方法。
半導體及平面面板製造裝置等，係伴隨灰化及蝕刻等之薄膜產生的高密度‧高精度化，被要求可在脈衝狀態下將RF電力供給至電漿負載的功能。尤其，希望有將在不讓電漿消滅之最小電力的Low電力與薄膜產生所需之High電力之間連續讓RF電力可變的方式之High/Low脈衝電力動作以廣範圍進行之2位準脈衝電力控制。
例如，被要求High/Low脈衝電力動作的頻率範圍為1Hz~50kHz。作為供給RF電力的電源裝置，公知使用PI控制所致之A級~E級放大器者，但在PI控制中無法實現涵蓋數Hz~數十kHz的廣範圍之2位準脈衝電力控制。
於此種狀況中，在設備用RF電源等領域中所 使用的電源中，追求可在廣範圍進行High/Low脈衝電力動作的2位準脈衝電力控制的電源。
作為被期待高速回應的電源，有使用交錯方式的電源，例如，公知以下的專利文獻1~3。
於專利文獻1，記載進行功率因數改善的交錯式控制電源裝置中，具備主機的換流器與從機的換流器，使主機的換流器的開關元件與從機的換流器的開關元件以所定相位差分別動作，及進行依據反饋的輸出電壓所進行的交錯所致之電壓控制。
於專利文獻2，記載有利用相互以所定相位差，主開關進行開關動作之2相n以上的多相控制型的交錯電路，來構成升壓斬波電路，及進行依據反饋的輸出電壓所進行之交錯所致之控制。
於專利文獻3，記載解決多相交錯方式的換流器所引起之各相的電流不均等的問題，保護功率元件的內容，也記載進行依據對應各相設置之副電路的相電流所進行的交錯所致之電流控制。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本特開2010-119285號公報
[專利文獻2]日本特開2015-177636號公報
[專利文獻3]日本特開2015-220976號公報
[專利文獻4]日本專利第5704772號
於電源裝置中，作為廣範圍的脈衝電力控制，考慮多相交錯的適用。然而，前述專利文獻1、2所揭示的交錯式控制，係依據反饋的輸出電壓來進行電壓控制的控制方法，又，專利文獻3係依據各相的相電流來進行電流控制的控制方法，分別有以下所示的問題。
專利文獻1、2中所示的交錯式控制，係反饋輸出電壓vo所進行的定電壓控制，故於步階回應(Step response)中發生二次振盪電壓，有輸出電壓發生過衝(Overshoot)及下衝(Undershoot)的問題。對於抑制該過衝及下衝來說，需要將控制回應的速度設定為低速，無法對應高速回應。
圖19係揭示LCR電路的等效電路，用以說明反饋輸出電壓vo的定電壓控制的圖。再者，在此，揭示包含以LCR電路構成之降壓斬波電路的電源裝置的範例。
於圖19所示的LCR電路中，在輸入輸入電壓U時的步階回應中所得之輸出電壓vo係以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0006-1
前述的式(1)係表示輸出電壓vo是二次振盪電壓，暗示過衝及下衝的發生。
又，專利文獻3中所示的交錯式控制，係依據各相的相電流所進行的電流控制，故有為了檢測出各相電流而需要複數個檢測部之外，控制變得複雜的問題。
在多相交錯所致之廣範圍的脈衝電力控制中，被要求以高速進行各相的開關動作。
於該高速回應中，包含以下等的課題。
(1)回應速度係受到反饋訊號的檢測時之檢測速度的影響，因為檢測器的檢測速度而受到限制
(2)讓控制系統的驅動頻率作為高頻範圍而高速化時，控制系統不振盪而穩定性的動作
尤其，於檢測器的回應速度的觀點中，因為檢測出直流訊號的檢測器回應為低速，檢測出步階回應之輸出電壓即直流訊號的檢測器為低速回應，故對輸出電壓進行反饋時的高速回應會產生障礙。
本發明的目的，係解決前述之先前的問題點，使電源裝置的多相交錯式控制高速化。
進而，目的為於使電源裝置的多相交錯式控制高速化中，謀求反饋訊號之檢測的高速化，目的為在高頻範圍之控制系統的穩定化。
作為控制方式，公知有相較於PI控制較快速的動態回應與可獲得高增益的無差拍控制。無差拍控制係針對以離散模型來展開將輸入及輸出設為狀態變數之電路 狀態所得之狀態方程式，以第(k+1)個取樣週期的輸出成為與目標值相等之方式對應各取樣週期運算出脈衝寬度△T(k)，根據所求出的脈衝寬度△T(k)來控制開關的動作。
將無差拍控制適用於多相交錯之電源裝置的電力控制並未被公知。假設，在欲對於多相交錯的各相適用無差拍控制時，對於實現高速回應來說，需要高速且穩定取得各相的無差拍控制中所得之脈衝寬度△T(k)。
對於該高速回應，如上所述，被要求：
(1)不影響檢測器的速度特性而檢測出反饋訊號
(2)在高頻範圍驅動控制系統時，控制系統不振盪而穩定性的動作
本發明係檢測出步階回應之輸出電壓即直流訊號的檢測器為低速回應，因此，有鑑於反饋訊號的高速檢測有所障礙，藉由不需要低速回應的檢測器所致之反饋訊號，使用利用檢測出可高速回應之交流訊號的檢測器所得之檢測訊號，來解決前述(1)的課題。
又，本發明係針對控制系統的穩定性，藉由滿足於包含LC電路之控制系統的轉移函數中將增益設為1以下的條件，與滿足開關時間的空檔時間所致之相位偏差不影響取樣週期的條件，來解決前述(2)的課題。
(電源裝置)
本發明的電源裝置係包含LC斬波電路，具備藉由利 用複數相電流來進行多相控制的多相交錯式控制，以指令值為目標而進行步階回應控制的控制部，與產生開關訊號的開關訊號產生部。
本發明係於將無差拍控制適用於多相交錯之電源裝置的電力控制中，在多相交錯所致之多相控制中，藉由將多相之相電流的合成電流設為控制電流，實現檢測部的個數及控制系統不依存於相數的控制，並藉由使用該控制電流來進行定電流控制，抑制過衝及下衝的發生。
本發明係包含電源裝置的樣態，及電源裝置的控制方法的樣態。
本發明的電源裝置，係藉由複數相電流來進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置，具備構成藉由多相交錯的多相控制而動作之降壓斬波電路的LC斬波電路，與藉由LC斬波電路的多相控制來控制步階回應的控制部。
控制部，係於LC斬波電路的多相控制中，藉由將LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制，控制LC電路之各相的開關。
本發明的電源裝置的控制方法，係包含LC斬波電路之電源裝置的控制方法，且藉由複數相電流進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置的控制方法，於LC斬波電路的多相控制所致之步階回應的控制中，藉由將LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制，控制LC電路之各相的開關。
於本發明的電源裝置及電源裝置的控制方法 中，具備依據將LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制所致之LC電路的各相的開關控制，使輸出電壓追隨於指令電壓的多相控制所致之步階回應控制的控制系統。控制系統，係作為對於前述指令電壓之回應特性的調整參數，具備控制電流相關的係數。
控制電流相關的係數，係以控制回應的輸出電壓追隨於定電流控制的電壓指令之方式選定，將前述控制電流設為【數2】AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)時，具備Av與β3之兩種類的係數。
本發明係藉由將係數Av、β3設為調整回應特性的參數，提升控制系統的回應性而設為高速回應。
(係數Av)
Av係控制系統的輸出電壓vo(t)與指令電壓VREF的差分值(VREF-vo(t))所乘的係數。
關於該係數Av，在將取樣週期設為T，將L設為LC電路的電感時，藉由於多相交錯式控制中將3相交錯式控制的係數Av選定為Av=3T/L，可不依存於輸出電壓vo(t)而訂定脈衝寬度△T(k)。
脈衝寬度△T(k)係以以下式表示，作為反饋訊號，可僅使用電容電流ic(t)來計算。
Figure 106110347-A0305-02-0011-2
一般來說，檢測出直流電壓之檢測器的回應速度慢，檢測出交流電流之檢測器的回應速度快，故於脈衝寬度△T(k)的計算中，藉由作為反饋訊號，刪除輸出電壓vo(t)，僅使用電容電流ic(t)，可不影響檢測器的速度特性而檢測出反饋訊號，設為高速回應。
(係數β3)
係數β3係控制系統具備之LC電路的電容電流所乘的係數。於該係數β3中，關於控制系統的穩定性，藉由滿足於包含LC電路之控制系統的轉移函數中將增益設為1以下的條件，及開關時間的空檔時間所致之相位偏差不影響取樣週期的條件，在高頻區域驅動控制系統時，可不讓控制系統振盪而穩定性動作。
滿足該條件之β3的範圍，係以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0011-3
在此，於多相交錯式控制中3相交錯式控制時的ωn係(3/LC)1/2，T為取樣週期，L為LC電路的電感，C為LC電路的電容。
藉由將LC斬波電路之各相電流的合成電流設 為控制電流，進行定電流控制，檢測出反饋訊號的檢測機構，只要檢測出合成電流的一個檢測手段即可，關於開關LC電路的各相的控制系統也只要一個控制系統即可。所以，檢測部的個數及控制系統可利用不依存於多相控制的相數之一個檢測手段及一個控制系統構成。
又，可藉由利用控制電流來進行定電流控制，抑制過衝及下衝的發生。
各相電流的合成電流，可使用流通於LC斬波電路之各相的電感之連接端的電感電流，或者流通於LC斬波電路之電容的電容電流。
藉由於電感的連接段設置電流計的構造，檢測出調整成流通於各相的電感之各電感電流的合成電流，將檢測出之反饋訊號設為控制電流來進行定電流控制。
又，藉由於電容設置電流計的構造，檢測出電容電流，將檢測出之反饋訊號設為控制電流來進行定電流控制。電容電流係由各相的電感電流的合成電流減去負載電流的電流，故利用檢測出電容電流，可檢測出電感電流的合成電流。
即使於檢測出電感電流的構造，及電容電流的構造之任一構造中，檢測出控制電流的檢測機構也只要一個檢測手段即可。
又，即使於檢測出電感電流的構造，及電容電流的構造之任一構造中，使用控制電流來進行定電流控制的控制系統也只要一個控制系統即可。
藉由電感電流的定電流控制，抑制過衝及下衝，並且使輸出電壓追隨目標值即指令電壓。
在反饋電感電流來進行定電流控制時，輸出電壓的步階回應不會引起二次振盪電壓，會以因應所定電感電流值所訂定的電壓為目標而指數函數性地增加。所以，藉由電感電流的定電流控制，可進行不讓輸出電壓過衝或下衝，而收斂於所定值得步階回應。
於電感電流的定電流控制中，作為控制電流，根據流通於LC電路之各相的電感的連接端之電感電流，或電感電流是電容電流與負載電流的和，使用流通於LC電路之電容的電容電流。電感電流的定電流控制，係以電感電流與額定電流值或額定電流值乘以所定係數之值的差分成為0之方式進行電流控制。
(控制形態)
本發明之電源裝置的控制的一形態，係不使用PI控制之多相交錯的雙方向降壓斬波電路所致之2位準無差拍控制。
在交錯方式中，可期待藉由將相數n設為多相，可將開關頻率設為驅動開關頻率的n倍，而將控制回應設為n倍之外，藉由平滑電容採用相當於驅動開關頻率之n倍的開關頻率之值，大幅削減平滑電容的量。
一般來說，檢測出直流訊號的檢測器是低速回應，相對於此，檢測出交流訊號的交流變流器可高速回 應，因此，依據本發明之電源裝置的控制中，作為控制電流而使用電容電流的形態，利用高速檢測出電容電流的交流訊號，即使比較低速地檢測出包含其他交流分的直流訊號，也可進行無差拍控制的高速回應。
進而，依據本發明的形態，藉由進行定電流控制，可抑制步階回應的過衝及下衝。
又，依據本發明的形態，控制電流是各相之電感電流的合成電流，所以，可減少檢測出控制電流即反饋訊號之檢測部的個數。
再者，於LC斬波電路中，作為藉由使用換流器將前段的直流電壓轉換成交流電壓，來控制RF電力的放大器，公知有A級~E級放大器。該等放大器中，A級~C級放大器藉由降壓器方式來控制RF電力，故RF電力的轉換效率為30%~50%程度。另一方面，D級放大器及E級放大器係使用切換方式而讓前段的直流電壓可變來控制RF電力，故在代表性的13.56MHz的高頻中，RF電力的轉換效率可獲得90%~93%的高效率。
所以，於本發明的電源裝置之多相交錯所致之無差拍控制中，作為可適用切換控制(Switching control)的放大器，D級放大器及E級放大器為佳。
1:電源裝置
2:斬波電路
3:開關電路
4:LC電路
5:開關訊號產生部
6:控制部
7:負載
Av、β:係數
C:電容
D1-D3:二極體
F:轉換行列
G:轉換行列
IC-REF:電容電流的指令電流
IR-rat:額定輸出電流
Io-rat:額定直流電流
ic:電容電流
iL:電感電流
iL1-iLn:電感電流
iR:負載電流
L:電感
N:取樣次數
PH:High位準電力指令
PH-Forward:High位準行進波電力指令
PH-Load:High位準負載電力指令
PH-end:High位準結束電力
PH-rat:High位準額定電力
PL:Low位準電力指令
PL-Forward:Low位準行進波電力指令
PL-Load:Low位準負載電力指令
PL-end:Low位準結束電力
PREF-ave:平均反射電力
Q1~Q3:開關元件
R:負載阻抗
T:取樣週期
Th:取樣時間
Tc:取樣週期
V:輸入電壓
Vc1:切換電壓
Vc2:切換電壓
VH:High位準指令電壓
VH-end:High位準結束電壓
VH-set:High位準趨穩電壓
VL:Low位準指令電壓
VL-end:Low位準結束電壓
VREF:指令電壓
Vin:輸入電壓
Vl:趨穩電壓
vo:輸出電壓
Vo-rat:額定直流電壓
Vo-slow:檢測訊號
Vtrans:轉移電壓
km:取樣次數
vo:輸出電壓
△T(k):脈衝寬度
[圖1]用以說明本發明的電源裝置之概略構造例的 圖。
[圖2]揭示於本發明的電源裝置的控制中相位電流時之脈衝寬度△T(k)的範例的圖。
[圖3]用以說明本發明的電源裝置之電感電流控制的範例的圖。
[圖4]用以說明本發明的電源裝置之電容電流控制的範例的圖。
[圖5]用以說明本發明的電源裝置之電感電流控制及電容電流控制的範例的圖。
[圖6]用以說明本發明的電源裝置之電感電流控制及電容電流控制的一形態的圖。
[圖7]用以說明本發明的電源裝置之電感電流控制及電容電流控制的一形態的圖。
[圖8]用以說明本發明的電源裝置之電感電流控制及電容電流控制的範例的圖。用以說明本發明之脈衝寬度△T(k)的導出的圖。
[圖9]用以說明mode1~mode3所致之輸出電壓的指定電壓之趨穩的流程圖。
[圖10]用以說明本發明的電源裝置之斬波電路例的圖。
[圖11]用以說明本發明的電源裝置之LCR電路的圖。
[圖12]用以說明本發明的電源裝置之LCR電路的等效電路的圖。
[圖13]用以說明定電壓控制之一階轉移函數的圖。
[圖14]用以說明定電壓控制之二階轉移函數的圖。
[圖15]用以說明適用本發明的電源裝置之RF產生器的控制例的圖。
[圖16]用以說明適用本發明的電源裝置之RF產生器的控制例的流程圖。
[圖17]用以說明適用本發明的電源裝置之裝置的High/Low控制例的流程圖。
[圖18]用以說明適用本發明的電源裝置之直流電源裝置及交流電源裝置的控制例的圖。
[圖19]用以說明反饋輸出電壓vo之定電壓控制的圖。
針對本發明的電源裝置、及電源裝置的控制方法，使用圖1~圖18進行說明。
以下，使用圖1來說明本發明的電源裝置的概略構造例，使用圖2~9來說明本發明的電源裝置的控制例。使用圖10~12針對本發明的脈衝寬度△T(k)的導出進行說明，使用圖13、14說明對於指令值的追隨性，使用圖15~圖18說明本發明的電源裝置的適用例。
(本發明的電源裝置的概略構造)
針對本發明的電源裝置之概略構造，使用圖1來進行 說明。本發明的電源裝置1，係具備將輸入電壓Vin設為輸入，輸出輸出電壓vo及負載電流iR的LC斬波電路2、產生用以控制LC斬波電路2之開關元件的ON/OFF動作之開關訊號的開關訊號產生部5、及輸入來自LC斬波電路2及負載的反饋訊號，運算出脈衝寬度△T(k)，將運算出之脈衝寬度△T(k)輸出至開關訊號產生部5的控制部6。
LC斬波電路2係藉由以電感L與電容C的串並聯連接所構成的LC電路4，與將以多相切換控制輸入電壓Vin所形成之電感電流iL供給至LC電路4的開關電路3所構成。
控制部6係運算出控制開關電路3之開關元件的ON/OFF動作的開關訊號之脈衝寬度△T(k)。脈衝寬度△T(k)係於開關的1周期內，訂定開關元件之ON狀態的時間寬度，根據脈衝寬度△T(k)的長短，控制經由LC電路4，供給至負載的電力。例如，將開關週期的時間寬度設為T時，時間寬度T相對之脈衝寬度△T(k)作為占空比(Duty ratio)表示。
控制部6係進行以第(k+1)個取樣週期的輸出成為與目標值相等之方式對應各取樣週期運算出脈衝寬度△T(k)，根據所求出的脈衝寬度△T(k)來控制開關的動作的無差拍控制。控制部6係於無差拍控制中，依據包含合成LC斬波電路2中的相電流所得之合成電流的控制電流，以所定週期進行定電流控制，每取樣週期T則進行驅動LC斬波電路2之開關電路3的開關元件(未圖示)的開關訊號之 脈衝寬度△T(k)的運算。
控制部6係將藉由包含合成電流之控制電流的定電流控制所運算出之脈衝寬度△T(k)設為各相電流的脈衝寬度△T(k)。藉由對控制電流進行定電流控制，於步階回應中抑制輸出電壓的二次振盪電壓。
本發明的開關訊號產生部5係將控制部6所運算出的脈衝寬度△T(k)設為各相電流的脈衝寬度△T(k)，並產生各相的開關訊號。於脈衝寬度△T(k)的運算中，依據包含合成相電流所得之合成電流的控制電流，運算出脈衝寬度△T(k)。於該運算中，控制電流係依據相電流的合成電流者，故可去除各相的脈衝寬度△T(k)的重疊所導致之限制，可求出允許各相的脈衝寬度△T相互重疊的脈衝寬度△T(k)。
圖2係揭示3相之相位電流時的脈衝寬度△T(k)的範例。圖2(a)係揭示對於開關的1週期的時間寬度T，脈衝寬度△T(k)有重疊於3相之相位電流內3個相位電流的脈衝寬度△T(k)的範例。圖2(b)係揭示對於開關的1週期的時間寬度T，脈衝寬度△T(k)有重疊於3相之相位電流內兩個相位電流的脈衝寬度△T(k)的範例。圖2(c)係揭示關於3相之相位電流，並未重疊於相位電流的脈衝寬度△T(k)的範例。
藉由n相的多相交錯來使開關電路3進行開關動作時，於LC斬波電路2中，於n個電感L(L1~Ln)分別流通電感電流iL1~iLn。控制部6係作為控制電流，輸入包含 合成該等電感電流iL1~iLn即各相電流之合成電流iL的電流。
控制電流係除了合成各相電流之電感電流的合成電流iL之外，使用從合成電流iL減去負載電流iR的電容電流ic亦可。
(定電流控制)
控制部6所致之定電流控制具備複數控制形態。作為控制形態，有電感電流控制的控制形態、電容電流控制的控制形態、及組合電感電流控制與電容電流控制的控制形態。
以下，使用圖3~圖8，針對定電流控制的複數控制形態，及各控制形態之脈衝寬度△T(k)進行說明。
(定電流控制的控制形態及脈衝寬度△T(k))
於圖1的LC斬波電路2連接負載7所構成的LCR電路中，將LC斬波電路中的電感L的電感電流iL，或電容C的電容電流ic作為控制電流來進行定電流控制。電感電流iL(t)、電容電流ic(t)、及輸出電壓vo(t)分別以以下式(2)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0020-4
於多相交錯中，前述式(2)的電感電流iL(t)係合成LC斬波電路所包含之n個電感L(L1~Ln)之各相的電感電流iL1~iLn的合成電流。電感電流iL(t)與電容電流ic之間，有iL(t)=ic(t)+iR(t)的關係。再者，iR(t)是負載R的負載電流。
於多相交錯式控制中，在一例的3相交錯式控制中，將前述之電感電流及電容電流設為控制電流來進行定電流控制時的脈衝寬度△T(k)係以以下式(3)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0020-5
再者，Vin(k)是輸入電壓，vo(k)是輸出電壓，iL(k)是各相之電感電流的合成電流，iR(k)是負載電流，L是LC電路的電感，C是LC電路的電容，T是取樣週期。
定電流控制可將電感電流設為控制電流之電感電流的定電流控制，或者將電容電流設為控制電流之電容電流的定電流控制。
以下，針對電感電流之定電流控制的控制形態、電容電流之定電流控制的控制形態、及組合電感電流 之定電流控制與電容電流之定電流控制的控制形態之各控制形態進行說明。在此，於多相交錯式控制中以3相交錯式控制為例進行說明。
(電感電流的定電流控制的控制形態)
圖3係用以說明控制部所致之電感電流控制的控制形態之概略的圖，圖3(a)、(b)揭示控制形態的概略構造，圖3(c)揭示指令電壓VREF的範例，圖3(d)揭示輸出電壓vo的範例。
圖3係針對關於電感電流的定電流控制之兩個構造例，將3相交錯式控制作為範例揭示。電感電流的定電流控制，係以電感電流與額定電流值或額定電流值乘以所定係數之值的差分成為0之方式進行電流控制。
在圖3(a)的構造中，於3相交錯式控制中電感電流的定電流控制的控制形態中，使用以以下式(4)表示之脈衝寬度△T(k)，並使用被反饋之電容電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，以輸出電壓vo(k)成為指令電壓VREF之方式控制步階回應。
Figure 106110347-A0305-02-0021-6
在圖3(b)的構造中，於3相交錯式控制中電感電流的定電流控制的控制形態中，使用以以下式(5)表示之脈衝寬度△T(k)，並使用被反饋之電容電流ic(k)，以輸 出電壓vo(k)成為指令電壓VREF之方式進行步階回應的控制。再者，在該構造中，藉由將係數Av設定為Av=3T/L，可不需輸出電壓vo(k)的反饋，僅檢測出並反饋電容電流ic(k)，來訂定脈衝寬度△T(k)。
Figure 106110347-A0305-02-0022-7
圖3(c)所示之指令電壓VREF係於H/L的2位準控制中，表示High位準的VH與Low位準的VL的2位準的指令電壓的範例，圖3(d)所示之輸出電壓vo係表示2位準的步階回應例。
再者，圖3(c)、(d)所示之電壓波形，係為了說明而模式揭示者，並不是表示實際的電壓波形者。
(電容電流的定電流控制的控制形態)
圖4係用以說明針對控制部所致之電容電流控制，以3相交錯式控制為例的概略的圖，圖4(a)揭示概略構造，圖4(b)揭示電容電流的指令電流IC-REF的範例，圖4(c)揭示電容電流ic。
在圖4(a)的構造中，於3相交錯式控制中電容電流的定電流控制的控制形態中，使用以以下式(6)表示之脈衝寬度△T(k)，並使用被反饋之電容電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，以電容指令電流IC-REF之方式控制步階回 應。
Figure 106110347-A0305-02-0023-8
圖4(c)所示之電容電流的指令電流IC-REF係於H/L的2位準控制中，表示對應High位準的VH的IC-REFH，與對應Low位準的VL的IC-REFL之2位準的指令電流的範例，圖4(c)所示之電容電流ic係表示2位準的步階回應例。
再者，圖4(b)、(c)所示之電壓波形，係為了說明而模式揭示者，並不是表示實際的電壓波形者。
(組合電感電流的定電流控制與電容電流的定電流控制的控制形態)
本發明的定電流控制，係除了前述之電感電流的定電流控制的控制形態，及電容電流的定電流控制的控制形態之外，具備藉由電容電流的定電流控制，與之後進行電感電流的定電流控制之多階段的定電流控制，來控制步階回應的控制形態。
該多階段的控制形態，係除了在電容電流的定電流控制之後進行電感電流的定電流控制之第1控制形態之外，具備以兩階段進行電容電流的定電流控制，之後進行電感電流的定電流控制之第2控制形態。
圖5~圖7係用以說明電感電流的定電流控制與 電容電流的定電流控制之組合的控制樣態的圖，圖5(a)揭示控制部的概略，圖5(b)揭示指令電壓VREF。
於電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之組合的控制形態中，圖6(a)、(b)係於第1控制形態中，揭示指令電流IC-REF與輸出電壓vo，圖7(a)、(b)係於第2控制形態中，揭示以mode1及mode2的兩階段進行電容電流的定電流控制，之後以mode3進行電感電流的定電流控制時的各指令電流IC-REF與輸出電壓vo。
(第1控制形態)
於電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之組合的控制形態中，在第1控制形態中，進行第1段之電容電流的定電流控制，在輸出電壓vo到達切換電壓Vc的時間點，切換成第2段之電感電流的定電流控制，朝指令電壓VREF進行定電流控制。
在第1段之電容電流的定電流控制中，使用電容電流的定電流控制所致之脈衝寬度△T(k)，在第2段之電感電流的定電流控制中，使用前述之電感電流的定電流控制所致之脈衝寬度△T(k)。
假設，在對步階回應的所有區間進行電感電流的定電流控制時，可想定過大電流的發生。為了迴避該過大電流，組合電容電流的定電流控制。
組合電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制所進行的控制形態，係迴避在電感電流的定電流 控制中想定之過大電流的發生。藉由在第1段中進行電容電流的定電流控制，抑制過大電流的發生，在消除過大電流的發生之虞後，於第2段中從電容電流的定電流控制切換成電感電流的定電流控制，控制輸出電壓vo使其成為目標值的控制指令電壓VREF。
將第1段之電容電流的定電流控制切換成第2段之電感電流的定電流控制時的切換電壓Vc，係於電容電流的定電流控制中，藉由電感所保有的電流能量，用以切換輸出電壓使其不會超過目標值的電壓。
圖6所示控制形態，係揭示接著電容電流控制後進行電感電流控制之樣態。於圖6(a)所示電壓波形中，以細實線所示電壓V1係表示藉由電感電流的定電流控制控制所有區間時的步階回應，以粗實線所示電壓係表示組合電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之控制形態的步階回應，包含電容電流控制時的電壓V2與電感電流控制時的電壓V3。
在電容電流控制中，依據圖6(a)所示指令電流IC-REF，一邊抑制過大電流的發生，一邊將輸出電壓vo以目標值為目標進行定電流控制，在輸出電壓vo到達以不超過目標值之方式設定的切換電壓Vc的時間點，切換成電感電流的定電流控制。以電壓V2表示電容電流控制時的電壓。之後，藉由電感電流的定電流控制，控制成指令電壓VREF。以電壓V3表示電感電流控制時的電壓。
(第2控制形態)
於電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之組合的控制形態中，在第2控制形態中，以兩階段進行電容電流的定電流控制之後，進行電感電流的定電流控制。
圖7所示控制形態，係揭示接著電容電流控制的定電流控制後進行電感電流之定電流控制之兩階段所致之形態。圖7(a)係揭示電容電流的定電流控制之指令電流IC-REF，圖7(b)係揭示輸出電壓vo的電壓波形。於圖7(b)所示電壓波形中，以細實線所示電壓V1係表示全區間進行電感電流的定電流控制時的步階回應。以粗實線所示電壓係於組合電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之樣態中，表示第1段之電容電流的定電流控制時的電壓V2a、第2段之電容電流的定電流控制時的電壓V2b、及電感電流控制時的電壓V3b所致之步階回應。再者，在圖7(b)中，於電感電流的定電流控制時，電壓V1與電壓V3b以幾乎重疊之狀態揭示。
在第1段之電容電流的定電流控制中，依據圖7(a)所示指令電流IC-REF，一邊抑制過大電流的發生，一邊將輸出電壓vo以目標值為目標進行定電流控制，在輸出電壓vo到達以不超過目標值之方式設定的切換電壓Vc1的時間點，切換成第2段之電容電流的定電流控制。以電壓V2a表示第1段之電容電流的定電流控制的電壓，以電壓V2b表示第2段之電容電流的定電流控制的電壓。
於第2段之電容電流的定電流控制中，在輸出 電壓vo到達切換電壓Vc2的時間點，切換成電感電流的定電流控制。以電壓V2b表示第2段之電容電流的定電流控制時的電壓。
之後，藉由電感電流的定電流控制，控制成指令電壓VREF。以電壓V3b表示電感電流的定電流控制時的電壓。
第2段之電容電流的定電流控制，係聯繫第1段之電容電流的定電流控制與電感電流的定電流控制之間的定電流控制，消除定電流控制的切換時之電壓的偏離，使從電容電流的定電流控制切換而開始電感電流的定電流控制之時間點的電壓，與假設不進行電容電流的控制，將所有區間僅以電感電流的定電流控制進行時的電壓一致。所以，從第2段之電容電流的定電流控制至電感電流的定電流控制的切換電壓Vc2，係相當於僅以電感電流的定電流控制所得之電壓的切換時間點中之電壓。
前述第1段之電容電流的定電流控制、第2段之電容電流的定電流控制、及電感電流的定電流控制，係相當於之後說明之mode1、mode2的電容電流的定電流控制、及mode3的電感電流的定電流控制。再者，圖6、圖7所示之指令電流及電壓的波形，係為了說明而模式揭示者，並不是表示實際的波形者。
表1係揭示電感電流的定電流控制，與電容電流的定電流控制的指令訊號及輸入訊號的關係。
Figure 106110347-A0305-02-0028-60
接著，說明於一步階回應中，藉由mode1、mode2及mode3的各模式所進行之定電流控制的控制形態。圖8係用以說明mode1、mode2及mode3的各控制形態的圖。圖8(a)揭示mode1的控制形態，圖8(b)揭示mode2的控制形態，圖8(c)揭示mode3的控制形態在此，作為多相交錯式控制，以3相交錯式控制為例進行說明。
在該定電流控制中，藉由mode1與mode2之兩階段的電容電流的定電流控制，與之後進行之mode3之電感電流的定電流控制所致之多階段的定電流控制，來進行步階回應。
mode1：
mode1的定電流控制，係以兩階段進行之電容電流的定電流控制的第1段。在該mode1的定電流控制中，藉由電感所保有之電流能量，讓輸出電壓不超過目標值的模式。在第1段的mode1中，預先設定用以切換成下個第2段之mode2的電壓Vc1，在輸出電壓vo到達切換電壓vc1的時間 點，結束mode1，轉移至mode2。
3相交錯式控制的mode1的脈衝寬度△T(k)以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0029-9
圖8(a)係用以說明mode1之電容電流的定電流控制的控制形態的圖。控制部係輸入輸入電壓Vin，並且反饋電容電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，以電容電流的指令電流IC-REF為目標進行定電流控制。
mode2：
mode2的定電流控制，係以兩階段進行之電容電流的定電流控制的第2段。在該mode2的定電流控制中，使藉由mode1之電容電流的定電流控制所達到的輸出電壓vo，轉移至開始mode3之電感電流的定電流控制時的初始電壓的轉移模式(Transfer mode)。
電容電流的定電流控制，係具有抑制過大電流的功能，但是，並未具有使輸出電壓以目標值為目標的功能，故需要以輸出電壓不會超過目標值之方式進行控制。進行電容電流的定電流控制之後，切換成電感電流的定電流控制，欲進行輸出電壓不會超過目標值的控制時，切換時的輸出電壓vo係成為與以電感電流對步階回應的所有區間進行定電流控制時的輸出電壓vo不同的電壓，而產 生間隙。
如此，在進行電容電流的定電流控制之後，切換成電感電流的定電流控制的控制形態中，在切換成電感電流的定電流控制時的電壓與以電感電流對步階回應的所有區間進行定電流控制時的輸出之間產生間隙，故切換後之電感電流的定電流控制，係從與以電感電流對所有區間進行定電流控制時的輸出電壓不同的電壓來開始控制。
在以mode1與mode2的兩階段進行電容電流的定電流控制之樣態，係消除前述之切換時的電壓的差異。該控制形態，係將電容電流的定電流控制設為mode1與mode2的兩階段，利用mode2消除在mode1的定電流控制所發生之輸出電壓的偏離，將開始mode3之電感電流的定電流控制時的電壓值，調整為以電感電流對步階回應的所有區間進行定電流控制時的輸出電壓。藉此，可讓以mode3之電感電流的定電流控制開始的輸出電壓，從假設以電感電流對步階回應的所有區間進行定電流控制時的輸出電壓開始。
所以，mode2的區間係以mode2的最終值成為mode3的所定值之方式調整的轉移區間，將mode2的初始值設為mode1的最終值Vc1，以mode2的最終值成為mode3中所要求之初始值Vc2之方式進行定電流控制。
3相交錯式控制的mode2的脈衝寬度△T(k)以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0031-10
圖8(b)係用以說明mode2之電容電流的定電流控制的控制形態的圖。控制部係以電容電流的指令電流β2‧IC-REF為目標進行定電流控制。β2係設定mode2之指令電流的係數。
mode3：
在mode3中，藉由電感電流的定電流控制，以輸出電壓vo不會超過目標值之方式進行控制。在High/Low的2位準控制時，以不會超過各別目標值VH、VL之方式進行定電流控制。
3相交錯式控制的mode3的脈衝寬度△T(k)以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0031-12
 進而，設定為Av=3T/L時，以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0031-13
圖8(c)係用以說明mode3之電感電流的定電流控制的控制形態的圖。控制部係反饋電容電流ic(k)及輸出 電壓vo(k)，或者反饋電容電流ic(k)，將輸出電壓以指令電壓VREF為目標進行定電流控制。β3係為了讓輸出電壓穩定追隨指令電壓VREF而設定的係數。
以下的表2係揭示mode1~mode3的各定電流控制之訊號關係。
Figure 106110347-A0305-02-0032-61
(指定電壓的趨穩(Settling))
接著，針對前述之mode1~mode3的工程所致之指令電壓的趨穩工程，使用圖9的流程圖來進行說明。在圖9的流程圖中，將各工程附加P1~P14的符號進行揭示。
首先，設定指令電壓VREF、指令電流IC-REF、額定輸出電流IR-rat、定電流係數αH、αL。再者，在High/Low之2位準脈衝電力控制時，將High位準的指令 電壓設為VH，將Low位準的指令電壓設為VL。又，αH係High/Low之2位準脈衝電力控制的High位準的定電流係數，αL係High/Low之2位準脈衝電力控制的Low位準的定電流係數(P1)。
計算出從mode1至mode2的切換電壓Vc1，及從mode2至mode3的切換電壓Vc2。切換電壓Vc1及Vc2的電壓的計算，係使用之後說明的式(34)、式(39)進行(P2)。
(mode1的工程：P3~P6)
首先，藉由mode1的工程，進行電容電流的定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P3)，計算出mode1的脈衝寬度△T(k)。mode1的脈衝寬度△T(k)的計算係使用式(7)(式(24))進行。再者，之後說明的式(24)是與式(7)相同的計算式(P4)。依據P4中所計算出的脈衝寬度△T(k)，控制LC斬波電路的開關動作，進行電容電流的定電流控制，檢測出輸出電壓vo(k)(P5)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達P2中所計算出之切換電壓vc1(P6)。在輸出電流vo(k)未到達切換電壓vc1時，則重複進行P3~P5的工程，在輸出電流vo(k)已到達切換電壓vc1時，則轉移至下個mode2的工程。
(mode2的工程：P7~P10)
藉由mode2的工程，進行電容電流的定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P7)，計算出mode2的脈衝寬度△T(k)。mode2的脈衝寬度△T(k)的計算係使用式(8)(式(25))進行。再者，之後說明的式(25)是與式(8)相同的計算式(P8)。依據P8中所計算出的脈衝寬度△T(k)，控制LC斬波電路的開關動作，進行電容電流的定電流控制，檢測出輸出電壓vo(k)(P9)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達P2中所計算出之切換電壓vc2(P10)。在輸出電流vo(k)未到達切換電壓vc2時，則重複進行P7~P9的工程，在輸出電流vo(k)已到達切換電壓vc2時，則接著轉移至mode3的工程。
(mode3的工程：P11~P14)
藉由mode3的工程，進行電感電流的定電流控制。
檢測出ic(k)、vo(k)(P11)，計算出mode3的脈衝寬度△T(k)。mode3的脈衝寬度△T(k)的計算係使用式(9)(式(26)，式(28))進行。再者，之後說明的式(26)是與式(9)相同的計算式(P12)。依據P12中所計算出的脈衝寬度△T(k)，控制LC斬波電路的開關動作，進行電感電流的定電流控制，檢測出輸出電壓vo(k)(P13)。
判定所檢測出之輸出電流vo(k)是否到達P1中所計算出之指令電壓VREF(P14)。在輸出電流vo(k)未到達 指令電壓VREF時，則重複進行P11~P13的工程，在輸出電流vo(k)已到達指令電壓VREF時，則結束指令電壓VREF的趨穩。在設定下個指定電壓VREF時，重複進行前述之P1~P14的工程，將輸出電流vo趨穩成指令電壓VREF。
(脈衝寬度△T(k)的導出(導出1~導出9))
圖10所示之LC斬波電路的構造例，係多相交錯方式所致之雙方向降壓斬波電路的一例。該降壓斬波電路係以從全負載到無負載為止可進行高速控制之方式，將一般降壓斬波電路所用的二極體D1~D3的整流二極體，置換成可控制元件，將輸出之多餘的能量再生至輸入側。
在此，作為多相交錯，揭示3相交錯。具備構成3相交錯的3個開關電路，分別具備開關元件Q1~Q3與二極體D1~D3。3相交錯的各相，係LC電路4的電感L對應3個開關電路的各個電感L，各電感L的電感電流iL1~iL3是交錯的各相電流。於多相交錯中，LC電路4具備1個電容C，於電容C流通由電感電流iL1~iL3的合成電流(iL1+iL2+iL3)減去負載電流iR的電流。
以下，針對脈衝寬度△T(k)的導出進行說明。於脈衝寬度△T(k)的導出中，首先說明前段工程。在前段工程中，於將多相交錯的合成電流設為控制電流而進行反饋的定電流控制(導出工程1)中，求出多相交錯方式的雙方向降壓斬波電路，及脈衝寬度△T(k)的狀態方程式(導出工程2、3)，並依據該狀態方程式，求出脈衝寬度△T(k)的 函數式(導出工程4)。
接著，使用前段工程中針對控制電流所求出之脈衝寬度△T(k)的關係式，說明電感電流的定電流控制之脈衝寬度△T(k)的導出(導出工程5)，及電容電流的定電流控制之脈衝寬度△T(k)的導出(導出工程6)。
之後，於藉由mode1與mode2的兩階段之電容電流的定電流控制，與之後進行之mode3的電感電流的定電流控制之多階段的定電流控制，進行步階回應的控制形態中，說明導出各mode1、mode2、mode3的脈衝寬度△T(k)的導出工程(導出工程7~導出工程9)。
‧導出工程1：
導出將合成電流設為控制電流而反饋之定電流控制的控制電流及輸出電壓的式。圖11係圖10之電路的等效電路，表示於閉環自動控制回應的區域中，充分比開關頻率還長之時間範圍的等效電路。
圖11於等效電路中，以電源流表示各相的相電流iL1、iL2、及iL3的合成電流(iL1+iL2+iL3=iL)，以(L/3)表示3個開關電路的各電感L的合成電感。於該等效電路中，從電流源輸入的輸入電流(iL)所致之輸出電壓vo的步階回應以以下式表示。
Figure 106110347-A0305-02-0037-14
式(11)，係表示輸出電壓vo的步階回應，未引起二次振盪電壓，以(R‧iL)為目標而指數函數地增加。
將電感電流iL之合成電流的時間函數iL(t)，以以下式(12)界定。
【數15】iL(t)=iC(t)+iR(t)=AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)…(12)
合成電流(iL(t))、電容電流ic(t)、及輸出電壓vo(t)分別以以下式(13)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0037-15
以式(13)表示的輸出電壓vo(t)係從以式(11)表示的輸出電壓vo(t)刪除負載阻抗R，經過充分的時間後(t→∞)的最終值係表示收斂於指令電壓VREF。
所以，藉由將以式(12)表示之電感電流iL(t)的合成電流設為控制電流來進行定電流控制，可不讓二次振盪電壓發生，來控制步階回應。
再者，於以式(13)表示的輸出電壓vo(t)中，Av係輸出電壓Vo(t)與指令電壓VREF的差分值(VREF- Vo(t))所乘的係數，β係電容電流ic(t)所乘的係數，訂定對於指令電壓VREF的追隨特性。
例如，係數Av越接近“1”，則變成差分值(VREF-Vo(t))的大小越強烈反映的步階回應，係數β越接近“1”，則變成對於指令電壓VREF的追隨度越高的步階回應。
‧導出工程2：
接著，導出3相交錯方式的雙方向降壓斬波電路的狀態方程式。圖12係揭示3相中1相的等效電路。為了將以前述式(12)表示的合成電流(iL)，轉換成適用於定電流控制的型態，求出圖10所示之iL1、iL2及iL3的合成電流即iL(=iL1+iL2+iL3)的狀態方程式，導出與脈衝寬度△T的關係式。
藉由圖10的各相之Q1/D1~Q3/D3的ON/OFF動作，對於U1(τ)、U2(τ)及U3(τ)施加Vin或0電壓。使用疊加原理來表現的話，關於U1(τ)，以圖12的等效電路表示。於圖12中，U1(τ)係在將Q1設為ON，D1設為OFF時成為Vin，將Q1設為OFF，D1設為ON時U1(τ)成為0。
對於圖10的狀態方程式中，分割成U(t)為一定的各區間的U(τ)所致之狀態方程式的通解，分別以以下式(14)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0039-17
合成電流i(t)係利用將通解x(t)從左側開始乘以對應圖10的電路構造的轉換行列F所得。
Figure 106110347-A0305-02-0039-16
但是，為
Figure 106110347-A0305-02-0039-18
為了從前述之i(t)取得iL(t)=iL1(t)+iL2(t)+iL3(t)，使用轉換行列G來導出GFeAT。又，FB、FAB如以下式轉換。
Figure 106110347-A0305-02-0039-62
‧導出工程3：
接著，導出脈衝寬度△T(k)的狀態方程式。
於圖2(a)所示之一週期的區間T中，求出脈衝寬度△T(k)的關係式。對於式(15)，使用式(16)及式(17)導出i(T)的話，可得以以下的式(18)表示的狀態方程式。再者，雖未記述，但圖2(b)及(c)之一週期的區間T之i(T)也與式(18)同式。
Figure 106110347-A0305-02-0040-20
‧導出工程4：
接著，導出脈衝寬度△T(k)的函數式。
使用式(17)，轉換式(18)之脈衝寬度△T(k)的狀態方程式的話，可得以下式。
Figure 106110347-A0305-02-0040-21
將負載電流iR(k)設為iR(k)=vo(k)/R，從前述式(19)中去除R的話，可得以下式(20)。
Figure 106110347-A0305-02-0041-22
根據前述式(20)求出脈衝寬度△T(k)的話，可得以下式。
Figure 106110347-A0305-02-0041-23
以前述式(21)所示之脈衝寬度△T(k)，係表示電感電流之控制電流的定電流控制之脈衝寬度△T(k)。以下，依據式(21)，揭示電感電流控制之脈衝寬度△T(k)的導出(導出工程5)，與電容電流控制之脈衝寬度△T(k)的導出(導出工程6)。
‧導出工程5：
接著，導出電感電流之定電流控制的脈衝寬度△T(k)。
於式(21)所示脈衝寬度△T(k)中，藉由設為iL(k+1)而使用將式(12)所示之電感電流iL轉換成離散時間形式的函數式，可得電感電流的定電流控制所致之脈衝寬度△T(k)。在此，將式(12)所示之β，配合mode3之電感電流的定電流控制而設為β=β3。
Figure 106110347-A0305-02-0042-24
再者，前述之脈衝寬度△T(k)，係於電感電流的定電流控制中，使用電容電流ic(k)及輸出電壓vo(k)代替電感電流iL(k)來進行揭示。藉由使用電容電流ic(k)代替電感電流iL(k)進行揭示，可利用反饋共通的電容電流ic(k)來進行電感電流的定電流控制與電容電流的定電流控制。
‧導出工程6：
接著，導出電容電流之定電流控制的脈衝寬度△T(k)。
在電容電流的定電流控制中，將指令電流設為IC-REF，界定iL(k+1)=IC-REF+iR(k)。
於式(21)的脈衝寬度△T(k)中，藉由使用iL(k+1)=IC-REF+iR(k)，電容電流的定電流控制的脈衝寬度△T(k)以以下式(23)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0042-25
依據前述之脈衝寬度△T(k)，去除負載電流 iR(k)及電感電流iL(k)的要素，故不用反饋負載電流iR(k)及電感電流iL(k)，可利用反饋電容電流ic(k)及輸出電壓vo(k)，求出脈衝寬度△T(k)。
接著，於電容電流的定電流控制中，說明mode1與mode2的脈衝寬度△T(k)、及電感電流的定電流控制之mode3的脈衝寬度△T(k)的導出(導出工程7~導出工程9)。
‧導出工程7：
說明mode1之電容電流之定電流控制的脈衝寬度△T(k)的導出。
在mode1中，執行電容電流的第1段的定電流控制。將第1段的定電流控制之指令電流設為IC-REF，將電感電流設為iL(k+1)，界定iL(k+1)=IC-REF+iR(k)。藉由使用以式(21)表示之控制電流的定電流控制之脈衝寬度△T(k)，mode1的脈衝寬度△T(k)係可得以下式(24)。
Figure 106110347-A0305-02-0043-26
訂定mode1的控制之脈衝寬度△T(k)的函數式，係去除負載電流iR(k)及電感電流iL(k)的要素，故不需要負載電流iR(k)及電感電流iL(k)的反饋。
在mode1的電容電流的定電流控制中，於該mode1的期間內，為了讓輸出電壓vo(k)不會超過直流指令電壓VREF，在輸出電壓vo(k)到達Vc1的時間點，結束第1段之mode1的電容電流的定電流控制，切換成第2段之mode2的電容電流的定電流控制。再者，Vc1係從mode1至mode2的切換時的輸出電壓。在2位準無差拍控制中，作為直流指令電壓，訂定High的直流指令電壓VH、及Low的直流指令電壓VL。
‧導出工程8：
接著，說明mode2之電容電流之定電流控制的脈衝寬度△T(k)的導出。
mode2的脈衝寬度△T(k)，係藉由將vo(k)=Vc1與iL(k+1)=β2‧IC-REF+iR(k)，代入脈衝寬度△T(k)的一般式(21)，取得以下式(25)。
Figure 106110347-A0305-02-0044-27
前述式(25)係於訂定mode2的控制之△T(k)的函數式中，去除負載電流iR(k)及電感電流iL(k)的要素來表示。
於mode2的期間中，為了將定電流控制設為高 速回應，可藉由以於從輸出電壓vo(k)到vo(k+1)的1期間中，從初始值即Vc1到達最終值Vc2之方式來選定β2，以1取樣時間來讓mode2結束。
‧導出工程9：
接著，說明mode3之電感電流之定電流控制的脈衝寬度△T(k)的導出。
mode3之電感電流的定電流控制的脈衝寬度△T(k)，係與(導出工程5)中所示之電感電流的定電流控制的脈衝寬度△T(k)相同，以以下式(26)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0045-28
一般來說檢測出交流訊號的交流變流器可進行高速回應，相對於此，檢測出直流訊號之萬用品的檢測器比較偏向低速回應。
以前述式所示之脈衝寬度△T(k)，係檢測出電容電流ic(k)與輸出電壓vo(k)，並設為反饋訊號。電容電流ic(k)係可藉由交流變流器進行高速回應，但是，檢測出輸出電壓vo(k)的檢測器的回應比較低速。對於讓步階回應高速化來說，需要以高速取得反饋訊號，因此，檢測器的檢測是高速為佳。
因此，揭示省略低速回應的輸出電壓vo(k)的檢測，藉由僅以高速檢測出電容電流的交流訊號，謀求回應的高速化的控制。
於前述式(26)所示之脈衝寬度△T(k)中，利用將Av訂定於以下式(27)的關係，去除輸出電壓vo(k)的影響。
Av=3T/L…(27)
再者，T是取樣週期，L是圖10所示之LC電路的電感。
藉由將Av以根據取樣週期T，及LC電路的電感L而成為前述式(27)的關係之方式設定，脈衝寬度△T(k)係以不包含輸出電壓vo(k)的以下式(28)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0046-29
以式(28)所示之脈衝寬度△T(k)，係作為反饋訊號，僅包含電容電流ic(k)。檢測出電容電流ic(k)的交流變流器可進行高速回應，故可以高速回應獲得脈衝寬度△T(k)。
所以，可從訂定mode3之電感電流的定電流控制之脈衝寬度△T(k)的函數式，去除輸出電壓vo(k)、負載電流iR(k)及電感電流iL(k)的要素。再者，β3係以於電感電流iL(t)的定電流控制中，可得追隨於直流指令電壓VREF的控制回應之方式選定。
(切換電壓Vc1、Vc2的導出)
以下，說明從mode1切換成mode2時的切換電壓Vc1，及從mode2切換成mode3時的切換電壓Vc2的導出。
‧切換電壓Vc1的導出
在此，在2位準無差拍控制中，作為直流指令電壓VREF，訂定High的直流指令電壓VH、及Low的直流指令電壓VL。
說明步階回應的目標電壓是High位準指令電壓VH時與Low位準指令電壓VL時的各切換電壓Vc1的導出。
(High位準的脈衝控制時的mode1之Vc1的導出)
將High位準的目標電壓設為VH，額定輸出電流設為IR-rat，定電流係數設為αH，輸出電壓的初始值設為vo(0)的話，則成為指令電壓VREF=VH，電容電流的指令電流IC-REF=αH‧IR-rat，輸出電壓的初始值vo(0)=VL。
mode1之電容電流的定電流控制，係對電容器進行定電流充電的電流控制，故在各時間點的輸出電壓vo(1)~vo(n)係以以下式(29)表示。在此，將取樣次數設為1、2、…k、…n、…。
Figure 106110347-A0305-02-0048-30
 但是，k及n是正的整數。
切換電壓Vc1係於mode1之電容電流的定電流控制的期間內，用以防止輸出電壓vo(k)超過指令電壓VREF(=VH)，導致mode1結束的電壓。在輸出電壓vo(k)到達切換電壓Vc1的時間點中，結束第1段之mode1的電容電流的定電流控制，進行下個第2段之mode2的電容電流的定電流控制的切換。
對於為了不讓輸出電壓vo(n)超過High位準的指令電壓VH而過衝來說，於圖11所示之等效電路中，根據積存於電容器的能量，與輸出入能量的關係，需要滿足以以下式(30)表示的關係式。
Figure 106110347-A0305-02-0048-31
使用式(29)改寫該關係式(30)的話，可獲得不讓輸出電壓vo(n)超過High位準的指令電壓VH而過衝的取樣次數n相關式。
Figure 106110347-A0305-02-0049-32
在此，N表示n的整數部分之值。所以，如果取樣次數為N次以下的話，輸出電壓vo(N)不會超過High位準的指令電壓VH而過衝。
將用以從mode1轉移至mode2的轉移電壓設為Vtrans的話，於滿足前述式(31)的條件的取樣次數N中，以式(29)所示之輸出電壓vo(n)係滿足以下的關係。再者，VL係於High/Low控制中輸出電壓的初始電壓vo(0)。
Figure 106110347-A0305-02-0049-33
在此，使用前述關係式(32)之上下值的平均值，選擇轉移電壓Vtrans的話，則以以下式(33)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0049-34
在輸出電壓vo變成滿足式(33)的轉移電壓Vtrans以上的Vc1的時間點，轉移至mode2。所以，High位準之脈衝控制時的mode1之切換電壓Vc1係以以下式(34)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0050-35
(Low脈衝控制時的mode1之Vc1的導出)
接著，針對Low脈衝控制時的mode1之Vc1的導出進行說明。
將Low位準的目標電壓設為VL，額定輸出電流設為IR-rat，定電流係數設為αL，輸出電壓的初始值設為vo(0)的話，則成為指令電壓VREF=VL，電容電流的指令電流IC-REF=-αL‧IR-rat，輸出電壓的初始值vo(0)=VH。
對於為了不讓Low位準的輸出電壓vo超過目標電壓的VL而下衝來說，到圖10的Q1~Q3，及D1~D3全部在OFF狀態的輸入電壓Vin的再生結束為止的時間，換句話說，電容電流ic從IC-REF變成0電流為止的時間tus，係需要於該時間tus的時間內從式(29)的vo(n)開始，在VREF=VL結束。根據無負載狀態之能量的關係式，需要滿足以以下式(35)表示的關係。
Figure 106110347-A0305-02-0050-36
使用式(29)的輸出電壓vo(n)改寫該關係式的話，可獲得不讓輸出電壓vo(n)超過Low位準的指令電壓VL而下衝的取樣次數n相關式(36)。
Figure 106110347-A0305-02-0051-37
在此，N表示n的整數部分之值。所以，如果取樣次數為N次以下的話，輸出電壓vo(N)不會超過Low位準的指令電壓VH而下衝。
將用以從mode1轉移至mode2的轉移電壓設為Vtrans的話，於滿足前述式(36)的條件的取樣次數N中，以式(29)所示之輸出電壓vo(n)係滿足以下的關係。再者，VL係於High/Low控制中輸出電壓的初始電壓vo(0)。
Figure 106110347-A0305-02-0051-38
在此，使用前述關係式之上下值的平均值，選擇轉移電壓Vtrans的話，則以以下式(38)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0051-39
在輸出電壓vo(n)變成滿足式(38)的轉移電壓Vtrans以下的Vc1的時間點，轉移至mode2。所以，Low位準之脈衝控制時的mode1之切換電壓Vc1係以以下式(39)表 示。
Figure 106110347-A0305-02-0052-40
‧切換電壓Vc2的導出
接著，針對切換電壓Vc2的導出進行說明。
mode2係執行電容電流的第2段的定電流控制。該第2段之mode2的定電流控制，係聯繫mode1的定電流控制與mode3的定電流控制的模式。
藉由電感電流的定電流控制執行步階回應的所有期間的話，輸出電壓vo(k)成為式(13)所示之指數函數的動作，以以下式(40)表示。再者，在此，將電容電流ic(t)中的β，使用mode3的電感電流所致之定電流控制的β3，設為β=β3。
Figure 106110347-A0305-02-0052-41
mode2的最終值的時間點係與mode3的初始時間點相同的時間點，將該時間點設為t=t2的話，輸出電壓vo及電容電流ic分別以以下式(41)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0053-42
Vc2及ic2為mode2的最終值，且為mode3的初始值。mode2的切換電壓Vc2係使用式(41)的ic2，以以下式(42)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0053-43
 在此，為VREF=VH或VREF=VL。
(係數β2、β3的導出)
接著，針對係數β2及β3的導出進行說明。
‧係數β2的導出
mode2係用以盡力不讓振盪發生而從mode1轉送至mode3的轉移模式(Transfer mode)，於mode2中，初始值為Vc1及ic1=IC-REF，最終值為Vc2及ic2。
因此，在mode2中，以mode2的最終值到達式(41)之值之方式進行控制，並且設定為β=β2，以定電流β2‧IC-REF來控制電容電流。β2係於mode2中調整電容電流的指令電流IC-REF的係數。
亦即，用以在(k+1)的時間點到達式(41)式之值的電容電流ic(k+1)，係以以下式(43)表示。
【數45】iC(k+1)=β2IC-REF=iC2…(43)
係數β2係利用將式(41)代入至式(43)所得。
Figure 106110347-A0305-02-0054-44
利用藉由式(44)設定係數β2，可將電容電流ic設為mode2的切換時的ic2。
‧係數β3的導出
接著，針對mode3的控制之β3的導出進行說明。β3係電容電流ic的係數，以於電感電流iL(t)的定電流控制中，可得追隨於直流指令電壓VREF的控制回應之方式選定。
係數β3係以於以式(12)表示之電感電流iL的定電流控制中，可得追隨於指令電壓VREF的控制回應之方式選定。該係數β3的選定係藉由mode3的自動控制系統之穩定判別來進行。以下，針對係數β3的選定進行說明。
(定電壓控制的閉環一階轉移函數)
首先，針對定電壓控制的閉環一階轉移函數進行揭示。於以式(12)表示之電感電流iL(t)中，設為β=β3，以s函數表現的話，則以以下式(45)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0055-45
圖13係揭示以前述之式(45)表示之閉環轉移函數的電路區塊，揭示定電壓控制的一階轉移函數所致之電路狀態。於圖13所示之閉環轉移函數的電路區塊中，控制回應頻率ωc係開路轉移函數的增益到達“1”之處。圖13的開路轉移函數的增益成為1的ωc，係代入式(27)的Av，以以下式(46)所得。
Figure 106110347-A0305-02-0055-46
前述式(46)係揭示控制回應頻率ωc以β3選定，但是，增益成為“1”的控制回應頻率ωc係除了β3之外，受到參數ωn及T的影響，故β3的選定有所限制。因此，藉由選定範圍來訂定β3之值。
(閉環二階轉移函數與β3的選定範圍)
接著，針對閉環二階轉移函數與β3的選定範圍進行揭示。
將mode3的脈衝寬度△T(k)相關式(28)進行變形，以連續函數表現的話，可得以下式(47)。
Figure 106110347-A0305-02-0056-47
前述式(47)的左邊的Vin(t)△T(t)/T係表示輸出電壓vo(t)的平均值。亦即，於圖10的電路中，相當於D1~D3的兩端電壓的平均值電壓。
因此，以s函數表現vo(t)的vo(s)，係使用圖19的電路構造，設為U=Vin(s)△T(s)/T，則成為以下式。
Figure 106110347-A0305-02-0056-48
所以，二階轉移函數vo(s)/VREF(s)係以圖13及圖14表示。圖14係揭示定電壓控制的二階轉移函數的電路狀態。圖14的vo(s)的開路轉移函數，係以以下的式(49)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0056-49
該轉移函數成為正反饋，故對於為了不讓振盪發生來說，控制回應之增益必須選定為“1”以下。根據該增益的限制，可得以下條件式(50)。
Figure 106110347-A0305-02-0056-50
於該條件式(50)中，將以final sigma表示的係數設為0，檢討穩定條件最差之狀況。於該條件式代入式(46)式的話，可得以下式(51)。
Figure 106110347-A0305-02-0057-51
於穩定判別中，控制回應頻率ωc係以前述的條件式限制之外，進而針對開關時間T的空檔時間之影響進行考量。
空檔時間係以exp(-jωcT)=cos(ωcT)-jcos(ωcT)表示。因此，將圖13所示之vo(s)的開路轉移函數的相位餘裕，允許到0[deg]，亦即ωcT=π/2為止之ωc的範圍，係ωc<π/(2T)。
藉由使用式(46)，(1-β3)的範圍係以以下式(52)表示。
Figure 106110347-A0305-02-0057-52
包含式(51)之(1-β3)的範圍係以以下式(53)表示，藉此，可選定係數β3。
Figure 106110347-A0305-02-0057-53
於電感電流iL(t)的定電流控制中，藉由從前述範圍選定係數β3，將增益抑制到“1”以下，可讓控制回應穩定追隨於直流指令電壓VREF。
(輸出電壓vo(t)的檢測)
接著，針對輸出電壓vo(t)的高速檢測進行說明。
對於為了以高開關頻率進行控制來說，需要以高速檢測出輸出電壓vo(t)與電容電流ic(t)。於包含High/Low的2位準的脈衝控制中，尤其，於進行電容電流的定電流控制的mode1及mode2的定電流控制中，檢測出輸出電壓vo(t)與電容電流ic(t)的檢測器，被要求可高速測定。
為了高速檢測出輸出電壓vo(t)，將利用萬用品感測器的回應特性較慢的檢測手段所檢測出之檢測訊號Vo-slow使用來作為初始值vo(0)，對初始值vo(0)與電容電流ic(t)進行高速離散時間處理，獲得輸出電壓vo(t)。於輸出電壓vo(t)的取得中，將利用回應特性較慢的檢測手段所檢測出之檢測訊號Vo-slow設為初始值vo(0)，但是，該檢測僅初始值vo(0)，各時間點的輸出電壓vo(t)的計算，可不須使用回應速度慢的檢測手段來進行，故可進行高速檢測。
mode3係可不需將在各時間點t的輸出電壓vo(t)使用來作為反饋訊號所得，故不受vo-slow所致之外在干擾的影響，在mode3的趨穩區間中讓vo-slow趨穩。於以各 取樣週期進行之mode1~mode3的定電流控制中，在前取樣週期之mode3的最終值的vo-slow，係使用來作為用以獲得在取樣週期的mode1與mode2中使用的vo(t)的初始值vo(0)。
於圖1所示之3相交錯方式的降壓斬波電路的電路例中，將取樣時間T設為T=1/Fs。在此，Fs係開關頻率。
為了高速檢測出輸出電壓vo(t)，設定比滿足Th<0.1‧(T/3)之取樣時間T還短的取樣時間Th。
於該取樣時間Th中，藉由易於進行高速檢測的交流變流器，檢測出電容電流ic(t)，進行以下的離散時間處理。在此，設為Th=tm-tm-1。
Figure 106110347-A0305-02-0059-54
於以廣範圍(1Hz~50Hz)進行High/Low之2位準脈衝動作的2位準脈衝控制中，對Low(High)位準進行趨穩之後，將下個輸出電壓使用來作為下個High/Low之兩位準脈衝動作的High(Low)的初始值電壓。
Low位準脈衝動作的趨穩後，輸出電壓開始從VL到High位準脈衝動作，趨穩後輸出電壓到達VH時，則成為以下式(55)。
Figure 106110347-A0305-02-0060-55
於前述式(55)中相當於VL的初始值vo(0)，係可使用以回應比較慢之萬用品感測器的檢測手段所檢測出之檢測訊號vo-slow。
輸出電壓vo(km)到達趨穩電壓VH-set之後也持續mode3的控制。將到達VH-set的時間設為Tset的話，在mode1及mode2之取樣次數km與Tset之間有以下的關係。
km‧Th>Tset
km>Tset/Th
在實用例中，Tset=8μs、Th=1/60MHz時，則為km>8μs×60MHz=480。在該例中，解析度可得480以上，檢測速度為Th=1/60MHz=0.0167μs。
同樣地，從High位準脈衝動作之趨穩後的電壓VH開始Low位準脈衝動作，趨穩後到達電壓VL時，相當於VH的vo(0)係可使用回應比較慢之萬用品感測器檢測所得之檢測訊號vo-slow。vo(km)到達趨穩電壓VL-set之後也持續mode3的控制。
本發明的電源裝置，係可適用於將主迴路設 為遵從電源裝置的指令訊號的控制，將次迴路設為遵從多相交錯方式之雙方向降壓斬波電路的High/Low的直流指令電壓的2位準無差拍控制的雙重控制系統，可適用於直流電源裝置、UPS等的交流電源裝置、RF產生器等。
以下，使用圖15說明將本發明的電源裝置適用於RF產生器的範例，使用圖16的流程圖說明將本發明的電源裝置適用於RF產生器時的動作例，使用圖17的流程圖說明High/Low的控制例。又，使用圖18說明將本發明的電源裝置適用於直流電源裝置、交流電源裝置的範例。
(RF產生器的適用例)
圖15係用以說明RF產生器之適用例的控制系統的控制區塊圖。控制系統係具備構成主迴路控制系統的PI控制，與構成次迴路控制系統的借差(debit)控制。於構成次迴路控制系統的借差控制，適用本發明的電源裝置之追隨多相交錯方式的雙方向降壓斬波電路之High/Low的直流指令電壓的2位準無差拍控制系統。
在進行High位準與Low位準的2位準控制時，於主迴路中，作為High位準的指令訊號，使用High位準行進波電力指令PH-Forward，或者High位準負載電力指令PH-Load，作為Low位準的指令訊號，使用Low位準行進波電力指令PL-Forward，或者Low位準負載電力指令PL-Load，對從負載側取得之High位準行進波電力或Low位準行進波電力，或者High位準負載電力或Low位準負載電力 進行反饋，以進行PI控制。再者，作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定行進波電力Ph-rat。
另一方面，在次迴路中，將以PI控制所得之High位準指令電壓VH及Low位準指令電壓VL設為指令值，對輸出電壓vo或電容電流ic進行反饋，以進行無差拍控制。
圖16的流程圖，係揭示藉由RF產生器於電漿負載中使電漿點火的啟動模式。在圖16、17的流程圖中，將各工程附加S1~S10、S11、S12的符號進行揭示。
設定RF產生器的額定值，及驅動RF產生器的指令值。作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定行進波電力PH-rat，以設定額定值。又，作為High位準的電力指令PH，輸入High位準行進波電力指令PH-Forward，或High位準負載電力指令PH-Load，作為Low位準的電力指令PL，設定Low位準行進波電力指令PL-Forward，或Low位準負載電力指令PL-Load(S1)。
首先，以連續模式，到High位準電力指令PH為止，例如以20ms進行上升動作(Ramp Up(PH-rat/20ms))(S2)。
因為連續模式所致之電壓上升而電漿不點火時(S3)，藉由前置脈衝控制來進行點火動作。再者，前置脈衝控制係作為誘導電漿點火之主脈衝的前階段，施加脈 衝寬度比主脈衝窄的複數前置脈衝，形成電漿點火的氣氛的控制，關於該前置脈衝控制，專利文獻4有所揭示。
在前置脈衝控制中，例如藉由5kHz的占空控制，在將平均反射電力PREF-ave維持成所定值之狀態下，使供給電力上升至PH為止。平均反射電力PREF-ave的所定值，係例如利用將High位準額定電力PH-rat乘以所定係數來訂定。所定係數例如可設定0.1。該前置脈衝模式的平均反射電力PREF-ave係可使用以占空比10%進行ON/OFF控制的脈衝。
重複前置脈衝模式的型式運轉，重複動作的次數到達規定次數時，則顯示點火(ignition)失敗並進行停止(S4)。
電漿已點火時(S3)，從以High位準設定之High位準電力指令PH開始，確保利用High位準電力指令PH進行趨穩後的High位準的電壓值VH(S5)。
之後，確保藉由下降動作(Ramp Down(PH-rat/20ms))，從High位準電力指令PH下降至Low位準電力指令PL(S6)，趨穩成Low位準電力指令PL之後的Low位準的電壓值VL(S7)。藉此，作為VREF(High)=VH，可利用趨穩後的High位準的指令電壓VH來設定High位準的指令電壓VREF(High)，作為VREF(Low)=VL，可利用趨穩後的Low位準的指令電壓VL來設定Low位準的指令電壓VREF(Low)。
之後，在產生電弧時，藉由電弧遮斷控制來 停止電力供給之後，進行S2~S7的點火動作(S8)，在不進行電弧遮斷控制時，進行High/Low的2位準控制(S10)。
(High/Low位準控制)
接著，使用圖17的流程圖來說明High/Low位準控制例。於圖17的流程圖中，High/Low位準控制，係包含使輸出電力追隨行進波電力的PH(Forward)/PL(Forward)的電力指令，或負載電力的PH(Load)/PL(Load)的電力指令的主迴路(S11)所致之PI控制，與使輸出電壓追隨High/Low之2位準的指令電壓的次迴路(S12)所致之無差拍控制。
在S11的主迴路所致之PH及PL的PI控制中，利用比以次迴路的無差拍控制進行之取樣週期T還慢的取樣週期Tc來進行處理(S11A)。例如，取樣週期Tc可設為50μs，H/L脈衝週期可設為1Hz~50kHz。
於S11A的PI控制的控制工程中所進行的次迴路控制(S12)中，例如在3相交錯所致之狀況中，藉由式(55)所示之以下的式(56)，vo(km)=(ic(km-1)/C)‧Th+vo(km-1)...(56)
運算出使用取樣週期Th的輸出電壓vo(km)。針對3相交錯的各相，作為輸出電壓vo(k)，檢測出每取樣週期T的1/3即T/3所得之vo(km)。
km為解析度，例如，在Tset=8μs、Th=1/60MHz時，成為km>Tset/Th=88μs×60MHz=480。在此例中，解析度可得480以上(S12A)。
取得High位準的指令電壓VH，及Low位準的指令電壓VL(S12B)，分別作為High位準，及Low位準的輸出電壓vo(k)，取得趨穩後的k時間點的vo(km)(S12C)。
求出High位準的脈衝寬度△T(k)(S12D)，使用所得之脈衝寬度△T(k)，進行使輸出電壓vo追隨於High位準的指令電壓VH的控制，接著，求出Low位準的脈衝寬度△T(k)(S12E)，使用所得之脈衝寬度△T(k)，進行使輸出電壓vo追隨於Low位準的指令電壓VL的控制。
從追隨High位準電力指令PH的控制開始，接著進行追隨Low位準的電力指令PL的控制，重複該High位準PH控制與Low位準PL控制，持續進行High/Low脈衝電力控制的運轉。
每於各High/Low脈衝電力控制結束，對High位準的結束電力PH-end及Low位準的結束電力PL-end，與High位準的結束電壓VH-end及Low位準的結束電壓VL-end的資料進行峰值保持(Peak hold)。
該High位準的結束電壓VH-end及Low位準的結束電壓VL-end，係作為指令電壓VH及VL，保持對應High/Low位準之式(12)的指令電壓VREF。又，High位準的結束電力PH-end及Low位準的結束電力PL-end，係使用來作為High/Low脈衝的反饋訊號。
(直流電源裝置、交流電源裝置的適用例)
接著，使用圖18說明將本發明的電源裝置適用於直流 電源裝置、交流電源裝置的範例。
圖18係用以說明將本發明的電源裝置對直流電源裝置、交流電源裝置之適用例的控制系統的控制區塊圖。控制系統係具備構成主迴路控制系統的PI控制，與構成次迴路控制系統的借差控制。於構成次迴路控制系統的借差控制，適用本發明的電源裝置之追隨多相交錯方式的雙方向降壓斬波電路之High/Low的直流指令電壓的2位準無差拍控制系統。
在進行High位準與Low位準的2位準控制時，於主迴路中，作為指令訊號，使用High位準電力指令PH或電壓指令VrefH、Low位準電力指令PL或電壓指令VrefL，對從負載側取得之電力或電壓進行反饋以進行PI控制。再者，作為額定值，輸入額定直流電壓Vo-rat、額定直流電流Io-rat及額定行進波電力PH-rat。
另一方面，在次迴路中，將以PI控制所得之High位準指令電壓VH及Low位準指令電壓VL設為指令值，對輸出電壓vo或電容電流ic進行反饋，以進行無差拍控制。
再者，前述實施型態及變形例之記述，係本發明的電源裝置之一例，本發明並不被限定於各實施型態者，依據本發明的趣旨可進行各種變形，並不是將該等從本發明的範圍排除者。
[產業上之利用可能性]
本發明的電源裝置，係可適用於對於半導體及液晶面板等的製造裝置、真空蒸鍍裝置、加熱‧熔融裝置等之使用高頻的裝置之高頻電力的供給。
1:電源裝置
2:斬波電路
3:開關電路
4:LC電路
5:開關訊號產生部
6:控制部
7:負載
iR:負載電流
Vo:輸出電壓
iL:電感電流
ic:電容電流
VREF:指令電壓值
IREF:指令電流值
Vin:輸入電壓值
C:電容
△T:脈衝寬度
Vc1:切換電壓

Claims (6)

  1. 一種電源裝置，係藉由複數相電流來進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置，其特徵為：具備：LC斬波電路，係構成藉由多相交錯式的多相控制而動作之降壓斬波電路；及控制部，係藉由前述LC斬波電路的多相控制來控制步階回應；前述LC斬波電路與前述控制部，係形成依據將前述LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制所致之前述LC電路的各相的開關控制，使輸出電壓追隨於指令電壓的多相控制所致之步階回應控制的控制系統；前述控制系統，係具備控制電流相關的係數，用來作為對於前述指令電壓之回應特性的調整參數；將前述控制電流設為AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)時，Av係前述控制系統的輸出電壓與指令電壓的差分值所乘的係數；β係前述LC電路的電容電流所乘的係數；於多相交錯式控制中3相交錯式控制的前述係數Av，係 Av=3T/L T為取樣週期，L為LC電路的電感。
  2. 一種電源裝置，係藉由複數相電流來進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置，其特徵為：具備：LC斬波電路，係構成藉由多相交錯式的多相控制而動作之降壓斬波電路；及控制部，係藉由前述LC斬波電路的多相控制來控制步階回應；前述LC斬波電路與前述控制部，係形成依據將前述LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制所致之前述LC電路的各相的開關控制，使輸出電壓追隨於指令電壓的多相控制所致之步階回應控制的控制系統；前述控制系統，係具備控制電流相關的係數，用來作為對於前述指令電壓之回應特性的調整參數；將前述控制電流設為AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)時，Av係前述控制系統的輸出電壓與指令電壓的差分值所乘的係數；β係前述LC電路的電容電流所乘的係數； 前述係數β係滿足以下計算式的係數β3；
    Figure 106110347-A0305-02-0072-56
     於多相交錯式控制中3相交錯式控制的ωn，係
    Figure 106110347-A0305-02-0072-57
     T為取樣週期，L為LC電路的電感，C為LC電路的電容。
  3. 一種包含LC斬波電路之電源裝置的控制方法，且為藉由複數相電流來進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置的控制方法，其特徵為：具備藉由將前述LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制，控制前述LC電路之各相的開關，使輸出電壓追隨於指令電壓的多相控制所致之步階回應控制的控制系統；藉由訂定對於前述指令電壓之追隨特性的係數，調整前述控制系統的回應特性；將前述控制電流設為AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)時，Av係前述控制系統的輸出電壓與指令電壓的差分值所乘的係數； β係前述LC電路的電容電流所乘的係數。
  4. 如申請專利範圍第3項所記載之電源裝置的控制方法，其中，於多相交錯式控制中3相交錯式控制的前述係數Av，係Av=3T/L T為取樣週期，L為LC電路的電感。
  5. 一種包含LC斬波電路之電源裝置的控制方法，且為藉由複數相電流來進行多相控制之多相交錯式控制的電源裝置的控制方法，其特徵為：具備藉由將前述LC斬波電路之各相電流的合成電流設為控制電流的定電流控制，控制前述LC電路之各相的開關，使輸出電壓追隨於指令電壓的多相控制所致之步階回應控制的控制系統；藉由訂定對於前述指令電壓之追隨特性的係數，調整前述控制系統的回應特性；將前述控制電流設為AV{VREF-vO(t)}+βiC(t)+iR(t)時，Av係前述控制系統的輸出電壓與指令電壓的差分值所乘的係數； β係前述LC電路的電容電流所乘的係數。
  6. 如申請專利範圍第5項所記載之電源裝置的控制方法，其中，前述係數β係滿足以下計算式的係數β3；
    Figure 106110347-A0305-02-0074-58
     於多相交錯式控制中3相交錯式控制的ωn，係
    Figure 106110347-A0305-02-0074-59
     T為取樣週期，L為LC電路的電感，C為LC電路的電容。
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