KR101610469B1 - 다상 인터리브 컨버터 및 이의 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다상 인터리브 컨버터에 관한 것으로서, 직류(Direct Current) 또는 교류(Alternating Current) 입력전압을 다른 레벨의 직류(DC) 출력전압으로 변환하기 위하여 각각의 입력이 병렬로 연결되고 각각의 출력도 병렬로 연결되는 n개의 각 상별 서브 회로들; 전류제어 지령과 상기 n개의 각 상별 서브 회로들 중 어느 하나의 상 전류 값을 입력받아 상기 어느 하나의 서브 회로를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 전류제어기; 및 상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값을 입력받고, 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호를 입력받아 상기 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 밸런싱 제어기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

다상 인터리브 컨버터 및 이의 제어 방법{Multi-phase interleaved converter and conrol method thereof}
본 발명은 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 다상 인터리브 컨버터 및 이의 제어 방법에 관한 것이다.
인터리브(Interleave) 방식의 컨버터(Converter)는 전류 흐름의 다분화와 상의 수만큼 분배된 위상차의 발생으로 인한 전류 간의 상쇄효과에 기인하여 전체 전류 리플의 크기를 줄일 수 있는 방식으로 알려져 있다.
또한, 이러한 인터리브 방식의 컨버터는 입출력 필터(Filter)의 용량과 체적을 줄일 수 있는 이점이 있는 것으로 알려져 있다.
도 1과 도 2는 종래의 인터리브 컨버터의 전류 제어 방식을 보여주는 도면으로서, VO는 출력전압을, IA,IB, IC는 각 상 전류를,DA, DB, DC는 각 상의 듀티비(Duty Ratio)를 나타낸다(IX:X상 전류, DX:X상 듀티비).
통상 다상 인터리브(Multi-phase Interleaved) 방식 컨버터의 전류 제어 기술은 도 1 및 도 2에 나타낸 바와 같은 두 가지 방법을 사용하고 있다.
첫 번째는 가장 많이 이용되는 방식으로, 도 1에 나타낸 바와 같이 전압제어기(24)는 한 개, 전류제어기(21,22,23)는 상의 개수만큼 설계하는 방식이다.
즉, 각 상별 전류 제어기(21,22,23)를 적용하여, 각 상별 전류제어기(21,22,23)가 각 상의 전류(IA,IB,IC)를 센싱받아 각 상마다 해당 상의 컨버터를 제어하기 위한 듀티비 신호(DA,DB,DC)를 생성하는 방식이며, 이 방식을 사용하게 될 경우 전류제어기(21,22,23)를 각기 적용함으로써 전류 평형을 이룰 수 있으나, 마이컴의 부하율이 높아지는 문제점이 존재한다.
두 번째는 도 2에 나타낸 바와 같이 전압제어기(24)와 전류제어기(21)를 한 개씩 설계하는 방식이다.
전류제어기(21)는 한 상의 전류(IA)을 센싱받아 한 상에 대해서 전류 제어를 실시하여 듀티비(DA)를 생성하고, 나머지 상들은 동일한 듀티비(DB,DC)를 일정 크기(상 개수에 따라 상이함)로 위상 천이(Phase Shift)하여 제어하는 방식을 사용한다.
이 방식은 한 상의 전류제어기(21)를 사용하므로 나머지 상들의 전류 변화를 순시적으로 정확하게 반영하지 못하여 전류 불균형을 발생시킬 수 있다.
좀더 상세히 설명하면, 도 1의 인터리브 컨버터는 입력전압원(30)이 내보내는 출력(VIN)을 다상 인터리브 방식의 컨버터(10)를 이용해 변환하여 출력으로 전달하는데, 각 상을 담당하는 컨버터(11,12,13)를 제어하는 인터리브 제어기(20)는 각각의 상을 담당하는 컨버터(11,12,13)마다 각각의 전류제어기(21,22,23)를 구비하고 있다.
즉, A상을 담당하는 서브 회로(11)에는 A상을 담당하는 전류제어기(21)가, B상을 담당하는 서브 회로(12)에는 B상을 담당하는 전류제어기(22)가, C상을 담당하는 서브 회로(13)에는 C상을 담당하는 전류제어기(23)가 각각 구비되어 있다.
이러한 방식의 인터리브 컨버터에서 출력단 캐패시터(Capacitor)(40)의 전압(VO)은 전압제어기(23)가 측정하여 각각의 전류제어기(21,22,23)에 전달하고, 각 상별 전류제어기(21,22,23)는 각각의 상을 제어하는 듀티비 신호(DA,DB,DC)를 각각 생성하여, 이를 인터리브 컨버터(10)에 전달함으로써 컨버터에서 출력하는 전류를 조절한다.
따라서, 각 상을 담당하는 전류제어기(21,22,23)가 각각 구비됨으로써, 인덕터 전류의 평형을 쉽게 달성할 수 있으나, 마이컴(Micom)의 부하율이 높아지는 문제점이 존재하게 된다.
여기서, 인덕터 전류라고 지칭되는 전류는 각상을 담당하는 전류제어기(21,22,23)가 출력으로 내보내는 전류이다.
도 2는 종래의 인터리브 컨버터의 방식 중 전류제어기를 하나만 구비한 경우를 보여주는 도면이다.
도 2의 인터리브 컨버터도 입력전압원(30)이 내보내는 출력(VIN)을 다상 인터리브 방식의 컨버터(10)를 이용하여 출력으로 전달하는데, 각 상을 담당하는 컨버터(11,12,13)를 제어하는 인터리브 제어기(20)는 하나의 전류제어기(21)만을 구비하고 있다.
그리고, 하나의 전류제어기(21)가 내보내는 출력신호를 위상 천이하여 다른 상의 인터리브 컨버터(12,13)를 제어한다.
즉, A상, B상, C상을 구비한 인터리브 컨버터 방식이고, 전류제어기(21)가 A상을 담당하는 경우, B상과 C상을 각각 담당하는 컨버터(12,13)는 A상을 담당하는 전류제어기(21)가 출력한 신호를 위상천이기(25,26)를 이용하여 각각 120, 240도 위상 천이하여 B상, C상의 제어에 사용하는 방식을 취한다.
다시 말하면, 한 개의 전류제어기(21)를 사용하여 한 상의 전류제어를 위한 듀티비 신호(DA)를 생성하고, 나머지 두 상은 동일한 듀티비를 갖는 신호(DB,DC)를 위상천이기(25,26)를 통해 각각 120, 240도 위상 천이하여 제어하는 것이다.
이러한 방식은 마이컴의 부하량은 감소시킬 수 있는 이점은 있으나, 다른 상의 전류 변화를 순시적으로 정확하게 반영하지 못하여 전류 불균형을 발생시킬 수 있는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창출한 것으로서, 다상 인터리브 방식의 컨버터에서 발생할 수 있는 상별 전류 불균형의 문제를 해결하여 파워소자를 효과적으로 보호할 수 있는 다상 인터리브 컨버터를 제공하고자 한다.
또한, 상별 전류 불균형을 해결할 수 있는 효과를 달성하면서도, 하나의 전류제어기와 밸런싱 제어기를 구비함으로써 연산과정을 단순화하여 마이컴의 부하율을 저감시킬 수 있는 다상 인터리브 컨버터를 제공하고자 한다.
상기한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 양태에 따르면, 직류(Direct Current) 또는 교류(Alternating Current) 입력전압을 다른 레벨의 직류(DC) 출력전압으로 변환하기 위하여 각각의 입력이 병렬로 연결되고 각각의 출력도 병렬로 연결되는 n개의 각 상별 서브 회로들; 전류제어 지령과 상기 n개의 각 상별 서브 회로들 중 어느 하나의 상 전류 값을 입력받아 상기 어느 하나의 서브 회로를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 전류제어기; 및 상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값을 입력받고, 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호를 입력받아 상기 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 밸런싱 제어기를 포함하는 다상 인터리브 컨버터를 제공한다.
또한, 본 발명의 다른 양태에 따르면, 다상 인터리브 컨버터의 n개의 서브 회로들의 상 전류 값이 각각 센싱되는 단계; 전류제어기가 전류제어 지령과 상기 n개의 각 상별 서브 회로들 중 어느 하나의 상 전류 값을 입력받아 상기 어느 하나의 서브 회로를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 단계; 및 밸런싱 제어기가 상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값을 입력받고, 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호를 입력받아, 상기 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 단계를 포함하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법을 제공한다.
이에 따라, 본 발명의 다상 인터리브 컨버터에 의하면 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 마이컴의 부하량을 줄일 수 있는 효과가 있다. 따라서, 마이컴을 다량 사용하거나 기존 고가의 마이컴을 사용하던 방식과 비교하여 마이컴의 수를 줄이거나 낮은 사양의 저가 마이컴으로 대체할 수 있어 비용을 절감할 수 있는 효과가 있고, 종래의 각 상 전류 제어 대비 마이컴의 부하율을 저감함으로써 각종 제어 수행을 원할하게 할 수 있다.
둘째, 제어 기법의 간단한 개선을 통해 다상 인터리브 컨버터에서 발생할 수 있는 상 간 전류 불평형 문제와 다량의 전류제어기의 사용으로 인한 마이컴 부하율 상승 등의 문제를 해결할 수 있는 효과가 있다. 따라서, 전류가 어느 한 상을 담당하는 컨버터의 파워 소자에 과도하게 흐르게 되는 것을 방지할 수 있고, 파워 소자의 과부하 및 소손, 마이컴 제어 불능 상태 등과 같은 문제점을 해소할 수 있으며, 인터리브 컨버터의 성능 및 신뢰성 향상, 파워 소자 및 제어 측면의 신뢰성과 상품성 확보가 가능해지는 효과가 있다.
셋째, 각 상을 담당하는 서브 회로의 인덕터 전류를 평형 상태로 유지할 수 있으므로 인덕터 전류의 리플을 줄일 수 있는 효과가 있으며, 각 상의 전압/전류의 순시적 변화를 반영하여 빠르게 반응하도록 할 수 있다.
도 1과 도 2는 종래의 인터리브 컨버터의 전류 제어 방식을 보여주는 도면이다.
도 3은 3상 인터리브 컨버터의 각 서브(Sub) 모듈(Module)에서 출력하는 전류의 값의 크기를 비교한 결과를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터의 각 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비가 조절되는 상태를 보여주는 도면이다.
도 5는 본 발명에서 밸런싱 제어기를 통해 각 상 간 전류 오차를 이용하여 각 상의 듀티를 차등 적용할 경우의 전류 균형 제어 상태를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터의 구성도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다상(n상) 인터리브 컨버터 내 밸런싱 제어기의 내부 제어 블록을 보여주는 도면이다.
도 8은 종래의 다상 인터리브 컨버터에서 각 상의 인덕터 전류를 보여주는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 밸런싱 제어기가 적용된 다상 인터리브 컨버터의 출력단 전류를 측정한 결과이다.
도 10은 본 발명에서 균형전류 지령 생성 블록을 추가로 구비한 밸런싱 제어기를 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터의 구성도이다.
도 12는 도 11에 도시된 실시예에서 다상 인터리브 컨버터의 출력단 전류를 측정한 결과이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
도 3은 다상 인터리브 컨버터의 각 서브(Sub) 모듈(Module)에서 출력하는 전류의 값의 크기를 비교한 결과를 나타내는 도면이다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터에서 서브 회로라고 지칭되는 것은 A상(제1상) 또는 B상(제2상), C상(제3상)을 담당하는 컨버터(A, B, C상의 3상인 경우임, 다상은 n상이 될 수 있음)의 각 가지를 지칭하는 것일 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터에서 n개의 서브 회로는 직류(Direct Current) 또는 교류(Alternating Current) 입력전압을 다른 레벨의 직류(DC) 출력전압으로 변환하기 위하여 각각의 입력이 병렬로 연결되고 각각의 출력이 병렬로 연결된다.
그리고, 이러한 각 가지는 반도체 스위칭 소자를 이용하여 하프(Half) 브릿지(Bridge) 또는 풀(Full) 브릿지 형태로 제작될 수 있다.
그러나, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다상(A,B,C,...,n상) 인터리브 컨버터의 경우에는 이러한 회로 토폴로지(Topology) 보다는 이러한 토폴로지를 구동하는데 더 중점을 두고자 하므로 당해 기술분야에서 차용 가능한 어떠한 형식의 회로도 사용될 수 있음을 유념해야 할 것이다.
A상, B상, C상의 3상(n=3)의 예에서, 도 3의 (a)에서는 현재 B상을 담당하는 서브 회로에서의 인덕터 전류가 A상을 담당하는 출력전류보다 더 크고, C상의 전류는 B상의 전류보다 더 큰 것을 확인할 수 있다(IA<IB<IC).
사실, 도 3에서 B상을 담당하는 서브 회로에서 출력하는 인덕터 전류의 위상은 A상을 담당하는 인덕터 전류보다 120도 뒤처져서 출력되어야 하나(C상의 경우 B상보다 120도 뒤처져 출력됨), 도 3에서는 각 서브 회로의 출력전류의 크기를 효율적으로 비교하기 위하여 동일 위상을 가지는 것으로 나타내었다.
이렇게 B상, C상을 담당하는 서브 회로에서 인덕터 전류를 더 많이 내보내고 있으면, B상, C상 서브 회로에서 반도체 스위칭 소자로 차용되는 절연 게이트 양극성 바이폴라 트랜지스터(IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor)와 같은 파워 소자(Power Element)는 더 많은 도통 전류를 담당하여야 하므로 과부하가 걸리게 된다.
또한, A상과 B상, C상을 담당하는 서브 회로에서 내보내는 인덕터 전류의 편차가 크므로 전체 출력전류의 리플(Ripple)도 크게 된다.
이를 개선하기 위해서는 A상 서브 회로를 제어하는 제어신호의 듀티를 늘리고 B상, C상의 서브 회로를 제어하는 제어신호의 듀티를 줄이면 된다.
또한, 도 3의 (b)와 같이 IC<IA<IB인 경우에도 C상 듀티를 늘리고 A상, B상 듀티를 줄이면 되며, 본 발명에서는 밸런싱 제어기를 통해 상 간의 전류 오차를 이용하여 각 상의 듀티를 차등 적용하게 된다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터의 각 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비가 조절되는 상태를 보여주는 도면이다.
종래에는 A상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티와 B상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티, C상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티가 동일함을 확인할 수 있다.
A상을 담당하는 서브 회로의 제어신호와 B상을 담당하는 서브 회로의 제어신호, C상을 담당하는 서브 회로의 제어신호 간의 차이는 120도(3상의 예에서 360/n, n=3)의 위상차만 있을 뿐이다.
하지만, 도 3의 (a)에 나타낸 바와 같이 B상, C상을 담당하는 서브 회로에 A상보다 더 많은 인덕터 전류가 실리는 전류 불평형 상태를 개선하기 위해서는, 도 4의 (a)에서와 같이 A상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티를 늘리고, B상, C상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티를 줄이면 된다.
즉, A상을 담당하는 서브 회로의 반도체 스위칭 소자는 더 오랫동안 온(On)하는 과정을 수행하게 하면 되고, B상, C상을 담당하는 서브회로의 스위칭 소자는 현재 구동시간보다 더 짧은 시간 동안만 온(On)하는 과정을 수행하면 되는 것이다.
또한, 도 3의 (b)에 나타낸 바와 같이 A상, B상을 담당하는 서브 회로에 C상보다 더 많은 인덕터 전류가 실리는 전류 불평형 상태를 개선하기 위해서는, 도 4의 (b)에서와 같이 C상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티를 늘리고, A상, B상을 담당하는 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티를 줄이면 된다.
즉, C상을 담당하는 서브 회로의 반도체 스위칭 소자는 더 오랫동안 온(On)하는 과정을 수행하게 하면 되고, A상, B상을 담당하는 서브회로의 스위칭 소자는 현재 구동시간보다 더 짧은 시간 동안만 온(On)하는 과정을 수행하면 되는 것이다.
본 발명에서는 밸런싱 제어기를 통해 각 상 간 전류 오차를 이용하여 도 4의 (a), (b)와 같이 각 상의 듀티를 차등 적용하며, 그 결과 각 상 간의 전류 불평형 상태가 도 5에 나타낸 바와 같이 개선될 수 있다.
도 5에서도 각 상에서 출력되는 전류의 크기를 비교하기 위하여 동일한 위상을 가지도록 도시하였으나, 3상의 예에서 실제로 B상을 담당하는 서브 회로에서 출력되는 전류는 A상을 담당하는 서브 회로에서 출력되는 전류보다 120도(360/n×1, n=3) 뒤진 값, 그리고 C상을 담당하는 서브 회로에서 출력되는 전류는 A상을 담당하는 서브 회로에서 출력되는 전류보다 240도(360/n×2, n=3) 뒤진 값을 가질 수 있다.
도 6은 이러한 본 발명의 개념을 구현하기 위한 다상 인터리브 컨버터를 구체화하여 나타낸 도면으로, A상, B상, C상의 3상 적용의 예를 나타내고 있다.
본 발명의 실시예에 따른 3상 인터리브 컨버터는 3상 인터리브 방식으로 구현된 회로 토폴리지(100), 인터리브 제어기(200), 입력전압원(300, VIN) 및 출력단 캐패시터(400)를 포함하여 구성될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 3상 인터리브 컨버터의 회로 토폴리지(100)는 A상을 담당하는 서브 회로(110)와 B상을 담당하는 서브 회로(120), C상을 담당하는 서브 회로(120)를 포함하여 구성될 수 있다.
그리고, 이러한 서브 회로(110,120,130)에 제어신호를 인가하는 인터리브 제어기(200)는 전류제어기(210), 전류제어기(210) 후단에 위치하는 밸런싱 제어기(220), 위상천이기(231,232) 및 전압제어기(240)를 포함할 수 있다.
이 중에서 전압제어기(240)는 n개의 서브 회로들의 출력전압, 즉 출력단 캐패시터(400)의 출력전압(VO)를 입력받아서 그 크기에 비례하는 출력신호(전류제어 지령)를 전류제어기(210)에 전달할 수 있다.
상기 전류제어기(210)는 전압제어기(240)가 출력하는 출력신호(전류제어 지령)과 상기 각 상의 서브 회로들 중 어느 한 상의 서브 회로(110)의 인덕터 전류(IA)를 입력받아서 상기 한 상에 대한 제어신호(DA)를 생성하여 출력할 수 있다.
예를 들면, 상기 전류제어기(210)는 A상을 담당하는 서브 회로(110)에서 출력되는 전류인 IA와 전압제어기(240)로부터의 신호를 입력받고, 그로부터 A상을 담당하는 서브 회로(110)를 제어하기 위한 듀티비 신호 DA를 출력할 수 있다.
상기 밸런싱 제어기(220)는 각 상의 전류 센싱 정보(IA,IB,IC)와 전류제어기의 출력인 임의의 한 상(도 6의 예에서는 A상, 도 7의 예에서는 1상)의 듀티비(도 6의 예에서 DA)를 입력정보로 가지게 된다.
또한, 상기 밸런싱 제어기(220)에는 균형전류 지령이 설정되는데, 상기 균형전류 지령으로는 임의의 한 상의 센싱된 전류가 설정되며, 이때 전류제어기(210)에서 사용되는 전류(도 6의 예에서는 A상 전류인 IA, 도 7의 예에서는 1상의 센싱 전류)가 균형전류 지령으로 설정될 수 있다.
이에 밸런싱 제어기(220)는 센싱된 각 상 전류(IA,IB,IC)와 상기 임의의 한 상에 대한 듀티비(DA), 그리고 상기 균형전류 지령(IA)로부터 나머지 상에 대한 듀티비(DB,DC)를 구하여 출력할 수 있다.
이에 대해 도 7을 참조하여 설명하면, 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 다상(n상) 인터리브 컨버터 내 밸런싱 제어기(220)의 내부 제어 블록을 보여주는 도면이다.
도 7에서는 다상(n상) 인터리브 컨버터에서 각 상을 1상, 2상, 3상,...,n으로 표기하였으며, 다만 도 6의 예는 3상의 예, 즉 1상을 A상, 2상을 B상, 3상을 C상으로 하는 예를 나타내는 것임을 밝혀둔다.
예시된 밸런싱 제어기(220)는 각 상(1,2,3,...,n상)을 담당하는 서브 회로(도 6에서 110,120,130)로부터 센싱되어 출력되는 각 상(도 6의 예에서 A상, B상, C상)의 전류(n상의 전류, 도 6의 예에서 IA,IB,IC)를 입력받으면서 각 상의 전류 중 임의의 한 상의 전류, 즉 예시된 바와 같이 1상 전류(예를 들면 도 6의 예에서 A상 전류)를 균형전류 지령으로 사용하도록 설정되어 있고, 입력된 센싱 전류 정보로부터 2상 전류(도 6의 예에서 B상 전류), 3상 전류(도 6의 예에서 C 상 전류),...,n상 전류와 균형전류 지령 간의 오차를 산출하게 된다.
또한, 밸런싱 제어기(220)는 이러한 오차를 반영하여 1상(도 6의 예에서 A상)을 제외한 나머지 각 상(2상, 3상,...,n상, 도 6의 예에서 B, C상)을 담당하는 서브 회로(도 6의 예에서 도면부호 120, 130로 지시된 B상, C상의 서브 회로)의 구동에 필요한 제어신호의 듀티비(2상 듀티비, 3상 듀티비,...,n상 듀티비, 예를 들면 도 6의 예에서 DB, DC)를 결정한다.
이때, 밸런싱 제어기(220)에서 1상을 제외한 나머지 각 상의 듀티비로 조절되어 출력되는 제어신호는 상기 나머지 각 상을 담당하는 각 서브 회로(도 6의 예에서 도면부호 120, 130으로 지시된 B상, C상의 서브 회로)에 인가되기 전에 위상천이기(231,232)를 거치면서 360/n×(n-1)도(도 6의 경우 n=3임)로 위상 천이되어 각 서브 회로(120,130)에 인가된다.
본 발명에서 제어신호의 듀티비를 조절하는 과정에 대해 좀더 설명하면, 본 발명의 실시예에 따른 다상(n상) 인터리브 컨버터는 먼저 각 상(1상, 2상, 3상,...,n상)을 담당하는 서브 회로에서 출력하는 전류(1상 전류, 2상 전류, 3상 전류,...,n상 전류)를 센싱하는 과정을 거칠 수 있다.
그리고, 균형전류 지령(1상 전류)과 각 상의 전류 오차를 계산하여 이러한 오차를 반영하여 각 상에 인가되는 제어신호의 듀티비를 차등 적용하고, 이렇게 듀티비가 조절된 제어신호를 출력하여 각각의 서브 회로에 인가한다.
이 과정에서 밸런싱 제어기(220)가 각 상의 전류를 입력받으며, 각 상의 전류 중 전류제어기(210)에서 듀티비를 생성하는데 사용하는 어느 한 상의 전류(1상 전류)를 균형전류 지령으로 사용하여 나머지 각 상의 전류에서 균형전류 지령을 빼서 그 오차를 구할 수 있다.
이 과정은 덧셈기(221)을 통하여 이루어질 수 있다.
그 다음으로, 각 오차값은 각각 일정한 증폭비로 증폭되는 단계를 거칠 수 있으며, 예를 들어 이 오차값은 Kp, Ki라는 게인(Gain) 값으로 증폭될 수 있다. 즉, Kp라는 이득을 가지는 증폭기(222)와 Ki라는 이득을 가지는 증폭기(223)을 통하여 이루어질 수 있다.
그리고, 일정한 값으로 증폭된 신호 중의 하나는 적분기(224)를 통하여 적분 되는 과정을 거칠 수 있다. 일 예로, 도 7의 예에서 Ki의 크기로 증폭된 신호가 증폭기(223)를 거치면서 증폭되는 단계가 수행될 수 있다.
또한, 일정한 게인값을 거쳐서 증폭된 값들과 이들 중 적분 과정을 거친 값이 덧셈기(225)를 거치면서 조정되어야 할 듀티비의 차이값인 ΔD가 구해질 수 있다.
그 다음으로 ΔD로부터 적절히 조절되어야 할 듀티비를 구하는 과정을 거칠 수 있다. 즉, 각 상의 신호는 1-ΔD2, 1-ΔD3,...,1-ΔDn으로 조절되는 과정을 거칠 수 있다. 이러한 기능을 수행하는 블록은 듀티 조절기(226)로 지칭될 수 있다.
그리고, 이 신호들은 곱셈기(227)을 통하여 전류제어기(210)가 내보내는 신호와 곱해져서 1상을 제외한 각 상을 담당하는 서브 회로의 구동에 필요한 제어신호의 듀티비로 구해질 수 있다.
또한, 1상을 담당하는 서브 회로를 구동하기 위한 구동신호와는 달리, 2상, 3상,...,n상을 담당하는 서브 회로를 구동하기 위한 구동신호는 위상천이기(231,232)를 거쳐서 2상, 3상,...,n상을 담당하는 서브 회로의 반도체 스위칭 소자에 인가될 수 있다.
즉, 1상 대비 2상의 경우 360/n×1, 3상의 경우 360/n×2,...,n상의 경우 360/n×(n-1)도씩 각각 위상이 지연되어 각 상을 담당하는 서브 회로의 반도체 스위칭 소자에 입력될 수 있다.
도 7은 각 상의 듀티비가 차등 적용될 수 있도록 하기 위한 구체적인 일 예를 나타내는 것으로, 본 발명에서는, 전류 불균형 문제를 개선하기 위해 임의의 한 상을 제외한 나머지 상의 듀티비를 결정함에 있어서, 상기 임의의 한 상(예, 1상)을 제외한 나머지 각 상의 전류와 균형전류 지령 간의 오차값을 구한 뒤, 각 상의 오차값으로부터 듀티비 차이값(듀티비 보정값) ΔD2, ΔD3,...,ΔDn을 구하고, 이 값과 상기 임의의 한 상(1상)의 듀티비를 이용하여 소정의 연산(더하기, 곱하기, 빼기 또는 나누기 등) 과정을 거쳐 나머지 각 상의 듀티비(2상, 3상,...,n상 듀티비)를 구함으로써, 전류 균형 발생시 각 상의 듀티비가 차등 적용될 수 있도록 한다.
또한, 도면으로 예시하지는 않았으나, 밸런싱 제어기가, 상기 균형전류 지령과 상기 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값의 차이값을 구하고, 상기 각 차이값을 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭하여 듀티비 보정값을 구한 뒤, 1에서 상기 듀티비 보정값을 뺀 값을 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호의 듀티비에 곱하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 제어신호로 인가하도록 구성될 수도 있다.
도 8과 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 다상(3상) 인터리브 컨버터의 적용 전과 적용 후의 인덕터 전류의 값을 비교하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다상(3상) 인터리브 컨버터가 적용되기 전, 즉 밸런싱 제어기(220)를 미구비한 상태에서의 각 상의 인덕터 전류를 보여주는 그래프이다.
빨간색 그래프는 1상(A상)의 인덕터의 전류를 나타내고, 녹색 그래프는 2상(B상)의 인덕터의 전류를 나타내며, 파란색 그래프는 3상(C상)의 인덕터의 전류를 나타낸다.
종래의 경우 실제 인터리브 컨버터의 각 상 전류는 도 8에 나타낸 형태와 같이 상마다 차이가 존재하며, 파형을 분석해보면 각 상 전류는 시간이 지남에 따라 불평형이 심해지는 양상을 보일 가능성이 있음을 확인할 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 밸런싱 제어기(220)가 적용된 다상(3상) 인터리브 컨버터의 출력단의 전류를 측정한 결과이다.
역시, 빨간색 그래프는 1상(A상)의 인덕터 전류를 나타내고, 녹색 그래프는 2상(B상)의 인덕터 전류를 나타내며, 파란색 그래프는 3상(C상)의 인덕터의 전류를 나타낸다.
도 9의 그래프를 참조하면, 도 8의 그래프와는 달리 각 상의 인덕터 전류의 파형이 많이 일치되는 것을 확인할 수 있다.
한편, 도 7의 실시예는 균형전류 지령으로 임의의 한 상의 전류를 그대로 이용하는 실시예이나, 도 10은 1개의 상 전류 또는 그 이상의 다상 전류 정보를 입력으로 하여 그로부터 연산된 균형전류 지령을 출력하는 별도의 균형전류 지령 생성 블록(228)을 밸런싱 제어기(220) 내에 추가로 구비한 실시예를 나타낸다.
상기 균형전류 지령 생성 블록(228)은 1개의 상 또는 그 이상의 다상 전류 정보로부터 소정의 연산 과정을 통해 구해진 연산값을 균형전류 지령으로 생성하며, 생성된 균형전류 지령은 도 7의 실시예와 동일하게 이용된다.
도 10의 실시예에서 별도의 균형전류 지령 생성 블록(228)을 구비하는 점을 제외하고는 동일한 과정으로 각 상의 듀티비가 차등 적용되므로 중복 설명을 피하기 위해 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
다음으로, 도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 다상 인터리브 컨버터의 구성도이다.
도 11의 실시예에서는 전류 균형 제어가 가능할 뿐만 아니라 제어기의 연산시간을 감소시켜 마이컴의 부하율을 낮출 수 있다는 이점이 있다.
즉, 밸런싱 제어기(220)의 수행주기를 전류제어기(210)의 수행주기에 비해 길게 하면서 밸런싱 제어기(220)의 연산시간을 전류제어기(210)의 연산시간에 비해 작게 할 수 있고, 이를 통해 마이컴의 부하율을 감소시키는 효과를 얻는 것이다.
이를 위해 도 11의 실시예에서는 각 상의 센싱 전류를 평균화하는 상별 필터(500)를 추가로 구비하며, 도 6 및 도 10의 실시예와 비교하여 각 상별 필터(500)를 추가로 더 구비한 점(n상의 경우 n개의 필터를 구비함)에 차이가 있을 뿐 각 구성요소의 역할이나 연산 과정 등에 있어서는 차이가 없다.
다만, 도 11의 실시예에서는 밸런싱 제어기(220)가 센싱된 각 상 전류(IA,IB,IC)를 바로 이용하는 대신 각 필터(500)를 통과하여 평균화된 전류(IA _ filter, IB _ filter, IC _ filter)를 입력 정보로 이용할 수 있도록 한다.
도 11의 실시예에서, 필터(500)를 적용하여 각 상의 전류를 평균화하는 과정이 추가될 뿐, 각 상 전류 입력 정보(각 상별 평균 전류 정보)를 이용하여 각 상별 듀티비를 연산 및 조절하는 밸런싱 제어기(220)의 연산 과정, 및 위상천이기(231,232)의 위상 천이 과정 등은 앞서 설명한 도 5의 실시예와 비교하여 차이가 없으므로, 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
일반적으로 다상 인터리브 컨버터의 전류 불균형은 인덕터의 가공 공차나 저항의 차이 등과 같은 하드웨어적인 다양한 요소로 인해 발생할 수 있으며, 전류 균형 제어는 빠른 응답성을 요구하지 아니하므로, 도 11의 실시예에서는 간단한 필터(500)를 추가로 이용하여 평균화된 상 전류를 밸런싱 제어기(220)에 입력 정보로 전달하여 전류의 균형 제거가 가능하도록 한다.
이와 같이 필터(500)를 이용한 인터리브 컨버터의 균형 전류 제어 방법에 따르면, 밸런싱 제어기(220)의 연산시간을 감소시켜(부하율을 낮출 수 있는 수행주기 적용) 마이컴의 부하율을 저감시킬 수 있고, 더불어 이 역시 인터리브 컨버터에서 발생할 수 있는 상 간 불평형 문제 및 그로 인한 파워 소자의 과부하, 소손 등을 방지할 수 있는 효과를 제공한다.
도 12는 도 11에 도시된 실시예에서 다상 인터리브 컨버터의 출력단 전류를 측정한 결과이다.
빨간색 그래프는 1상(A상)의 인덕터 전류를 나타내고, 녹색 그래프는 2상(B상)의 인덕터 전류를 나타내며, 파란색 그래프는 3상(C상)의 인덕터의 전류를 나타낸다.
도 12의 그래프를 참조하면, 각 상의 인덕터 전류의 파형이 많이 일치되는 것을 확인할 수 있다.
이상으로 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였는바, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니며, 다음의 특허청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당 업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 포함된다.
100 : 다상 인터리브 컨버터
110 : A상을 담당하는 서브 회로
120 : B상을 담당하는 서브 회로
130 : C상을 담당하는 서브 회로
200 : 인터리브 제어기
210 : 전류제어기
220 : 밸런싱 제어기
231,232 : 위상천이기
240 : 전압제어기
221 : 덧셈기
222 : 증폭기
223 : 증폭기
224 : 적분기
225 : 덧셈기
226 : 듀티 조절기
227 : 곱셈기
228 : 균형전류 지령 생성 블록
300 : 입력전압원
400 : 출력단 캐패시터
500 : 필터

Claims (24)

  1. 직류(Direct Current) 또는 교류(Alternating Current) 입력전압을 다른 레벨의 직류(DC) 출력전압으로 변환하기 위하여 각각의 입력이 병렬로 연결되고 각각의 출력도 병렬로 연결되는 n개의 각 상별 서브 회로들;
    전류제어 지령과 상기 n개의 각 상별 서브 회로들 중 어느 하나의 상 전류 값을 입력받아 상기 어느 하나의 서브 회로를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 전류제어기; 및
    상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값을 입력받고, 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호를 입력받아 상기 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 밸런싱 제어기를 포함하는 다상 인터리브 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전류제어 지령은 전압제어기가 상기 n개의 서브 회로들의 출력전압을 입력받아서 그 크기에 비례하여 출력하는 출력신호인 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 어느 하나의 서브 회로의 상 전류 값으로부터 정해지는 균형전류 지령과 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값 간의 차이값을 계산하여 상기 차이값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  4. 제1항 또는 제3항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 n개의 서브 회로들 중 어느 한 상의 서브 회로의 상 전류가 다른 상의 서브 회로의 상 전류보다 큰 경우에는 상 전류가 큰 상기 어느 한 상의 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비를 줄이는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  5. 제1항 또는 제3항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 n개의 서브 회로들 중 어느 한 상의 서브 회로의 상 전류가 다른 상의 서브 회로의 상 전류보다 작은 경우에는 상 전류가 작은 상기 어느 한 상의 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비를 늘리는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기가 출력하는 제어신호의 위상을 천이시키는 위상천이기를 더 포함하며, 상기 어느 하나의 서브 회로는 밸런싱 제어기를 통해 출력되는 제어신호를 직접 입력받고, 상기 나머지 다른 서브 회로들은 위상천이기가 위상을 천이시킨 제어신호를 입력받는 것을 특징으로 다상 인터리브 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 위상천이기는
    n상 인터리브 컨버터에서 상기 밸런싱 제어기가 출력하는 제어신호를 360/n×(n-1)도 위상 천이시키는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  8. 제3항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 균형전류 지령과 상기 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값의 차이값을 구하고,
    상기 각 차이값을 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭하여 듀티비 보정값을 구하며,
    1에서 상기 듀티비 보정값을 뺀 값을 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호의 듀티비에 곱하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 제어신호로 인가하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  9. 제3항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 균형전류 지령과 상기 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값의 차이값을 구하고,
    상기 각 차이값을 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭하며,
    상기 각 차이값을 기설정된 다른 증폭비(Ki)로 증폭하여 적분한 값을 상기 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭된 값에 더하여 듀티비 보정값을 구하고,
    1에서 상기 듀티비 보정값을 뺀 값을 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호의 듀티비에 곱하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 제어신호로 인가하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  10. 제3항에 있어서,
    상기 어느 하나의 서브 회로의 상 전류 값을 상기 균형전류 지령 값으로 사용하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  11. 제3항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는 상기 어느 하나의 서브 회로를 포함하는 다상 전류 정보를 입력으로 하여 정해진 연산 과정을 통해 연산된 균형전류 지령을 출력하는 균형전류 지령 생성 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류를 입력받아 평균화하여 출력하는 각 상별 필터를 더 포함하고, 상기 각 상별 필터를 통해 평균화된 각 서브 회로들의 상 전류가 밸런싱 제어기에 입력되어 상기 제어신호의 듀티비를 조절하는데 사용되도록 하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터.
  13. 다상 인터리브 컨버터의 n개의 서브 회로들의 상 전류 값이 각각 센싱되는 단계;
    전류제어기가 전류제어 지령과 상기 n개의 각 상별 서브 회로들 중 어느 하나의 상 전류 값을 입력받아 상기 어느 하나의 서브 회로를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 단계; 및
    밸런싱 제어기가 상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값을 입력받고, 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호를 입력받아, 상기 각 상별 서브 회로들의 상 전류 값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 단계를 포함하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전류제어 지령은 전압제어기가 상기 n개의 서브 회로들의 출력전압을 입력받아서 그 크기에 비례하여 출력하는 출력신호인 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 어느 하나의 서브 회로의 상 전류 값으로부터 정해지는 균형전류 지령과 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값 간의 차이값을 계산하여 상기 차이값과 상기 전류제어기의 제어신호에 기초하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 인가되는 제어신호의 듀티비를 조절하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  16. 제13항 또는 제15항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 n개의 서브 회로들 중 어느 한 상의 서브 회로의 상 전류가 다른 상의 서브 회로의 상 전류보다 큰 경우에는 상 전류가 큰 상기 어느 한 상의 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비를 줄이는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  17. 제13항 또는 제15항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 n개의 서브 회로들 중 어느 한 상의 서브 회로의 상 전류가 다른 상의 서브 회로의 상 전류보다 작은 경우에는 상 전류가 작은 상기 어느 한 상의 서브 회로에 인가되는 제어신호의 듀티비를 늘리는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    위상천이기가 밸런싱 제어기에서 출력되는 제어신호의 위상을 천이시키고,
    상기 전류제어기로부터 출력되는 제어신호와 상기 위상천이기를 통해 위상 천이된 제어신호에 따라 상기 각 서브 회로의 출력이 제어되도록 하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 위상천이기는
    n상 인터리브 컨버터에서 상기 밸런싱 제어기가 출력하는 제어신호를 360/n×(n-1)도 위상 천이시키는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 균형전류 지령과 상기 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값의 차이값을 구하고,
    상기 각 차이값을 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭하여 듀티비 보정값을 구하며,
    1에서 상기 듀티비 보정값을 뺀 값을 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호의 듀티비에 곱하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 제어신호로 인가하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  21. 제15항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는
    상기 균형전류 지령과 상기 나머지 다른 서브 회로들의 각 상 전류 값의 차이값을 구하고,
    상기 각 차이값을 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭하며,
    상기 각 차이값을 기설정된 다른 증폭비(Ki)로 증폭하여 적분한 값을 상기 기설정된 증폭비(Kp)로 증폭된 값에 더하여 듀티비 보정값을 구하고,
    1에서 상기 듀티비 보정값을 뺀 값을 상기 전류제어기가 출력하는 제어신호의 듀티비에 곱하여 상기 나머지 다른 서브 회로들에 제어신호로 인가하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  22. 제15항에 있어서,
    상기 어느 하나의 서브 회로의 상 전류 값을 상기 균형전류 지령 값으로 사용하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  23. 제15항에 있어서,
    상기 밸런싱 제어기는 상기 어느 하나의 서브 회로를 포함하는 다상 전류 정보를 입력으로 하여 정해진 연산 과정을 통해 연산된 균형전류 지령을 사용하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.
  24. 제13항에 있어서,
    각 상별 필터가 상기 n개의 각 상별 서브 회로들의 상 전류를 입력받아 평균화하여 출력하고, 상기 각 상별 필터를 통해 평균화된 각 서브 회로들의 상 전류가 밸런싱 제어기에 입력되어 상기 제어신호의 듀티비를 조절하는데 사용되도록 하는 것을 특징으로 하는 다상 인터리브 컨버터의 제어 방법.


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