JP2018107969A - 電源装置、及び電源装置の制御方法 - Google Patents
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Abstract
Description
スイッチング動作を高速で行うにはスイッチング周波数を高める必要がある。そのためには、パルス電力制御を行う制御系において、フィードバック信号を高速で検出する必要がある。
さらに、電源装置の多相インターリーブ制御を高速化において、フィードバック信号の検出を高速することを目的とする。
本発明の電源装置はLCチョッパ回路を含み、複数の相電流によって多相制御を行う多相インターリーブ制御によって指令値に向けてステップ応答制御する制御部とスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部とを備える。
本発明の電源装置は、複数の相電流によって多相制御を行う多相インターリーブ制御の電源装置であって、多相インターリーブの多相制御によって動作する降圧チョッパ回路を構成するLCチョッパ回路と、LCチョッパ回路の多相制御によってステップ応答を制御する制御部とを備える。
本発明の電源装置の制御の一形態は、PI制御を用いない多相インターリーブの双方向降圧チョッパ回路による2レベルデッドビート制御である。
本発明の電源装置の概略構成について図1を用いて説明する。本発明の電源装置1は、入力電圧Vinを入力とし、出力電圧vo及び負荷電流iRを出力するLCチョッパ回路2、LCチョッパ回路2のスイッチング素子のオン/オフ動作を制御するスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部5、LCチョッパ回路2及び負荷からのフィードバック信号を入力してパルス幅ΔT(k)を演算し、演算したパルス幅ΔT(k)をスイッチング信号生成部5に出力する制御部6を備える。
制御部6による定電流制御は複数の制御形態を備える。制御形態として、インダクタンス電流制御の制御形態、キャパシタンス電流制御の制御形態、及びインダクタンス電流制御とキャパシタンス電流制御とを組み合わせた制御形態がある。
図1のLCチョッパ回路2に負荷7を接続して構成されるLCR回路において、LCチョッパ回路中のインダクタンスLのインダクタンス電流iL、あるいはキャパシタンスCのキャパシタンス電流icを制御電流として定電流制御を行う。インダクタンス電流iL(t)、キャパシタンス電流ic(t)、及び出力電圧vo(t)はそれぞれ以下の式(2)で表される。
図3は、制御部によるインダクタンス電流制御の制御形態の概略を説明するための図であり、図3(a)、(b)は制御形態の概略構成を示し、図3(c)は指令電圧VREFの例を示し、図3(d)は出力電圧voの例を示している。
図4は、制御部によるキャパシタンス電流制御について、3相インターリーブ制御を例とした概略を説明するための図であり、図4(a)は概略構成を示し、図4(b)はキャパシタンス電流の指令電流IC-REFの例を示し、図4(c)はキャパシタンス電流icを示している。
本発明の定電流制御は、前記したインダクタンス電流の定電流制御の制御形態、及びキャパシタンス電流の定電流制御の制御形態の他、キャパシタンス電流の定電流制御と、その後に行うインダクタンス電流の定電流制御の多段階の定電流制御によってステップ応答を制御する制御形態を備える。
キャパシタンス電流の定電流制御とインダクタンス電流の定電流制御との組み合わせの制御形態において、第1の制御形態では、第1段目のキャパシタンス電流の定電流制御を行い、出力電圧voが切り替え電圧Vcに達した時点で、第2段目のインダクタンス電流の定電流制御に切り替え、指令電圧VREFに向けて定電流制御を行う。
キャパシタンス電流の定電流制御とインダクタンス電流の定電流制御との組み合わせの制御形態において、第2の制御形態では、キャパシタンス電流の定電流制御を2段階で行った後、インダクタンス電流の定電流制御を行う。
mode1の定電流制御は2段階で行うキャパシタンス電流の定電流制御の第1段目である。このmode1の定電流制御では、インダクタンスに保有された電流エネルギーによって、出力電圧が目標値を行き過ぎない様にするモードである。第1段目のmode1では次の第2段目のmode2に切り替えるための電圧Vc1を予め設定しておき、出力電圧voが切り替え電圧Vc1に到達した時点でmode1を終了し、mode2に移行する。
mode2の定電流制御は2段階で行うキャパシタンス電流の定電流制御の第2段目である。このmode2の定電流制御では、mode1のキャパシタンス電流の定電流制御によって達した出力電圧voを、mode3のインダクタンス電流の定電流制御を開始するときの初期電圧に移行させる移行モード(Transfer mode)である。
mode3ではインダクタンス電流の定電流制御によって、出力電圧voが目標値を行き過ぎない様に制御する。High/Lowの2レベル制御の場合には、それぞれの目標値VH,VLを行き過ぎない様に定電流制御を行う。
次に、上記したmode1〜mode3の工程による指令電圧への整定工程について、図9のフローチャートを用いて説明する。図9のフローチャートでは各工程をP1〜P14の符号を付して示している。
初めにmode1の工程によってキャパシタンス電流の定電流制御を行う。
mode2の工程によってキャパシタンス電流の定電流制御を行う。
mode3の工程によってインダクタンス電流の定電流制御を行う。
図10に示すLCチョッパ回路の構成例は、多相インターリーブ方式による双方向降圧チョッパ回路の一例である。この降圧チョッパ回路は全負荷から無負荷まで高速制御が可能になる様に、一般的な降圧チョッパ回路に用いられているダイオードD1〜D3の転流ダイオードを可制御素子に置換え、出力の余分なエネルギーが入力側に回生している。
合成電流を制御電流としてフィードバックする定電流制御の制御電流および出力電圧の式を導出する。図11は図10の回路の等価回路であり、閉ループ自動制御応答の領域において、スイッチング周波数より充分長い時間帯域の等価回路を表している。
次に、3相インターリーブ方式の双方向降圧チョッパ回路の状態方程式を導出する。図12は3相の内の一つの相での等価回路を示している。前記式(12)で表される合成電流(iL)を、定電流制御に適用した形態に変換するために、図10に示すiL1,iL2,及びiL3の合成電流であるiL(=iL1+iL2+iL3)の状態方程式を求め、パルス幅ΔTとの関係式を導出する。
次に、パルス幅ΔT(k)の状態方程式を導出する。
次に、パルス幅ΔT(k)の関数式を導出する。
次に、インダクタンス電流の定電流制御のパルス幅ΔT(k)を導出する。
次に、キャパシタンス電流の定電流制御のパルス幅ΔT(k)を導出する。
mode1におけるキャパシタンス電流の定電流制御のパルス幅ΔT(k))の導出を説明する。
次に、mode2におけるキャパシタンス電流の定電流制御のパルス幅ΔT(k)の導出を説明する。
次に、mode3におけるインダクタンス電流の定電流制御のパルス幅ΔT(k)の導出を説明する。
Av=3T/L …(27)
なお、Tはサンプリング周期であり、Lは図10に示すLC回路のインダクタンスである。
以下、mode1からmode2に切り替える際の切り替え電圧Vc1、及びmode2からmode3に切り替える際の切り替え電圧Vc2の導出を説明する。
ここで、2レベルデッドビート制御では、直流指令電圧VREFとしてHighの直流指令電圧VH、及びLowの直流指令電圧VLを定める。
Highレベルの目標電圧をVH、定格出力電流をIR-rat、定電流係数をαH、出力電圧の初期値をvo(0)とすると、指令電圧VREF=VH、キャパシタンス電流の指令電流IC-REF=αH・IR-rat、出力電圧の初期値vo(0)=VLとなる。
次に、Lowパルス制御時のmode1におけるVc1の導出について説明する。
次に、切り替え電圧Vc2の導出について説明する。
次に、係数β2,及びβ3の導出について説明する。
mode2はmode1からmode3へ乱調を極力生じさせることなく転送するための移行モード(Transfer mode)であり、mode2において、初期値はVc1及びic1=IC-REFであり、最終値はVc2及びic2である。
次に、mode3の制御におけるβ3の導出について説明する。β3はキャパシタンス電流icの係数であり、インダクタンス電流iL(t)の定電流制御において、直流指令電圧VREFに追従した制御応答が得られるように選定される。
はじめに、定電圧制御の閉ループ一次系伝達関数について示す。
次に 閉ループ二次系伝達関数とβ3の選定範囲について示す。
次に、出力電圧vo(t)の高速検出について説明する。
km・Th>Tset
km>Tset/Th
図15は、RFジェネレータの適用例の制御系を説明するための制御ブロック図である。制御系は、メインループ制御系を構成するPI制御と、マイナーループ制御系を構成するデビット制御とを備える。マイナーループ制御系を構成するデビット制御に、本発明の電源装置の、多相インターリーブ方式の双方向降圧チョッパ回路のHigh/Lowの直流指令電圧に従う2レベルデッドビート制御系を適用する。
次に、図17のフローチャートを用いて、High/Lowレベル制御例を説明する。図17のフローチャートにおいて、High/Lowレベル制御は、出力電力を、進行波電力のPH (Forward)/PL (Forward)、の電力指令、又はロード電力のPH (Load)/PL (Load)の電力指令に追従させるメインループ(S11)によるPI制御と、出力電圧をHigh/Lowの2レベルの指令電圧に追従させるマイナーループ(S12)にるデッドビート制御とを含む。
vo(km)=(ic(km-1)/C)・Th+vo(km-1) …(56)
によって、サンプリング周期Thを用いた出力電圧vo(km)を演算する。3相インターリーブの各相について、サンプリング周期Tの1/3であるT/3毎に得られるvo(km)を出力電圧vo(k)として検出する。
次に、図18を用いて本発明の電源装置を直流電源装置、交流電源装置に適用した例を説明する。
2 チョッパ回路
3 スイッチング回路
4 LC回路
5 スイッチング信号生成部
6 制御部
7 負荷
Av、β 係数
C キャパシタンス
D1-D3 ダイオード
F 変換行列
G 変換行列
IC-REF キャパシタンス電流の指令電流
IR-rat 定格出力電流
Io-rat, 定格直流電流
ic キャパシタンス電流
iL インダクタンス電流
iL1-iLn インダクタンス電流
iR 負荷電流
L インダクタンス
N サンプリング回数
PH Highレベル電力指令
PH-Forward Highレベル進行波電力指令
PH-Load Highレベルロード電力指令
PH-end Highレベル終了電力
PH-rat Highレベル定格電力
PL Lowレベル電力指令
PL-Forward ローレベル進行波電力指令
PL-Load ローレベルロード電力指令
PL-end Lowレベル終了電力
PREF-ave 平均反射電力
Q1-Q3 スイッチング素子
R 負荷抵抗
T サンプリング周期
Th サンプリング時間
Tc サンプリング周期
V 入力電圧
Vc1 切り替え電圧
Vc2 切り替え電圧
VH Highレベル指令電圧
VH-end Highレベル終了電圧
VH-set Highレベル整定電圧
VL Lowレベル指令電圧
VL-end Lowレベル終了電圧
VREF 指令電圧
Vin 入力電圧
Vl 整定電圧
vo 出力電圧
Vo-rat 定格直流電圧
Vo-slow 検出信号
Vtrans 移行電圧
km サンプリング回数
vo 出力電圧
ΔT(k) パルス幅
Claims (4)
- 複数の相電流によって多相制御を行う多相インターリーブ制御の電源装置であって、
多相インターリーブの多相制御によって動作する降圧チョッパ回路を構成するLCチョッパ回路と、
前記LCチョッパ回路の多相制御によってステップ応答を制御する制御部を備え、
前記制御部は、
前記LCチョッパ回路の各相電流の合成電流を制御電流とする定電流制御による前記LC回路の各相のスイッチング制御に基づいて出力電圧を指令電圧に追従させる、多相制御によるステップ応答制御を離散時間処理で行い、
前記出力電圧は、所定時点における出力電圧の初期値と、前記離散時間処理の各時点でのキャパシタンス電流の検出値とを用いた離散時間処理の演算結果であることを特徴とする電源装置。 - LCチョッパ回路を含む電源装置の制御方法であって、
複数の相電流によって多相制御を行う多相インターリーブ制御の電源装置の制御方法であって、
前記LCチョッパ回路の各相電流の合成電流を制御電流とする定電流制御により前記LC回路の各相のスイッチングを離散時間処理により制御し、出力電圧を指令電圧に追従させる、多相制御によるステップ応答制御において、
前記ステップ応答制御の最初の離散時間処理は、所定時点における出力電圧の初期値と、当該演算周期の離散時間処理の時点で検出するキャパシタンス電流の検出値との離散時間処理の演算で出力電圧を取得し、
その後のステップ応答制御の離散時間処理の各演算周期において、前回の演算周期の演算結果と、当該演算周期の時点で検出するキャパシタンス電流の検出値との離散時間処理の演算の繰り返しによって、各演算周期の前記出力電圧を取得することを特徴とする電源装置の制御方法。 - 前記所定時点は、前記ステップ応答制御の制御を開始する開始時点であり、
前記初期値は、前記開始時点で検出される出力電圧であることを特徴とする請求項2に記載の電源装置の制御方法。 - 前記ステップ応答制御は、Highレベルの指令電圧及びLowレベルの指令電圧を交互に指令する2レベルのパルス電力制御であり、
前記所定時点は、前記ステップ応答制御の最初の開始時点、及び各レベルのパルス電力制御の終了時点であり、
前記ステップ応答制御の最初の開始時点で検出される出力電圧は、最初のパルス電力制御における出力電圧を取得するための初期値であり、
前記各レベルのパルス電力制御の終了時点で検出される出力電圧は、当該レベルのパルス電力制御に続くレベルのパルス電力制御における出力電圧を取得する初期値である
ことを特徴とする、請求項2に記載の電源装置の制御方法。
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