JP2018170858A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流指令値を精度よく算出することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御する。【解決手段】制御装置３０は、誤差デューティ比、コンデンサ電圧、及びコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバ３２と、誤差デューティ比と、コンデンサ電圧の検出誤差とを含む状態方程式からリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器３１と、リアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器３４とを含み、リアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

従来から電気自動車、ハイブリッド自動車において、直流電源から供給される電圧を昇圧等の電圧変換を行うためにＤＣ／ＤＣコンバータを搭載することが行われている。

このようなＤＣ／ＤＣコンバータに対して、特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を負荷の消費電力に応じて制御する技術が開示されている。この技術では、ＤＣ／ＤＣコンバータが、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含む。この技術では、リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、コンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧の検出値ｖ_cと、目標コンデンサ電圧ｖ_c ^*とに基づいてリアクトルを流れるリアクトル電流を制御するためのリアクトル電流指令値が算出される。

特開２０１５−７６９８６号公報

特許文献１に記載された構成のようにコンデンサ電圧の検出値を用いてリアクトル電流指令値を算出する構成では、コンデンサ電圧の検出誤差があると、リアクトル電流指令値を精度よく算出することができない可能性がある。リアクトル電流指令値の算出精度が低下する場合には、コンデンサ電圧を目標値通りに精度よく制御できない。

また、リアクトル電流指令値の生成のためにデッドタイムによるデューティ比誤差を用いることが考えられる。デッドタイムは、ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのスイッチング素子が同時にオフになる時間である。一方、このようにリアクトル電流指令値の生成にデューティ比誤差を用いる構成において、コンデンサ電圧の検出誤差がある場合には、そのデューティ比誤差にコンデンサ電圧検出誤差が含まれるので、デューティ比誤差の推定精度が低下する。この場合も、リアクトル電流指令値の算出精度が低下する可能性がある。

一方、コンデンサ電圧検出値が実電圧より小さい値を検出する場合に、コンデンサ電圧を目標電圧より高く昇圧して実電圧を得ることが考えられる。しかしながら、この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側にインバータが接続される場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのスイッチング損失が増加する。また、コンデンサ電圧検出値が実電圧より高い値を検出する場合に、コンデンサ電圧を目標電圧より低く昇圧して実電圧を得ることも考えられる。しかしながら、この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータにインバータが接続される場合にインバータの出力電圧限界が低くなる。

本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧、及び前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧の検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、を備え、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置である。

本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧、及び前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、前記コンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値から、前記コンデンサ電圧の検出値と前記コンデンサ電圧の検出誤差とを減算することにより得た偏差をＰＩ演算して、前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、を備え、前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置である。

本発明によれば、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流指令値を精度よく算出できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御できる。

本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示す図である。 図２に示しているオブザーバを示す図である。 図３に示しているオブザーバゲインの切換部の構成を示す図である。 本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。 本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。 図６に示しているデューティ比制御器を構成するモデル予測制御器の構成を示す図である。 本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。 本発明の実施形態の別例における電流指令生成器の構成を示す図である。 図９に示す実施形態と異なり、制御装置がノッチフィルタを含まない構成において、デューティ比を固定した場合におけるコンデンサ電圧波形を示す図である。 比較例の第１例の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。 比較例の第２例の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。 図９に示す実施形態において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。 本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。 図１４に示している電流指令生成器の構成を示す図である。 本発明の実施形態において、リアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６を有する。第１スイッチング素子１４は、上側スイッチング素子に相当し、第２スイッチング素子１６は、下側スイッチング素子に相当する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。

直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４の一端及び第２スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。第２スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。

なお、実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Lが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖ_b）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖ_cが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_cが負荷１０４に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_cが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_cは、キャリア信号の１周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖ_b、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_L、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖ_c、負荷であるモータ１０６の電流ｉ_u，ｉ_w及びモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。例えば、モータ駆動装置１００は、リアクトル電流ｉ_Lを検出するリアクトル電流検出器２２を備える。制御装置３０は、モータの電流ｉ_u，ｉ_w及びモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉ_mを算出する。

図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３１、オブザーバ３２、デューティ比制御器３４、及び三角波比較器３６を含んで構成される。

電流指令生成器３１には、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*とコンデンサ電圧検出値ｖ_cとが入力される。また、電流指令生成器３１には、後述のオブザーバ３２からリアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_L、後述の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cの推定値が入力される。電流指令生成器３１は、これらの入力値に応じて、リアクトル電流の指令値ｉ_L ^*を生成する。リアクトル電流指令値ｉ_L ^*は、リアクトル電流を制御するための目標値となる値であり、後述のデューティ比制御器３４に入力される。電流指令生成器３１は、後で詳しく説明する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示す。

オブザーバ３２は、コンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを受けて、これらの値からＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、コンデンサ電圧の検出誤差Δｖ_cを含まないと仮定した比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。

比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖ_c、リアクトル電流はｉ_L、電源電圧はｖ_b、出力電流（負荷電流）はｉ_m、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲ_L、デューティ比はｄと示す。

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここで誤差デューティ比とは、第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムの有無の違いにより生じるデューティ比の差分である。

数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

図３は、実施形態のオブザーバ３２を示す図である。オブザーバ３２において、入力信号、出力信号が図３で示されるようになる。図３において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ１で表される。

図３において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ１で表される。図３のＣは、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるものである。

図３のＣとして、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるもので用いることによりリアクトル電流の推定精度を高くできるが、計算量軽減のために、数式（５）を用いることもできる。

ここで、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_Cとを含む数式（６）を定義する。

数式（６）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（７）のように示される。

数式（７）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_c〜（チルダ）（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）（ｋ）とは、数式（８）のように表すことができる。また、数式（７）に基づいて、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ〜（チルダ）（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c〜（チルダ）（ｋ）とは数式（８）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ₁〜ｈ₄はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの〜（波線）を省略する場合がある。

オブザーバ３２は、入力されたコンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを数式（８）に代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））及びリアクトル電流ｉ_L（＝ｉ_L（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３２は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_c（＝Δｖ_c（ｋ））の推定値も算出する。

なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）は、数式（８）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）は、電流指令生成器３１（図２）に入力される。

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。

ここで、本実施形態において、オブザーバ３２は、数式（８）の４つのオブザーバゲインｈ₁、ｈ₂、ｈ₃、ｈ₄を持つ。このうち、数式（８）の３行目と４行目とに対応するｈ₃、ｈ₄は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて、値が切り替わる。以下、ｈ₃は第１オブザーバゲインｈ₃と記載し、ｈ₄は、第２オブザーバゲインｈ₄と記載する場合がある。オブザーバゲインｈ₁、ｈ₂、ｈ₃、ｈ₄は、図３のｈに対応する。

図４は、オブザーバゲインの切換部３７の構成を示す図である。制御装置３０は、切換部３７を持ち、その切換部３７は、第１及び第２オブザーバゲインｈ₃、ｈ₄の値を、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて切り換える。具体的には、第１オブザーバゲインｈ₃は、デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するためのオブザーバゲインである。第２オブザーバゲインｈ₄は、コンデンサ電圧検出誤差を計算するためのオブザーバゲインである。

図４において、上アームの常時オン信号として、第１スイッチング素子１４のオンオフ状態が切換部３７に入力される。図４では、切換部３７の内部において「１」は、第１スイッチング素子１４が常時オンとなり、上アームが常時オンされたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６が常時オフされる。図４の切換部３７の内部において「０」は、第１スイッチング素子１４がスイッチングを開始し、上アームの常時オンが解除されたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６もスイッチングを開始する。

切換部３７は、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、第１オブザーバゲインｈ₃を０とし、第２オブザーバゲインｈ₄に０以外の数値Ｃ４を持たせる。一方、切換部３７は、第１スイッチング素子１４の常時オンが解除された後に、第１オブザーバゲインｈ₃に０以外の数値を持たせ、第２オブザーバゲインｈ₄を０とする。

また、数式（８）の１行目と２行目とに対応するオブザーバゲインｈ₁、ｈ₂は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態に無関係に０以外の数値Ｃ１、Ｃ２を持っている。

これにより、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、コンデンサ電圧検出誤差に対応する値が第２オブザーバゲインｈ₄に対応して出力されるので、コンデンサ電圧検出誤差を精度よく推定できる。また、第１スイッチング素子１４の常時オンを解除されたときには、デッドタイムによる誤差デューティ比に対応する値が第１オブザーバゲインｈ₃に対応して出力される。これにより、誤差デューティ比を用いてデューティ比を精度よく計算することができる。このように数式（８）を用いたオブザーバ３２では、コンデンサ電圧検出誤差を推定でき、その推定値が次の制御周期に用いられて、コンデンサ電圧ｖ_c、リアクトル電流ｉ_L、及び誤差デューティ比Δｄの推定値が推定される。

オブザーバ３２は、このようにコンデンサ電圧ｖ_c、リアクトル電流ｉ_L、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cを推定する。図２に示すように、オブザーバ３２からは、誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）と、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）とを外乱として出力する。

一方、電流指令生成器３１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を離散化した数式、すなわち数式（７）を変形することによってリアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。リアクトル電流指令値ｉ_L ^*は、数式（７）において、左辺の１行目ｖ_c（ｋ＋１）をｖ_c ^*（ｋ）、右辺のｉ_L（ｋ）をｉ_L ^*（ｋ）に、Δｄ（ｋ）をΔｄ（ｋ）（チルダ）に、Δｖ_cをΔｖ_c（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（９）を用いて算出される。電流指令生成器３１で算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L ^*と、現在のリアクトル電流ｉ_L（実測値）とは、デューティ比制御器３４に入力される。

デューティ比制御器３４では、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、数式（１０）にて算出することができる。デューティ比制御器３４は、ＰＩ演算部と、Ｆ／Ｆ補償部とを有する。

デューティ比制御器３４のＰＩ演算部は、数式（１０）の右辺の第２項及び第３項の計算を行う。数式（１０）において、Ｋｐは比例項の係数、Ｋｉは積分項の係数である。

デューティ比制御器３４のＦ／Ｆ補償部は、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*及び電源電圧ｖ_bの入力を受けて、フィード・フォワード補償値を算出する。フィード・フォワード補償値は、数式（１０）の右辺の第１項で表される。ＰＩ演算部からの出力値とＦ／Ｆ補償部からの出力値とが加算されてデューティ比ｄ（ｋ＋１）として、デューティ比制御器３４から出力される。

デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。三角波比較器３６は、三角波キャリア信号の値と、デューティ比とを比較し、その比較した結果に基づいてスイッチング信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各スイッチング素子１４，１６に出力される。各スイッチング素子１４，１６は、そのスイッチング信号によりオンオフ状態が制御されることにより、適切な電圧制御が行われる。これにより、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。

具体的には、制御装置３０は、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*及びリアクトル電流指令値ｉ_L ^*となるようにコンデンサ電圧ｖ_c及びリアクトル電流ｉ_Lが制御される。

なお、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、リミッタ（図示せず）に入力することもできる。リミッタは、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。リミッタから出力された最適範囲のデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。

上記の制御装置３０によれば、電流指令生成器３１が、誤差デューティ比と、コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式からリアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、コンデンサ電圧検出誤差がある場合でも、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を精度よく算出できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を精度よく制御できる。したがって、コンデンサ電圧検出誤差を考慮してコンデンサ電圧を目標電圧より高く昇圧する必要がないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１及びインバータ１０５（図１）のスイッチング損失を低減できる。また、コンデンサ電圧検出誤差を考慮してコンデンサ電圧を目標電圧より低く昇圧する必要がないので、インバータ１０５の出力電圧限界の低下を抑制できる。

上記の第１の実施形態では、電流指令生成器３１においてリアクトル電流指令値ｉ_L ^*の算出のために上記の数式（９）を用いたが、実施形態の別例として、数式（１１）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（９）では、検出されたコンデンサ電圧ｖ_c（ｋ）とコンデンサ電圧推定値ｖ_c（ｋ）（チルダ）とがほぼ同等であるため、数式（９）のｖ_c（ｋ）（チルダ）をｖ_c（ｋ）に置き換えることにより、数式（１１）を得た。

また、実施形態の別例として、数式（１２）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（９）において、Ｃ２の下線を付した右辺第２項は、Ｃ１の下線を付した右辺第１項に比べて十分に小さい。これにより、数式（９）で右辺第２項を省略して数式（１２）を得た。これにより計算を簡略化できる。

また、実施形態の別例として、数式（１３）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（１２）において、検出されたコンデンサ電圧ｖ_c（ｋ）とコンデンサ電圧推定値ｖ_c（ｋ）（チルダ）とがほぼ同等であるため、数式（１２）のｖ_c（ｋ）（チルダ）をｖ_c（ｋ）に置き換えることにより、数式（１３）を得た。

上記の各実施形態では、数式（７）の状態方程式から変換した数式（９）、数式（１１）から数式（１３）のいずれかの数式を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する場合を説明した。一方、上記の数式（３）の状態方程式から変換した数式を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（３）は、数式（７）と異なり、Δｖ_c（ｋ＋１）を算出する部分が省略されている。例えば、実施形態の別例として、数式（１４）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（１４）は、数式（３）において、左辺の１行目ｖ_c（ｋ＋１）をｖ_c ^*（ｋ）に、右辺のｉ_L（ｋ）をｉ_L ^*（ｋ）に、Δｄ（ｋ）をΔｄ（ｋ）（チルダ）に、ｖ_c（ｋ）を（ｖ_c（ｋ）（チルダ）−Δｖ_c（ｋ）（チルダ））に置き換えて展開して得られる。

また、実施形態の別例として、数式（１５）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（１４）では、検出されたコンデンサ電圧ｖ_c（ｋ）とコンデンサ電圧推定値ｖ_c（ｋ）（チルダ）とがほぼ同等であるため、数式（１４）のｖ_c（ｋ）（チルダ）をｖ_c（ｋ）に置き換えることにより、数式（１５）を得た。

また、実施形態の別例として、数式（１６）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（１４）において、右辺第２項は、右辺第１項に比べて十分に小さい。これにより、数式（１４）で右辺第２項を省略して数式（１６）を得た。これにより計算を簡略化できる。

また、実施形態の別例として、数式（１７）を用いて、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出してもよい。数式（１６）において、検出されたコンデンサ電圧ｖ_c（ｋ）とコンデンサ電圧推定値ｖ_c（ｋ）（チルダ）とがほぼ同等であるため、数式（１６）のｖ_c（ｋ）（チルダ）をｖ_c（ｋ）に置き換えることにより、数式（１７）を得た。

＜第２の実施形態＞
図１から図４に示した第１の実施形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流ｉ_Lをリアクトル電流検出器２２（図１）により検出し、そのリアクトル電流ｉ_Lに基づいてデューティ比ｄを制御する制御装置３０の構成を説明した。図５は、第２の実施の形態における制御装置３０ａの構成を示す。第２の実施形態では、モータ駆動装置は、リアクトル電流ｉ_Lを検出するリアクトル電流検出器を備えていない。その代わりに、図５に示すように、制御装置３０ａに含まれるオブザーバ３２ａは、電流指令生成器３１に入力するために算出したリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を、デューティ比制御器３４にも入力する。

デューティ比制御器３４での処理は、第１の実施の形態と同様である。このとき、デューティ比制御器３４では、上記の数式（１０）において、リアクトル電流ｉ_Lとして、オブザーバ３２ａから入力されたリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を用いて、デューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））を算出する。これにより、デューティ比制御器３４は、リアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を用いてデューティ比を制御する。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態と同様である。

＜第３の実施形態＞
図１から図４に示した第１の実施形態における制御装置３０で用いるデューティ制御器として、ＰＩ演算部及びＦ／Ｆ補償部に代えて、第１モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０（図７）を有する構成としてもよい。図６は、第３の実施の形態における制御装置３０ｂの構成を示す。以下、第１モデル予測制御器５０は第１ＭＰＣ５０と記載する場合がある。

制御装置３０ｂは、オブザーバ３２ｂを含んでいる。オブザーバ３２ｂは、第１の実施形態と同様に、コンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））、リアクトル電流ｉ_L、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cの推定値を算出して出力する。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）及びコンデンサ電圧検出誤差の推定値Δｖ_c（チルダ）は、電流指令生成器３１及び第１ＭＰＣ５０に入力される。算出されたリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は、電流指令生成器３１に入力される。

電流指令生成器３１は、第１の実施形態と同様に、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L ^*は、第１ＭＰＣ５０に入力される。

第１ＭＰＣ５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いてデューティ比を制御する。このとき、第１ＭＰＣ５０は、第１及び第２スイッチング素子１４、１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときのＤＣ／ＤＣコンバータ１１における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、その状態値（状態量）の目標を示す指令値と予測値との差に応じてデューティ比ｄを制御する。

本実施形態では、第１ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*に近づくようなリアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。

図７は、第１ＭＰＣ５０の構成を示す図である。図７に示すように、第１ＭＰＣ５０は、加算器４０（４０−２〜４０−１２９）、予測演算器４２（４２−１〜４２−１２９）、評価関数演算器４４（４４−１〜４４−１２９）、最小値選択器４６を含んで構成される。

加算器４０（４０−２〜４０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器４０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。

加算器４０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器４０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器４０−４〜加算器４０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器４０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器４０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器４０−６８〜加算器４０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器４０−２〜４０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器４２−２〜４２−１２９へ入力される。

予測演算器４２は、加算器４０からの出力、コンデンサ電圧ｖ_c、リアクトル電流ｉ_L、電源電圧ｖ_b、出力電流（負荷電流）ｉ_m、誤差デューティ比Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_c〜（＝Δｖ_c〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）は、リアクトル１２を流れる電流の予測値である。

リアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）は、数式（７）において、左辺の２行目ｉ_L（ｋ＋１）をｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）に置き換えて展開したｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式を用いて算出される。

予測演算器４２−１は、ｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを０としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−２は、ｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを１としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−３〜予測演算器４２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６６は、ｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−１としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６７は、ｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−２としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−６８〜予測演算器４２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉ_L ^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−１〜３２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器４４−１〜４４−１２９へ入力される。

評価関数演算器４４は、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*、予測演算器４２から入力されたリアクトル電流予測値ｉ_L ^{^}（ハット）、電流指令生成器４１から入力されたリアクトル電流指令値ｉ_L ^*に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（１８）にて表される。

評価関数演算器４４−１は、数式（１８）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器４４−２は、数式（１８）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−３〜評価関数演算器４４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６６は、数式（１８）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６７は、数式（１８）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−６８〜評価関数演算器４４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−１〜４４−１２９の出力は、最小値選択器４６へ入力される。

なお、評価関数Ｊは、数式（１９）としてもよい。この場合も、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。

最小値選択器４６は、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択する。最小値選択器４６は、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として三角波比較器３６に出力する。これにより、デューティ比制御器３４は、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）がリアクトル電流指令値ｉ_L ^*となるようにデューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態と同様である。

第３の実施形態の別例として、第３の実施形態における第１ＭＰＣ５０の構成を第２モデル予測制御器に変更してもよい。以下、図１〜６を参照して説明する。第２モデル予測制御器は、第２ＭＰＣと記載する場合がある。第３の実施形態の別例では、第２ＭＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ３２ｂ（図６）で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_c〜（＝Δｖ_c〜（ｋ）（チルダ））を導入、すなわち適用することでデューティ比ｄを算出して制御する。制御装置は、算出されたデューティ比ｄを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。

数式（７）の左辺の２行目ｉ_L（ｋ＋１）をｉ_L ^*（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、Δｖ_c（ｋ）をΔｖ_c〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（２０）となる。

数式（２０）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（２１）で表される。

第２ＭＰＣは、算出したデューティ比ｄ（ｋ＋１）を、リミッタを介してまたはリミッタを介さずに三角波比較器３６に出力する。これにより、制御装置は、三角波比較器３６に入力されるデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*及びリアクトル電流指令値ｉ_L ^*となるようにコンデンサ電圧ｖ_c及びリアクトル電流ｉ_Lが制御される。

＜第４の実施の形態＞
図８は、第４の実施の形態における制御装置３０ｃの構成を示す。本実施形態のモータ駆動装置は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Lを計測するためのリアクトル電流検出器を備えていない。その代わりに、図８に示すように、制御装置３０ｃはオブザーバ３２ｃを含んでいる。オブザーバ３２ｃは、電流指令生成器３１に入力するために算出したリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を、デューティ比制御器３４ａにも入力する。

デューティ比制御器３４ａでの処理は、図６、図７に示した第３の実施の形態と同様である。このとき、デューティ比制御器３４ａでは、リアクトル電流ｉ_Lとして、オブザーバ３２ｃから入力されたリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を用いて、デューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））を算出する。これにより、デューティ比制御器３４ａは、リアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）を用いてデューティ比を制御する。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態、または図６、図７に示した第３の実施形態と同様である。

＜第５の実施の形態＞
図９は、第５の実施形態における電流指令生成器３１ａの構成を示す図である。第５の実施形態における制御装置は、図１から図４に示した第１の実施形態における電流指令生成器３１（図２）の代わりに、電流指令生成器３１ａと、中心周波数計算器３９とを含んでいる。電流指令生成器３１ａは、電流指令計算部（ｉＬ指令計算部）３８ａと、ノッチフィルタ３８ｂとを有する。

電流指令計算部３８ａには、図２に示した電流指令生成器３１と同様に、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*とコンデンサ電圧検出値ｖ_cとが入力される。また、電流指令計算部３８ａには、オブザーバ３２（図２）からリアクトル電流ｉ_L、誤差デューティ比Δｄ、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cの推定値も入力される。電流指令計算部３８ａは、これらの入力値に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を離散化した数式、すなわち数式（７）を変形することによって得た数式（９）を用いて、フィルタ処理前のリアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L ^*は、ノッチフィルタ３８ｂに入力される。

中心周波数計算器３９には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流が入力されるインバータ１０５（図１）のキャリア周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のキャリア周波数とが入力される。中心周波数計算器３９は、これらの入力値に基づいて、インバータ１０５のキャリア周波数の２倍の周波数からＤＣ／ＤＣコンバータ１１のキャリア周波数を減算した値の絶対値を、中心周波数ｆ０として算出する。このとき、インバータ１０５のキャリア周波数をｆｃｉとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のキャリア周波数をｆｃｃとした場合に、中心周波数ｆ０は、（２ｆｃｉ−ｆｃｃ）の（絶対値）である│２ｆｃｉ−ｆｃｃ│として表される。算出された中心周波数ｆ０は、ノッチフィルタ３８ｂに入力される。

ノッチフィルタ３８ｂは、フィルタ処理前のリアクトル電流指令値ｉ_L ^*と、中心周波数ｆ０とを用いて、フィルタ処理前のリアクトル電流指令値ｉ_L ^*から中心周波数ｆ０の成分を除去する。そして、ノッチフィルタ３８ｂは、フィルタ処理後のリアクトル電流指令値ｉ_L ^*をデューティ比制御器３４（図２）に出力する。

上記の第５の実施形態によれば、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*、リアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの定常時の振れの幅を狭くし、制御の安定性を向上させることができる。図１０は、第５の実施形態と異なり、制御装置がノッチフィルタを含まない構成において、デューティ比を固定した場合におけるコンデンサ電圧波形を示す図である。

図１０に示すようにノッチフィルタを含まない場合には、コンデンサ電圧が１／（│２ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値））の周期で振動するので、その中心値も波形に振動する。第５の実施形態によれば、この１／（│２ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値））の周期の振動成分を除去できる。

図１１〜図１３は、第５の実施形態の効果を確認するために行ったシミュレーション結果を示す図である。図１１は、比較例の第１例の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。図１２は、比較例の第２例の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。

図１１に制御を示す比較例の第１例は、図１から図４に示した第１の実施形態において、電流指令生成器が、コンデンサ電圧検出誤差を含まない状態方程式から変形した演算式を用いてリアクトル電流指令値を算出している。また、比較例の第１例では、算出されたリアクトル電流指令値からノッチフィルタにより中心周波数ｆ０の成分を除去することは行わない。比較例の第２例は、比較例の第１例の構成において、電流指令生成器が、第５の実施形態と同様に、算出されたリアクトル電流指令値から中心周波数ｆ０の成分を除去するノッチフィルタを含んでいる。

図１１、図１２、及び後述する図１３ではコンデンサ電圧の制御を示す図において、破線によりコンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*を示している。また、図１１から図１３の制御では、コンデンサ電圧の検出誤差を−１０Ｖとしている。

図１１に示すように、比較例の第１例では、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*、リアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの振動幅がいずれも大きくなった。また、コンデンサ電圧ｖ_cの波形の中心値はコンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*に対して大きくオフセットされている。

図１２に示すように、比較例の第２例では、比較例の第１例に対してノッチフィルタが追加されているので、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*、リアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの振動幅は少し小さくなった。一方、コンデンサ電圧ｖ_cの波形の中心値は、比較例の第１例と同様に、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*に対して大きくオフセットされている。

一方、図１３は、第５の実施形態において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧及び電流の制御を示す図である。図１３に示すように、第５の実施形態の制御では、リアクトル電流指令値の算出がコンデンサ電圧検出誤差の推定値を用いて行われるので、比較例の第２例よりもさらにリアクトル電流指令値ｉ_L ^*、リアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの振動幅を小さくできた。また、コンデンサ電圧ｖ_cの波形の中心値が、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*に対してほぼ一致した。これにより第５の実施形態によれば、コンデンサ電圧ｖ_cをほぼ目標値通りに制御できることを確認できた。

本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態と同様である。また、本実施形態のノッチフィルタ３８ｂは、上記の図５から図８の実施形態でも同様に適用できる。

＜第６の実施の形態＞
図１４は、第６の実施形態における制御装置３０ｄの構成を示す図である。図１５は、図１４に示している電流指令生成器３１ｂの構成を示す図である。第６の実施形態では、図１から図４に示した第１の実施形態において、制御装置３０ｄは、電流指令生成器３１（図２）の代わりに電流指令生成器３１ｂを含んでいる。電流指令生成器３１ｂには、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*とコンデンサ電圧検出値ｖ_cとが入力される。電流指令生成器３１ｂには、オブザーバ３２からコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）が入力される。

電流指令生成器３１ｂは、図１５に示すように、ＰＩ制御部６０を有する。ＰＩ制御部６０には、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*から、コンデンサ電圧検出値ｖ_cとコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）とを減算することにより得た偏差が入力される。ＰＩ制御部６０は、その偏差をＰＩ演算してリアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L ^*はデューティ比制御器３４に出力される。デューティ比制御器３４は、図１から図４の第１の実施形態と同様に、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*とリアクトル電流検出値ｉ_Lとに応じてデューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。このとき、リアクトル電流検出値ｉ_Lの代わりに、オブザーバ３２で算出されたリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）を用いることもできる。

上記の第６の実施形態によれば、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）を用いてリアクトル電流指令値ｉ_L ^*を算出する。これにより、第１の実施形態と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cがある場合でも、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を精度よく算出できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を精度よく制御できる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１及びインバータ１０５（図１）のスイッチング損失を低減できるとともに、インバータ１０５の出力電圧限界の低下を抑制できる。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４の第１の実施形態、または上記の図５の第２の実施形態と同様である。なお、本実施形態において、図６、図７の実施形態と同様にデューティ比制御器３４として、第１ＭＰＣまたは第２ＭＰＣを含む構成を用いることもできる。

［変形例］
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流に応じてリアクトルのインダクタンスＬの値は変化する。そこで、上記の各実施形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_Lまたは流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬを変更するように設定することが好適である。

図１６は、電流値に対するリアクトル１２のインダクタンスＬの変化を示す図である。図１６において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２のインダクタンスＬは電流値が０のときを１として正規化して示している。

なお、上記の実施形態では、オブザーバを同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

上記の各実施形態及びその変形例によれば、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*を精度よく算出できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を精度よく制御できる。

１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、２２ リアクトル電流検出器、３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ、 制御装置、３１，３１ａ，３１ｂ 電流指令生成器、３２，３２ａ，３２ｂ，３２ｃ オブザーバ、３４，３４ａ デューティ比制御器、３６ 三角波比較器、３７ 切換部、３８ａ 電流指令計算部、３８ｂ ノッチフィルタ、３９ 中心周波数計算器、４０ 加算器、４２ 予測演算器、４４ 評価関数演算器、４６ 最小値選択器、５０ 第１モデル予測制御器、６０ ＰＩ制御部、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。

Claims (7)

1. 第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧、及び前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、
   前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧の検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
   前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、を備え、
   前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置。
2. 請求項１に記載の制御装置において、
   前記オブザーバは、前記直流電源の電源電圧、前記コンデンサ電圧、及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を用いて、前記誤差デューティ比と前記コンデンサ電圧検出誤差とを推定する、制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の制御装置において、
   前記オブザーバは、前記リアクトル電流のリアクトル電流推定値を推定し、
   前記デューティ比制御器は、前記リアクトル電流推定値を用いて前記デューティ比を制御する、制御装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の制御装置において、
   前記デューティ比制御器は、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を用いて、前記デューティ比を複数の異なる値に変化させたときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所定状態値に対する予測値を算出し、前記所定状態値の目標を示す指令値と前記予測値との差に応じて前記デューティ比を制御する第１モデル予測制御器を有する、制御装置。
5. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の制御装置において、
   前記デューティ比制御器は、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比の二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比を前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比を制御する第２モデル予測制御器を有する、制御装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の制御装置において、
   前記電流指令生成器は、前記状態方程式から算出されたフィルタ処理前の前記リアクトル電流指令値が入力されるノッチフィルタを含み、
   前記ノッチフィルタは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が入力されるインバータのキャリア周波数をｆｃｉとし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数をｆｃｃとした場合に、処理前の前記リアクトル電流指令値から（２×ｆｃｉ−ｆｃｃ）の絶対値で表される中心周波数ｆ０の成分を除去してフィルタ処理後の前記リアクトル電流指令値を前記デューティ比制御器に出力する、制御装置。
7. 第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無におけるデューティ比の差分である誤差デューティ比、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧であるコンデンサ電圧、及び前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、
   前記コンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値から、前記コンデンサ電圧の検出値と前記コンデンサ電圧の検出誤差とを減算することにより得た偏差をＰＩ演算して、前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
   前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、を備え、
   前記リアクトル電流指令値に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置。