CN103337976B - 一种在线式高频ups的逆变控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在线式高频UPS的逆变控制方法，该控制方法包括以下步骤：A、DSP芯片内部发出的参考电压和输出电压经处理后减去直流分量控制量得到误差信号；B、误差信号经重复控制器后的输出再叠加到误差信号得到修正后的误差信号；C、修正后的误差信号依次经过比例谐振控制和限幅后作为电流环参考值；D、电流环参考值与电路采样电感电流运算取误差后经比例运算得到电流环输出信号；E、电流环输出信号叠加一个占空比前馈量后得到控制信号，进而控制ePWM发波模块发出PWM驱动波形。本发明采用复合控制方案，稳压精度高、控制能力强、正弦度好；开关机都能够平稳过渡防冲击。本发明作为一种在线式高频UPS的逆变控制方法可广泛应用于逆变控制领域。

Description

一种在线式高频UPS的逆变控制方法

技术领域

本发明涉及逆变控制领域，尤其是一种在线式高频UPS的逆变控制方法。

背景技术

随着社会经济的发展，社会各部门对供电系统的可靠性和供电质量提出了越来越高的要求。UPS（UninterruptiblePowerSystem）不间断电源作为一种提高供电可靠性和供电质量的电力设备，越来越普遍的应用于工厂、银行、机房和数据中心等对供电要求较高的场合。UPS的逆变部分是只解决定UPS输出波形和输出稳定性的关键部分。随着数字控制技术和数字芯片的发展，传统的模拟控制越来越多的采用数字控制来实现。UPS逆变控制也越来越多的采用DSP数字控制来实现。

传统的逆变器控制方法多采用逆变电压外环电感电流内环的双PI控制或外环PI内环P控制方式。PI控制存在一些固有的问题，比如对交流参考的跟踪不能做到无静差，在实际应用中PI参数比较难以整定，此外采用PI控制的UPS带非线性负载时逆变电压波形会有较大的畸变。单一控制方式在实际应用中往往做不到优良的控制效果，引入新的控制算法和多种复合控制算法成为UPS电源控制的一种趋势。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明的目的是：提供一种高精度、响应快、稳定的在线式高频UPS的逆变控制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种在线式高频UPS的逆变控制方法，包括以下步骤：

A、DSP芯片内部发出一个逆变控制的参考电压，参考电压和输出电压经过DSP处理后的输出信号再减去直流分量控制量，从而得到误差信号；

B、误差信号经过重复控制器处理后得到的信号叠加到误差信号，从而得到修正后的误差信号；

C、修正后的误差信号依次经过比例谐振控制和限幅后得到的信号作为电流环参考值；

D、将电流环参考值与电路采样电感电流运算取误差以后的信号经过比例运算得到电流环输出信号；

E、电流环输出信号叠加一个占空比前馈量从而得到控制信号，并将控制信号控制ePWM发波模块发出PWM驱动波形。

进一步，所述步骤A中的参考电压为标准正弦参考电压。

进一步，所述步骤A中参考电压和输出电压经过DSP处理的过程为：将参考电压和输出电压均放大相同的倍数后取差值。

进一步，所述步骤B中重复控制器采用嵌入式重复控制结构。

进一步，所述步骤B中重复控制器的重复控制传递函数为 $\frac{y\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{K_r{z}^{-N+r}}{1-{\mathrm{Qz}}^{-N}}.$

进一步，所述DSP芯片的开机采用软启动方式。

进一步，所述DSP芯片的关机采用用于减小硬件冲击的关机逻辑。

本发明的有益效果是：本发明采用比例谐振控制加嵌入式重复控制的复合控制方案，逆变输出电压波形能够精确跟踪正弦参考，稳压精度高；带阻性负载和非线性负载的谐波都能够得到很好的控制，逆变电压波形正弦度好；开关机过程分别采用软启动和关机逻辑，在逆变器启动和关闭时都能够平稳过渡，防止了逆变启动和关机时对硬件造成较大的冲击；该方法不仅适用于三相大功率在线式高频UPS系统中的逆变部分的数字控制，也适用于单相在线式高频UPS的逆变控制。

附图说明

图1为本发明的硬件结构示意图；

图2为本发明控制方法流程图；

图3为本发明控制方法示意图；

图4为本发明采用的重复控制器的结构示意图；

图5为本发明中DSP主程序中的控制逻辑示意图；

图6为本专利的DSP中断程序中的控制算法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：

参照图1，本发明一种在线式高频UPS的逆变控制方法所采用的硬件结构图。图1是一种单相半桥逆变器结构，直流侧采用双母线结构，母线中点和UPS的N线相连，输出滤波器采用典型的LC低通滤波器。PWM发生器采用SPWM调制方式。方案中采用TI的DSP控制芯片Tms320F2809的ePWM模块来发出PWM驱动波形。本专利的控制都是基于该DSP平台来进行数字控制。通过硬件采样电路采样电感电流I_L和输出电压V_o送入DSP芯片来参与控制。需要控制的量是逆变输出电压V_o。

参照图2，一种在线式高频UPS的逆变控制方法，包括以下步骤：

A、DSP芯片内部发出一个逆变控制的参考电压，参考电压和输出电压经过DSP处理后输出的信号再减去直流分量控制量，从而得到误差信号；

B、误差信号经过重复控制器处理后得到的信号叠加到误差信号，从而得到修正后的误差信号；

C、修正后的误差信号依次经过比例谐振控制和限幅后得到的信号作为电流环参考值；

D、将电流环参考值与电路采样电感电流运算取误差以后的信号经过比例运算得到电流环输出信号；

E、电流环输出信号叠加一个占空比前馈量从而得到控制信号，并将控制信号控制ePWM发波模块发出PWM驱动波形。

本发明提出的控制方法主要包括比例谐振控制和重复控制方法。比例谐振（简称PR控制）作为主控制方法以保证系统稳定运行，重复控制作为从控制嵌入到PR控制中以改进控制效果，特别是克服带非线性负载带给逆变电压的较大的畸变。

参照图3，结合上述5个步骤具体说明本发明的控制方法：

首先，DSP芯片内部发出一个标准正弦参考来作为逆变控制的参考V_ref。为了保证运算精度，DSP芯片经过处理以后把参考V_ref和输出电压V_o都同比例放大相同的倍数，取差后再减去直流分量控制量DcCtl得到误差量V_err。

误差信号V_err经过重复控制器以后的输出再叠加到V_err信号以修正误差信号。重复控制的传递函数可以概括为：

$\frac{y\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{K_r{z}^{-N+r}}{1-{Q\·z}^{-N}}---\left(1\right)$

（1）式离散化以后为：

y(k)=Qy(k-N)+K_re(k-N+r)(2)

（1）、（2）式中的N为一个市电周期的数字控制次数，Q为滤波器，一般取一个0.95左右的常数，K_r为重复控制的补偿系数，调节K_r可以调节重复控制的控制强度，r为重复控制的相位补偿常数。

经重复控制修正以后的电压误差信号作为PR控制的输入信号，PR控制能够无静差的跟踪指定频率的交流参考。对于50Hz系统，PR控制器的连续域传递函数为：

$\frac{y\left(s\right)}{e\left(s\right)}=K_p+K_i\·\frac{s}{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}---\left(3\right)$

其中ω对应于50Hz频率的角速度。（3）式采用ZOH方式（ZOH(zero-order-holder)）离散后的形式为：

$\frac{y\left(z\right)}{e\left(z\right)}=K_p+K_i\·T_s\·\frac{z-1}{z^2-1.999z+1}---\left(4\right)$

T_s为采样周期。（4）式用离散化方程式表示为：

y(k)=K_p·e(k)+K_i·Sum(k)(5)

Sum(k)=1.999Sum(k-1)-Sum(k-2)_+K_iT_s[e(k-1)-e(k-2)]

经过PR控制并限幅以后作为电流环的参考。与电流I_L运算取误差以后经过一个比例运算得到电流环的输出。电流环的输出叠加一个占空比前馈量Feed以后得到最终的控制信号PwmCtl送入DSP的ePWM发波模块发出PWM驱动波形。因为DSP的ePWM模块只接收非负的控制量，占空比前馈量Feed取为PWM周期值的一半，以保证输出的PwmCtl控制量全为正值。

为了抑制UPS系统逆变电压中的直流分量，需要加入直流分量控制。直流分量控制量DcCtl为对直流分量采样V_dc进行PI运算得到的控制输出量，用关系式表示为：

V_dc=K_p·V_dc+K_i·ΣV_dc(6)

参照图3，进一步，所述步骤A中的参考电压为标准正弦参考电压。

参照图3，进一步，所述步骤A中参考电压和输出电压经过DSP处理的过程为：将参考电压和输出电压均放大相同的倍数后取差值。

参照图3，进一步，所述步骤B中重复控制器采用嵌入式重复控制结构。

参照图4，进一步，所述步骤B中重复控制器的重复控制传递函数为：

$\frac{y\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{K_r{z}^{-N+r}}{1-{\mathrm{Qz}}^{-N}}.$

进一步，所述DSP芯片的开机采用软启动方式。

进一步，所述DSP芯片的关机采用用于减小硬件冲击的关机逻辑。

参照图5，DSP主程序中处理DSP开机和关机时的动作。当逆变器启动时由0增加到220V，在此过程中为了不造成冲击，需要采取逆变器软启动。本方案中采用的软启动方案如图5所示，让逆变电压参考的幅值从0逐渐增加到额定幅值。当逆变电压输出等级变化时，比如从220V调整到240V时，参考幅值仍然从220V缓慢变化到240V，防止了逆变电压突然变化产生较大的冲击电流。当发出逆变关机指令时，母线电压仍然存在较高的电压，如果直接关掉逆变PWM，则母线残存电压难以释放。因此本方案中把PWM占空比置为50%，此时输出电压基本为0，又达到了释放母线直流电压的作用。

参照图6，本方案的控制算法流程图。控制部分是在DSP中断程序里面执行，周期为微秒级别，以达到较快的控制响应速度。参考幅值AmpRef在主程序里面的缓慢递增直到达到额定幅值AmpRating，中断程序在检测到AmpRef大于0才进行逆变控制。程序用了俩个最大元素个数为N的数组ErrTab和ReptTab来分别存储重复控制的误差量和输出量。用变量ReptCnt来代表当前是一个市电周期中的第几个中断。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可以作出种种的等同变换或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (7)

1.一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

A、DSP芯片内部发出一个逆变控制的参考电压，参考电压和输出电压经过DSP处理后输出的信号再减去直流分量控制量，从而得到误差信号；

B、误差信号经过重复控制器处理后得到的信号叠加到误差信号，从而得到修正后的误差信号；

C、修正后的误差信号依次经过比例谐振控制和限幅后得到的信号作为电流环参考值，所述修正后的误差信号先经过B所述的重复控制器，然后再经过比例谐振控制器并限幅后得到电流环参考信号；所述步骤B中重复控制器和步骤C中比例谐振控制器为串联关系；

D、将电流环参考值与电路采样电感电流运算取误差以后的信号经过比例运算得到电流环输出信号；

E、电流环输出信号叠加一个占空比前馈量从而得到控制信号，并将控制信号控制ePWM发波模块发出PWM驱动波形；所述占空比前馈量为PWM驱动波形周期值的一半。

2.根据权利要求1所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述步骤A中的参考电压为标准正弦参考电压。

3.根据权利要求1所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述步骤A中参考电压和输出电压经过DSP处理的过程为：将参考电压和输出电压均放大相同的倍数后取差值。

4.根据权利要求1所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述步骤B中重复控制器采用嵌入式重复控制结构。

5.根据权利要求4所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述步骤B中重复控制器的重复控制传递函数为，其中N为一个市电周期的数字控制次数，Q为滤波器常数，K_r为重复控制的补偿系数，r为重复控制的相位补偿常数。

6.根据权利要求1所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述DSP芯片的开机采用软启动方式。

7.根据权利要求1所述的一种在线式高频UPS的逆变控制方法，其特征在于：所述DSP芯片的关机采用用于减小硬件冲击的关机逻辑。