JP5359214B2 - 直流電源のチョッパ制御方法および前記直流電源のチョッパ制御方法を用いた移動車両 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源のチョッパ制御方法に係り、特に前記直流電源のチョッパ方法を用いた移動車両に関する。

バッテリーフォークリフトなどのようなバッテリーを電源とする移動車両には、例えば鉛バッテリーなどの二次電池が搭載されており、ブレーキ時等に発生するモータからの回生電流をバッテリーに充電している。しかしながら、現存するバッテリーでは、回生時の急激に増大する回生電流を充電した場合、充電効率が悪く、また、バッテリーの劣化を早め電池寿命の低下に繋がる。

そのため、バッテリーにキャパシタ（例えば、電気二重層キャパシタ）を接続し、バッテリーに回生される電流の急変を抑制する方法が採用されている。その一つとして、バッテリーとキャパシタとを直接並列接続し、回生電力をキャパシタに充電させてバッテリーの寿命を延ばすと共に、回生電力の有効利用を図った方法が知られている。しかしながら、前記の方法では、キャパシタの内部抵抗がバッテリーの内部抵抗よりも高い場合、キャパシタに電流が流れにくいという問題があった。また、その解決策としてキャパシタの並列数を増やし内部抵抗を小さくする方法があるが、この方法ではコストが高くなってしまっていた。

一般にバッテリー寿命を延ばす手法としては、バッテリーと電力変換部（インバータやチョッパ）の直流回路間に、回生電流素子用のダイオードを接続し、回生エネルギーをキャパシタに蓄える方法（特許文献３）や、直流回路にチョッパ回路を接続し、このチョッパ回路によってバッテリー電流を制御してキャパシタに回生エネルギーを蓄える方法等が挙げられる。
特開平６−２７０６９５号公報 特開２００２−３１５１０９号公報 特開２００３−２１９５６６号公報

本願発明者は、前記のようにチョッパ回路によってバッテリー電流の制御を行う方法では、以下に示す第１，第２課題があることに着目した。

すなわち、第１課題として、キャパシタの充放電によりキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが変動し、その充電，放電の割合によってキャパシタ電圧Ｖ_EDLCがキャパシタの使用範囲（キャパシタ電圧Ｖ_EDLC≦キャパシタ定格電圧）を超える場合があった。そのときは、キャパシタの充放電を停止するように制御していたが、キャパシタの充放電を停止するとアシスト電流（チョッパ回路に流れる電流）Ｉ_Lが突然０になるため、バッテリー電流が急変するという問題があった。

第２課題としては、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低下した状態で充放電を行う場合、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態に比べて充放電時の電流値が大きくなり、キャパシタの内部抵抗による損失が大きくなってしまっていた。

本発明は、前記の課題を解決すべく創作された技術的思想であって、請求項１〜８記載の発明は、キャパシタ電圧がキャパシタ定格電圧を超える前にチョッパのゲート信号を調整することにより、第１課題を解決している。請求項３，６，７記載の発明は、キャパシタ電圧が高い状態でキャパシタの充放電を行うことにより、第２課題を解決している。

より具体的に、請求項１記載の発明は、キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源において、第１減算部において前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行して第１差信号を算出し、ＰＷＭ制御部においてこの第１差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御するチョッパ制御方法であって、キャパシタ電圧がキャパシタ定格電圧以下の時に、キャパシタ電圧降下時にキャパシタの放電電流を制限するように、または、キャパシタ電圧上昇時にキャパシタの充電電流を制限するように前記アシスト電流指令値または第１差信号に制限を掛け、この制限に基づいた前記チョッパ回路のゲート信号を出力することを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からキャパシタ電流値とキャパシタ内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ定格電圧と、バッテリー電圧と、から下記（１），（２）式により算出されることを特徴とする。ただし、Ｋ _S1 ：放電用ゲイン，Ｋ _S2 ：充電用ゲイン，Ｖ _{EDLC_max} ：キャパシタ定格電圧，Ｖ _B ：バッテリー電圧，Ｖｃ：キャパシタ開放電圧，Ｎ：乗数とする。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からキャパシタ電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ電圧の変動範囲を狭くするために設定された放電制限の下限電圧値および上限電圧値と、充電制限の下限電圧値および上限電圧値と、から下記（３），（４）式により算出されることを特徴とする。 ただし、Ｋ _S1a ：放電用ゲイン，Ｋ _S2a ：充電用ゲイン，Ｖ _C ：キャパシタ開放電圧，Ｖ _{S1_max} ：放電制限の上限電圧値，Ｖ _{S1_min} ：放電制限の下限電圧値，Ｖ _{S2_max} ：充電制限の上限電圧値，Ｖ _{S2_min} ：充電制限の下限電圧値，Ｎ：乗数とする。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からアシスト電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ定格電圧と、バッテリー電圧と、から上記（１），（２）式により算出されることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からアシスト電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ電圧の変動範囲を狭くするために設定されたキャパシタ放電制限の下限電圧値および上限電圧値と、キャパシタ充電制限の下限電圧値および上限電圧値と、から上記（３），（４）式により算出されることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１記載の発明において、第２減算部においてキャパシタ電圧の目標値とキャパシタ電圧値との差演算を実行して第２差信号を算出し、加算部において前記アシスト電流指令値に前記第２差信号を加算してアシスト電流指令値を補正し、補正されたアシスト電流指令値とチョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を第１減算部において実行して第１差信号を算出することを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１記載の発明において、第２減算部においてキャパシタ電圧の目標値とキャパシタ電圧値との差演算を実行して第２差信号を算出し、加算部において第１減算部で算出された前記第１差信号に前記第２差信号を加算して第１差信号を補正し、ＰＷＭ制御部においてこの補正された第１差信号に応じたゲート信号を生成することを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７記載の直流電源のチョッパ制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする。

以上の説明で明らかなように、請求項１〜８記載の発明によれば、キャパシタの充放電停止時におけるバッテリー電流の急変を抑制することができ、バッテリーの負担が軽減され長寿命化を図ることが可能となる。

請求項３，６，７記載の発明によれば、キャパシタの内部抵抗による損失を抑制することが可能となる。

請求項４，５記載の発明によれば、キャパシタ電流を検出する電流センサを省略することができ、コストを低減することが可能となる。

［実施形態１］
図１は、本実施形態１における移動車両の直流電源を示す回路構成図である。図１において、符号Ｂは鉛バッテリーなどの二次電池を示し、このバッテリーＢに回生動作可能なインバータＩＮＶを接続し、このインバータＩＮＶを介してモータＭが制御される。また、Ｒ_Aは回生電流蓄積部を示し、リアクトルＬとスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ等）Ｓ₁，Ｓ₂とを有するチョッパ回路ｃｈと、キャパシタＣと、で構成され、前記バッテリーＢに並列接続される。

前記チョッパ回路ｃｈのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の制御には、任意のアシスト電流指令値Ｉ_L ^*を使用した電流制御を適用する。

前記任意のアシスト電流指令値Ｉ_L ^*は、例えば、図２のチョッパ制御ブロック図に示すように算出される。すなわち、電圧検出器（図示省略）により検出されたバッテリー電圧Ｖ_Bは、ローパスフィルタＬＰＦ１でノイズの除去が施された後に微分手段１により微分される。２は電流指令演算部で、キャパシタＣに対する理想的な大容量キャパシタ電流の流入を実現するために、微分手段１から出力された信号と容量Ｃ_Sとの乗算を実行し、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*が算出される。なお、容量Ｃ_Sは、キャパシタが理想とする大容量キャパシタ電流の流入を実現するためのキャパシタ容量で、任意に設定される。

ゲート信号作成部３は判定部３１と、ゲイン乗算部３２ａ，３２ｂと、切替部３３と、ＮＯＴ回路３４と、第１のＡＮＤ回路３５ａおよび第２のＡＮＤ回路３５ｂと、第１減算部３６と、ＰＩ演算部３７と、ＰＷＭ制御部３８と、を備えている。

電流指令演算部２で演算されたチョッパｃｈに対するアシスト電流指令値Ｉ_L ^*は判定部３１に出力され、そのアシスト電流指令値Ｉ_L ^*と０との比較（すなわち、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*の正負判定）を行う。その比較の結果、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０と判定された場合には、判定部３１から「０」レベルの信号が出力され、ＮＯＴ回路３４を介して第１ＡＮＤ回路３５ａに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０と判定された場合には、切替部３３がゲイン乗算部３２ａ側に切り替えられて、ゲイン乗算部３２ａによりアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に放電用ゲインＫ_S1が乗算され、第１減算部３６およびＰＩ演算部３７，ＰＷＭ制御部３８を介してスイッチング信号が第１ＡＮＤ回路３５ａに出力される。その結果、スイッチング素子Ｓ₁がスイッチング制御される。なお、この場合、第２ＡＮＤ回路３５ｂはＰＷＭ制御部３８からスイッチング信号が入力されるものの、判定部３１から「０」レベルの信号が入力されるため、スイッチング素子Ｓ₂はオフ状態となる。

また、前記比較の結果、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０と判定された場合には、判定部３１から「１」レベルの信号が出力され、第２ＡＮＤ回路３５ｂに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０と判定された場合には、切替部３３がゲイン乗算部３２ｂ側に切替えられて、ゲイン乗算部３２ｂによりアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に充電用ゲインＫ_S2が乗算され、第１減算部３６およびＰＩ演算部３７，ＰＷＭ制御部３８を介してスイッチング信号が第２ＡＮＤ回路３５ｂに出力される。その結果、スイッチング素子Ｓ₂がスイッチング制御される。なお、この場合、第１ＡＮＤ回路３５ａは、ＰＷＭ制御部３８からスイッチング信号が出力されるものの、ＮＯＴ回路３４から「０」レベルの信号が出力されるため、スイッチング素子Ｓ₁はオフ制御となる。

なお、第１減算部３６では、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*に放電用ゲインＫ_S1または充電用ゲインＫ_S2が乗算された値から回生電流蓄積部Ｒ_Aに流入するアシスト電流値Ｉ_L ^*との差演算が実行される。その第１差信号は、ＰＩ演算部３７においてＰＩ制御され、ＰＷＭ制御部３８においてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲートオン時間（通電率）が決定される。

このゲート信号作成部３は、チョッパｃｈにおけるスイッチング損失の低減を図るために、キャパシタＣの充放電の状況に応じて片側のスイッチング素子のみオンオフ制御するものである。なお、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を交互にスイッチングさせるようにゲート信号作成部３を構成してもよい。

本実施形態１では、上記のように、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*に放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2を乗算したものを補正アシスト電流指令値とすることで、キャパシタＣの充放電の停止によるバッテリー電流の急変を抑制する。

前記放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2の決定方法について、図２におけるゲイン算出部４を基に詳細に説明する。

まず、減算部４１において、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCをローパスフィルタＬＰＦ２に通してスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチングによる電圧変動を除去した値から、キャパシタ電流値Ｉ_EDLCをローパスフィルタＬＰＦ３に通してスイッチングによる電流変動を除去した値にキャパシタＣの内部抵抗Ｒ_EDLCを乗算した値（すなわち、キャパシタＣの内部抵抗Ｒ_EDLCによる電圧降下分）を差演算したキャパシタ開放電圧Ｖｃが算出される。このキャパシタ開放電圧Ｖ_Cは充放電していない開放状態でのキャパシタＣの電圧に相当する。このキャパシタ開放電圧Ｖ_Cとキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}とバッテリー電圧Ｖ_Bとから、演算部４３ａ，４３ｂにおいて下記（１）式，（２）式により放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2が算出される。

この放電用ゲインＫ_S1によりキャパシタ電圧降下時にキャパシタＣの放電を制限し、充電用ゲインＫ_S2によりキャパシタ電圧上昇時にキャパシタＣの充電を制限する。上記（１）式，（２）式内の乗数Ｎ（＞０）により、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるキャパシタＣの充放電を調整することができ、放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2は乗数Ｎにより図３（キャパシタ開放電圧Ｖ_Cによるゲイン変化図）のように変化する。すなわち、乗数Ｎが、０＜Ｎ＜１のときに放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2が指数関数状に変化し、Ｎ＝１のときに放電用ゲインＫ_S1，Ｋ_S2が比例変化し、１＜Ｎのときに放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2が対数関数状に変化する。この乗数Ｎは種々の仕様によって任意に設定される。

具体的には、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０時（放電時）において、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}と等しいとき、上記（１）式で算出される放電用ゲインＫ_S1は１となる。本実施形態１では、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*に放電用ゲインＫ_S1を乗算した値をキャパシタＣの放電用の補正アシスト電流指令値としており、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}と等しい時は放電用ゲインＫ_S1＝１であるため、キャパシタＣの放電は制限されない。キャパシタＣの放電によりキャパシタ開放電圧Ｖ_Cが低下しバッテリー電圧Ｖ_Bに近づくにつれ、上記（１）式で算出される放電用ゲインＫ_S1は小さくなる。キャパシタ開放電圧Ｖ_Cの低下により放電用ゲインＫ_S1が小さくなるにつれ、スイッチング素子（放電用スイッチング素子）Ｓ₁のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの放電が制限される。さらに、キャパシタＣの放電によりキャパシタ開放電圧Ｖ_Cがバッテリー電圧Ｖ_Bまで低下すると放電用ゲインＫ_S1＝０となる。その結果、スイッチング素子Ｓ₁のゲートがオンされなくなり、キャパシタＣの放電は停止する。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０時（充電時）において、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cがバッテリー電圧Ｖ_Bと等しいとき、上記（２）式で算出される充電用ゲインＫ_S2は１となる。本実施形態１ではアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に充電用ゲインＫ_S2を乗算したものを充電用の補正アシスト電流指令値としており、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cがバッテリー電圧Ｖ_Bと等しいときは充電用ゲインＫ_S2＝１であるため、キャパシタＣの充電は制限されない。キャパシタＣの充電により、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}に近づくにつれ、上記（２）式で算出される充電用ゲインＫ_S2は小さくなる。キャパシタ開放電圧Ｖ_Cの上昇により充電用ゲインＫ_S2が小さくなるにつれ、スイッチング素子（充電用スイッチング素子）Ｓ₂のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの充電が制限される。さらに、キャパシタＣの充電によりキャパシタ開放電圧Ｖ_Cがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}まで上昇すると充電用ゲインＫ_S2＝０となる。その結果、スイッチング素子Ｓ₂のゲートがオンされなくなり、キャパシタＣの充電は停止する。

従来は、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCに制限を掛ける場合、突然キャパシタＣの充放電を停止していたが、本実施形態１のようにキャパシタ電圧Ｖ_EDLCがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}に達する前に、キャパシタの充放電を調整することにより、キャパシタＣの充放電停止時に発生するバッテリー電流Ｉ_Bの急変を抑制することが可能となる。これにより、バッテリーＢへの負担が軽減され、長寿命化を図ることが可能となる。

［実施形態２］
本実施形態２では、充放電により変動するキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの範囲を限定するために放電用ゲインＫ_S1a，充電用ゲインＫ_S2aを適用するキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの範囲を変更する。キャパシタ電圧Ｖ_EDLCの範囲を限定しキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行えば、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低い場合に比べ、充放電時の電流値が小さくなり、キャパシタＣの内部抵抗による損失を抑制できる。

本実施形態２では、実施形態１で用いた式（１），式（２）の代わりに、キャパシタ開放電圧Ｖ_C，放電制限の上限電圧値Ｖ_{S1_max}，放電制限の下限電圧値Ｖ_{S1_min}，充電制限の上限電圧値Ｖ_{S2_max}，充電制限の下限電圧値Ｖ_{S2_min}から下記（３）式，（４）式により放電用ゲインＫ_S1a，充電用ゲインＫ_S2bを算出し、キャパシタＣの充放電を制限する。

図４は、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cによるゲインの変化特性図を示す。実施形態１における（１）式，（２）式では、原理的に充放電が可能であるキャパシタ電圧範囲（Ｖ_EDLC≦キャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}）で充放電の制限をかけていたが、その制限を適用するキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの範囲を（３）式，（４）式によりＶ_B≦Ｖ_{S1_min}（下限電圧）＜Ｖ_{S1_max}（上限電圧）（キャパシタＣ放電時）、Ｖ_{S2_min}（下限電圧）＜Ｖ_{S2_max}（上限電圧）≦Ｖ_{EDLC_max}（キャパシタＣ充電時）に限定する。このキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの変動範囲を狭くする場合、前記（３）式のキャパシタ放電制限の下限電圧Ｖ_{S1_min}を高く、前記（４）式のキャパシタ充電制限の上限電圧Ｖ_{S2_max}を低く設定する。また、キャパシタＣの充放電を停止した場合にバッテリー電流Ｉ_Bが急変する場合には、放電調整範囲（Ｖ_{S1_min}〜Ｖ_{S1_max}）、充電調整範囲（Ｖ_{S2_min}〜Ｖ_{S2_max}），乗数Ｎ（＞０）の調整によりバッテリー電流Ｉ_Bの変動を抑制する。

具体的に本実施形態２では、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０時（放電時）において、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*に放電用ゲインＫ_S1aを乗算した値をキャパシタＣ放電用の補正アシスト電流指令値としており、上記（３）式に示すようにキャパシタ開放電圧Ｖ_Cが放電制限の上限電圧Ｖ_{S1_max}より高いときは放電用ゲインＫ_S1a＝１であるため、キャパシタＣの放電は制限されない。キャパシタＣの放電によりキャパシタ開放電圧Ｖ_Cが低下して放電制限の上限電圧Ｖ_{S1_max}を下回り、放電制限の下限電圧Ｖ_{S1_min}に近づくにつれ、上記（３）式で算出される放電用ゲインＫ_S1aは小さくなる。キャパシタ開放電圧Ｖ_Cの低下により放電用ゲインＫ_S1aが小さくなるにつれスイッチング素子（放電用スイッチング素子）Ｓ₁のゲートオン時間が短くなり（通電率が低くなり）、キャパシタＣの放電が制限される。さらに、キャパシタＣの放電により、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cが放電制限の下限電圧Ｖ_{S1_min}まで低下すると放電ゲインＫ_S1a＝０となる。その結果、スイッチング素子Ｓ₁のゲートがオンされなくなりキャパシタＣの放電は停止する。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０時（充電時）において、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cが充電制限の下限電圧Ｖ_{S2_min}より低いとき、上記（４）式で算出される充電用ゲインＫ_S2aは１となる。本実施形態２では、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*に充電用ゲインＫ_S2aを乗算した値をキャパシタＣの充電用の補正アシスト電流指令値としており、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cが充電制限の下限電圧Ｖ_{S2_min}よりも低いときは充電用ゲインＫ_S2a＝１であるため、キャパシタＣの充電は制限されない。キャパシタＣの充電により、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cが上昇して充電制限の下限電圧Ｖ_{S2_min}を超え、充電制限の上限電圧Ｖ_{S2_max}に近づくにつれ、上記（４）式で算出される充電用ゲインＫ_S2aは小さくなる。キャパシタ開放電圧Ｖ_Cの上昇により充電用ゲインＫ_S2aが小さくなるにつれ、スイッチング素子（充電用のスイッチング素子）Ｓ₂のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの充電が制限される。さらに、キャパシタＣの充電によりキャパシタ開放電圧Ｖ_Cは充電制限の上限電圧Ｖ_{S2_max}まで上昇すると充電用ゲインＫ_S2a＝０となる。その結果、スイッチング素子Ｓ₂のゲートがオンしなくなり、キャパシタＣの充電は停止する。

従来は、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCに制限を掛ける場合、突然キャパシタＣの充放電を停止していたが、本実施形態２のようにキャパシタ電圧Ｖ_EDLCがキャパシタ定格電圧Ｖ_{EDLC_max}に達する前に、キャパシタの充放電を調整することにより、キャパシタＣの充放電停止時に発生するバッテリー電流Ｉ_Bの急変を抑制することが可能となる。これにより、バッテリーＢへの負担が軽減され、長寿命化を図ることが可能となる。

また、本実施形態２のようにキャパシタＣの充放電時のキャパシタ電圧Ｖ_EDLC範囲を限定してキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行うことにより、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低い場合に比べて、充放電時におけるキャパシタ電流Ｉ_EDLCを抑制することができ、これによりキャパシタＣの内部抵抗で発生する損失を低減することが可能となる。

［実施形態３］
本実施形態３では、キャパシタ電流Ｉ_EDLC検出用の電流センサを省くため、キャパシタ開放電圧Ｖ_Cをキャパシタ電流Ｉ_EDLCではなく、既に電流センサにより検出しているアシスト電流Ｉ_Lを用いて導出する。

図５は、本実施形態３に係るゲイン算出部４を示すブロック図であり、ゲイン算出部４以外は実施形態１，２と同様に構成されるため、ゲイン算出部４以外は省略する。図２（実施形態１，２）におけるゲイン算出部４との相違点は、図２のキャパシタ電流Ｉ_EDLCをアシスト電流Ｉ_Lに変更した点である。

キャパシタ電流Ｉ_EDLCはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチングにより変動しているが、リアクトルＬにより交流成分が除去されたアシスト電流Ｉ_Lを用いることにより安定したキャパシタ開放電圧Ｖ_Cを導出することが可能となる。

なお、演算部４３ａ，４３ｂでは上記（１），（２）式（あるいは、（３），（４）式）の演算を行って放電用ゲインＫ_S1，充電用ゲインＫ_S2（あるいは、放電用ゲインＫ_S1a，充電用ゲインＫ_S2a）を算出し、充電および放電の制御が行われる。

従来は、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCに制限が掛かると突然キャパシタＣの充放電が停止となっていたが、本実施形態３のようにキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが定格電圧Ｖ_{EDLC_max}に達する前に、キャパシタＣの充放電を調整することによりキャパシタＣの充放電停止時に発生するバッテリー電流Ｉ_Bの急変を抑制することが可能となる。これにより、バッテリーＢへの負担が軽減され、長寿命化を図ることが可能となる。

また、演算部４３ａ，４３ｂにおいて（３），（４）式の演算により放電用ゲインＫ_S1a，充電用ゲインＫ_S2aを算出すれば、キャパシタＣの充放電時におけるキャパシタ電圧範囲を限定してキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行うことにより、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低い場合に比べてキャパシタ電流Ｉ_EDLCを抑制することができ、これによりキャパシタＣの内部抵抗で発生する損失を低減することが可能となる。

さらに、実施形態１，２ではキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの制限を行うために、キャパシタ電流Ｉ_EDLCを検出する電流センサが必要だったが、本実施形態３では必要なくなり、コストを低減させることが可能となる。

［実施形態４］
本実施形態４では、チョッパ制御回路において、実施形態１におけるアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に充放電ゲインを乗算する代わりに、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を行った制御方法が適用される。この制御方法を用いて、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行うことによりキャパシタＣの内部抵抗による損失を低減させることが可能となる。

前記のキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるアシスト電流Ｉ_Lの制御について説明する。図６は本実施形態４に係るチョッパ制御回路を示すブロック図である。まず、充放電により変化するキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの目標値Ｖ_EDLC ^*を設定し、第２減算部５において、その目標値Ｖ_EDLC ^*と、電圧検出器により検出されたキャパシタ電圧Ｖ_EDLCと、の差演算が実行される。検出されたキャパシタ電圧Ｖ_EDLCにはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチングによる振動が重畳しているため、目標値Ｖ_EDLC ^*とキャパシタ電圧Ｖ_EDLCとの偏差を取ったあと、ローパスフィルタＬＰＦ５を通過させ、ＰＩ制御部６において偏差がなくなるようにＰＩ制御を行う。その値（以下、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}と称する）を加算部７においてチョッパ制御で使用するアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に加算して補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*を出力し、実施形態１と同様にアシスト電流Ｉ_Lの電流制御を行う。なお、前記アシスト電流指令値Ｉ_L ^*は、実施形態１と同様に任意の値とし、例えば、バッテリー電圧Ｖ_Bを微分し、キャパシタ容量Ｃ_Sを乗算した値とする。

キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるアシスト電流Ｉ_Lの制御を追加することでキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも低くなった場合、キャパシタＣの放電が制限され、キャパシタＣの充電が促進される。逆に、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも高くなった場合、キャパシタＣの充電が制限されキャパシタＣの放電が促進される。

すなわち、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０のときは、キャパシタＣの充電を行うように制御されており、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より低い場合は第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＞０となり、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*（＞０）に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＞０）を加算した値が補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定したスイッチング素子Ｓ₂のゲートオン時間は長く（通電率が高く）なり、キャパシタＣの充電が促進される。

また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０かつ、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも高い場合は、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＜０となり、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*（＞０）に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＜０）を加算した値が補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されたスイッチング素子Ｓ₂のゲートオン時間が短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの充電が抑制される。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０のときはキャパシタＣの放電を行うように制御されており、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも低い場合は、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＞０となり、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*（≦０）に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＞０）を加算した値が補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₁のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの放電が抑制される。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０かつ、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より高い場合は第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＜０となり、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*（≦０）に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＜０）を加算した値が補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₁のゲートオン時間は長く（通電率が高く）なり、キャパシタＣの放電が促進される。

なお、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*と等しい場合は、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＝０となるため、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＝補正アシスト電流指令値Ｉ_L1 ^*となり、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるアシスト電流の制御は実行されず、キャパシタＣの充放電が行われる。

本実施形態４のように、アシスト電流Ｉ_Lの制御にキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を追加することで、充放電時において目標値Ｖ_EDLC ^*を中心にキャパシタＣの電圧を制限することができるため、突然キャパシタＣの充放電が停止しバッテリー電圧Ｖ_B，バッテリー電流Ｉ_Bが急変することがなくなり、バッテリーＢで発生する損失の低減やバッテリーＢの長寿命化を図ることが可能となる。

また、本実施形態４のようにアシスト電流の制御にキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を追加することで、目標値Ｖ_EDLC ^*を中心にキャパシタＣの充放電が行えるようになり、目標値Ｖ_EDLC ^*を高く設定することでキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行うことができ、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低い場合に比べて充放電時におけるキャパシタ電流Ｉ_EDLCを抑制することが可能となる。これにより、キャパシタＣの内部抵抗で発生する損失を低減することが可能となる。

［実施形態５］
本実施形態５は実施形態４と同様に、チョッパ制御回路において、実施形態１におけるアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に充放電ゲインを乗算する代わりに、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を行った制御方法が適用される。

実施形態４では目標値Ｖ_EDLC ^*とキャパシタ電圧Ｖ_EDLCとの第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}をアシスト電流Ｉ_L ^*に加算していたが、本実施形態５ではアシスト電流指令値Ｉ_L ^*とアシスト電流Ｉ_Lとの差信号をＰＩ演算部３７においてＰＩ制御した第１差信号Ｉ_{L_PWM}に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}を加算する。

キャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるアシスト電流Ｉ_Lの制御を追加することでキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より低くなった場合、キャパシタＣの放電が制限され、キャパシタＣの充電が促進される。逆に、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも高くなった場合、キャパシタＣの充電が制限されキャパシタＣの放電が促進される。

すなわち、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０のときはキャパシタＣの充電を行うように制御されており、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より低い場合には、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＞０となり、ＰＩ演算部３７から出力される第１差信号Ｉ_{L_PWM}に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＞０）を加算した値がＰＷＭ制御部３８に出力される値Ｉ_{L_PWM1}となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₂のゲートオン時間は長く（通電率が高く）なり、キャパシタＣの充電が促進される。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０かつキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より高い場合は第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＜０となり、ＰＩ演算部３７から出力される第１差信号Ｉ_{L_PWM}に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＜０）を加算した値がＰＷＭ制御部３８に出力される値Ｉ_{L_PWM1}となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₂のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの充電が抑制される。

また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０のときはキャパシタＣの放電を行うように制御されており、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*よりも低い場合は、第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＞０となり、ＰＩ演算部３７から出力される第１差信号Ｉ_{L_PWM}に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＞０）を加算した値がＰＷＭ制御部３８に出力される値Ｉ_{L_PWM1}となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₁のゲートオン時間は短く（通電率が低く）なり、キャパシタＣの放電が抑制される。

アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０かつ、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが目標値Ｖ_EDLC ^*より高い場合は第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＜０となり、ＰＩ演算部３７から出力される第１差信号Ｉ_{L_PWM}に第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}（＜０）を加算した値がＰＷＭ制御部３８に出力される値Ｉ_{L_PWM1}となる。そのため、ＰＷＭ方式により決定されるスイッチング素子Ｓ₁のゲートオン時間は長く（通電率が高く）なり、キャパシタＣの放電が促進される。

なお、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが、目標値Ｖ_EDLC ^*と等しい場合は第２差信号Ｖ_{EDLC_DIF}＝０となるため、第１差信号Ｉ_{L_PWM}＝Ｉ_{L_PWM1}となりキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによるアシスト電流Ｉ_Lの制御はないものとしてキャパシタＣの充放電が行われる。

本実施形態５のように、アシスト電流Ｉ_Lの制御にキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を追加することで、充放電時において目標値Ｖ_EDLC ^*を中心にキャパシタＣの電圧を制限することができるため、突然キャパシタＣの充放電が停止しバッテリー電圧Ｖ_B，バッテリー電流Ｉ_Bが急変することがなくなり、バッテリーＢで発生する損失の低減やバッテリーＢの長寿命化を図ることが可能となる。

また、本実施形態５のように、アシスト電流の制御にキャパシタ電圧Ｖ_EDLCによる制御を追加することで、目標値Ｖ_EDLC ^*を中心にキャパシタＣの充放電が行えるようになり、目標値Ｖ_EDLC ^*を高く設定することでキャパシタ電圧Ｖ_EDLCが高い状態で充放電を行うことができ、キャパシタ電圧Ｖ_EDLCが低い場合に比べて充放電時におけるキャパシタ電流Ｉ_EDLCを抑制することが可能となる。これにより、キャパシタＣの内部抵抗で発生する損失を低減することが可能となる。

実施形態１における移動車両の直流電源を示す回路構成図。 実施形態１における直流電源のチョッパ制御ブロック図。 実施形態１におけるキャパシタ開放電圧Ｖ_Cによるゲイン変化図。 実施形態２におけるキャパシタ開放電圧Ｖ_Cによるゲイン変化図。 実施形態３におけるゲイン算出部４のブロック図。 実施形態４における直流電源のチョッパ制御ブロック図。 実施形態５における直流電源のチョッパ制御ブロック図。

符号の説明

Ｃ…キャパシタ
ｃｈ…チョッパ回路
Ｒ_A…回生電流蓄積部
Ｂ…バッテリ
Ｖ_B…バッテリ電圧
Ｉ_L ^*…アシスト電流指令値
Ｖ_EDLC…キャパシタ電圧
Ｖ_{EDLC_max}…キャパシタ定格電圧
Ｋ_S1，Ｋ_S1a…放電用ゲイン
Ｋ_S2，Ｋ_S2a…充電用ゲイン
Ｉ_EDLC…キャパシタ電流値
Ｖ_C…キャパシタ開放電圧
Ｒ_EDLC…キャパシタ内部抵抗
Ｖ_{S1_min}…放電制限下限電圧
Ｖ_{S1_max}…放電制限上限電圧
Ｖ_{S2_min}…充電制限下限電圧
Ｖ_{S2_max}…充電制限上限電圧
Ｖ_EDLC ^*…目標値

Claims (8)

1. キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源において、
   第１減算部において前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行して第１差信号を算出し、ＰＷＭ制御部においてこの第１差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御するチョッパ制御方法であって、
   キャパシタ電圧がキャパシタ定格電圧以下の時に、キャパシタ電圧降下時にキャパシタの放電電流を制限するように、また、キャパシタ電圧上昇時にキャパシタの充電電流を制限するように前記アシスト電流指令値または第１差信号に制限を掛け、この制限に基づいた前記チョッパ回路のゲート信号を出力することを特徴とする直流電源のチョッパ制御方法。
2. 前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、
   前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からキャパシタ電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ定格電圧と、バッテリー電圧と、から下記（１），（２）式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
   

   
3. 前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、
   前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からキャパシタ電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ電圧の変動範囲を狭くするために設定されたキャパシタ放電制限の下限電圧値および上限電圧値と、キャパシタ充電制限の下限電圧値および上限電圧値と、から下記（３），（４）式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
   

   
4. 前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、
   前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からアシスト電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ定格電圧と、バッテリー電圧と、から上記（１），（２）式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
5. 前記アシスト電流指令値に掛ける制限は、アシスト電流指令値にゲインを乗算させることであって、
   前記ゲインは、ゲイン算出部において、キャパシタ電圧からアシスト電流値とキャパシタの内部抵抗値とを乗算した値を減算したキャパシタ開放電圧と、キャパシタ電圧の変動範囲を狭くするために設定されたキャパシタ放電制限の下限電圧値および上限電圧値と、キャパシタ充電制限の下限電圧値および上限電圧値と、から上記（３），（４）式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
6. 第２減算部においてキャパシタ電圧の目標値とキャパシタ電圧値との差演算を実行して第２差信号を算出し、加算部において前記アシスト電流指令値に前記第２差信号を加算してアシスト電流指令値を補正し、補正されたアシスト電流指令値とチョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を第１減算部において実行して第１差信号を算出することを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
7. 第２減算部においてキャパシタ電圧の目標値とキャパシタ電圧値との差演算を実行して第２差信号を算出し、加算部において第１減算部で算出された前記第１差信号に前記第２差信号を加算して第１差信号を補正し、ＰＷＭ制御部においてこの補正された第１差信号に応じたゲート信号を生成することを特徴とする請求項１記載の直流電源のチョッパ制御方法。
8. 請求項１〜７記載の直流電源のチョッパ制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする移動車両。

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