KR101179784B1

KR101179784B1 - Ｄｃｄｃ 변환 장치

Info

Publication number: KR101179784B1
Application number: KR1020117002683A
Authority: KR
Inventors: 히데토시 기타나카
Original assignee: 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2008-09-19
Filing date: 2008-09-19
Publication date: 2012-09-04
Also published as: EP2348622B1; JPWO2010032316A1; JP4357592B1; ES2649531T3; KR20110025878A; CA2737427A1; US8531150B2; EP2348622A4; CN102160270B; US20110121798A1; EP2348622A1; CN102160270A; MX2011002541A; WO2010032316A1

Abstract

입력단에 입력 필터 회로가 접속되는 스위칭 회로(10)와; 스위칭 회로(10)의 출력단에 접속되고, 리액터(5) 및 컨덴서(6)에 의해 구성되는 평활 필터 회로(27)와; 평활 필터 회로(27)의 상태량을 피드백하여 스위칭 회로(10)를 온 오프 제어하는 제어부(300)가 구비된다. 제어부(300)는 컨덴서(6)의 전압에 기초하여 평활 필터 회로(27)의 상태량을 조정하기 위한 댐핑 조작량을 산출하는 댐핑 제어부(40)를 구비한다.

Description

ＤＣＤＣ 변환 장치{DC-DC CONVERTER}

본 발명은 예를 들어 전기차로의 응용에 바람직한 DCDC 변환 장치에 관한 것이다.

일반적으로 전기차는 가선(架線)이나 제3 궤조(軌條) 등으로부터 집전 장치로 전력을 취입하고, 집전(集電)한 전력을 이용하여 전동기를 구동하는 구성이 채용된다.

최근, 2차 전지나 전기 2중층 캐패시터 등 전력 저장 소자의 성능이 향상되고 있기 때문에, 이들을 전기차에 탑재하여, 집전한 전력을 전력 저장 소자에 축적하고, 전력 저장 소자에 축적한 전력과 집전 장치로 취입한 전력을 병용하여 전동기를 구동하는 시스템의 개발이 진행되고 있다.

이와 같은 시스템으로서 예를 들어 하기 특허 문헌 1에 나타난 전기차 제어 장치가 있다. 이 전기차 제어 장치에서는 가선과 전력 저장 소자 사이의 전력 플로우를 제어하기 위해, 집전 장치와 전력 저장 소자 사이에 DCDC 변환 장치가 마련되어 있다.

또한, 특허 문헌 1에 나타나는 전기차 제어 장치에는 마련되지 않지만, 이런 종류의 시스템에서는 DCDC 변환 장치와 가선 사이에 리액터를 마련하고, 이 리액터와 입력 컨덴서로 구성되는 LC 필터 회로에 의해, DCDC 변환 장치로부터 가선측으로 유출(流出)되는 고조파 전류를 감쇠하는 것이 행해진다.

특허 문헌 1 : 일본 특개 2007-274756호 공보

그런데 본원 발명자는 DCDC 변환 장치를 동작시킬 때에, 상기 LC 필터 회로에 전기 진동이 발생하여, 입력 컨덴서가 과전압으로 되는 등, DCDC 변환 장치의 정상적인 운전을 할 수 없게 되는 경우가 있다는 것을 찾아냈다.

본 발명은 본원 발명자의 상기 지견을 감안하여 이루어진 것으로서, LC 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제하여, 안정된 운전을 가능하게 하는 DCDC 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상술한 과제를 해결하여, 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 DCDC 변환 장치는, 직류 전원에 접속된 입력 리액터와 입력 컨덴서에 의해 구성되는 입력 필터 회로를 가지고, 상기 입력 컨덴서의 직류 전압을 임의의 직류 전압으로 변환하여 출력하는 DCDC 변환 장치에 있어서, 입력단에 상기 입력 필터 회로가 접속되고, 상암측 스위칭 소자 및 하암측 스위칭 소자에 의해 구성되는 스위칭 회로와; 상기 스위칭 회로의 출력단에 접속되는 평활 필터 회로와; 상기 평활 필터 회로의 상태량을 피드백하여 상기 스위칭 회로를 온 오프 제어하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압에 기초하여 상기 평활 필터 회로의 상태량을 조정하는 댐핑(damping) 조작량을 산출하는 댐핑 제어부를 구비한 것을 특징으로 한다.

본 발명에 의하면, 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제하기 위한 최적인 댐핑 조작량에 기초하여 스위칭 회로를 제어하도록 했으므로, LC 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제할 수 있어, DCDC 변환 장치가 안정된 운전이 가능하게 된다고 하는 효과를 달성한다.

도 1은 실시 형태 1에 있어서 DCDC 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1에 나타내는 주회로부를 간략화한 회로 블록도이다.
도 3은 도 2에 나타내는 회로의 전달 함수를 나타내는 블록도이다.
도 4는 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하를 저항으로 치환한 회로 블록도이다.
도 5는 도 4에 나타내는 회로의 전달 함수를 나타내는 블록도이다.
도 6은 실시 형태 1에 있어서 댐핑 제어부 내부의 상태량 변화 및 신호 파형을 나타내는 도면이다.
도 7은 실시 형태 2에 있어서 DCDC 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 8은 실시 형태 2에 있어서 DCDC 변환 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면이다.

이하에, 본 발명에 따른 DCDC 변환 장치의 실시 형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 또한, 이하에 나타내는 실시 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니다.

실시 형태 1.

도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서 DCDC 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 1에 나타내는 바와 같이, DCDC 변환 장치(100)는 집전 장치(2)를 개재시켜 직류 전원으로 되는 변전소(도시하지 않음)에 접속된 가선(1)과 전기적으로 접속되어 있다. 또, 리턴 전류의 귀환 회로로 되는 차바퀴(3)를 통해 변전소에 접속된 레일(4)과 전기적으로 접속되어 있다.

DCDC 변환 장치(100)는 주회로부(200), 및 주회로부(200)에 있어서 전력 플로우를 제어하는 제어부(300)를 구비하여 구성된다.

우선, 주회로부(200)의 구성에 대해 설명한다. 도 1에 있어서, 주회로부(200)는 주된 구성부로서, 입력 필터 회로(8), 전압 검출기(7), 스위칭 회로(10), 평활 필터 회로(27), 전압 검출기(23), 전류 검출기(21), 및 전력 저장 소자(26)를 구비하여 구성된다. 스위칭 회로(10)는 상암측 스위칭 소자(11) 및 하암측 스위칭 소자(12)를 가지고 구성되고, 입력 필터 회로(8)는 입력 리액터인 리액터(5) 및 입력 컨덴서인 컨덴서(6)에 의해 구성되고, 평활 필터 회로(27)는 평활 리액터(20)에 의해 구성된다.

다음에, 주회로부(200)를 구성하는 각 부의 개략 기능에 대해 설명한다. 스위칭 회로(10)는 가선(1)으로부터 전력 저장 소자(26)으로, 또는 전력 저장 소자(26)로부터 가선(1)으로 라고 하는 쌍방향의 전력 변환 회로로서 기능한다. 입력 필터 회로(8)는 스위칭 회로(10)로부터 발생하는 고조파 전류가 집전 장치(2)를 통해 변전소측으로 유출되는 것을 억제한다. 전압 검출기(7)는 컨덴서(6) 양단의 전압 EFC를 검출한다. 전력 저장 소자(26)는 필요한 전력을 축적한다. 전압 검출기(23)는 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC를 검출한다. 평활 필터 회로(27)는 스위칭 회로(10)로부터 발생하는 전류 리플의 필터링을 행한다. 전류 검출기(21)는 평활 리액터(20)에 흐르는 전류(이하 「평활 리액터 전류」라고 함) ISL을 검출한다.

그 다음에, 주회로부(200)의 접속 구성에 대해 설명한다. 스위칭 회로(10)의 출력측은 상암측 스위칭 소자(11)와 하암측 스위칭 소자(12)의 접속단(상암측 스위칭 소자(11)의 일단)을 출력단으로 하여 평활 리액터(20) 및 전류 검출기(21)를 통해 전력 저장 소자(26)에 접속되어 있다. 또, 스위칭 회로(10)의 입력측은 상암측 스위칭 소자(11)의 타단을 입력단으로 하여 입력 필터 회로(8) 및 집전 장치(2)를 통해 가선(1)에 접속되어 있다.

또한, 전력 저장 소자(26)로서는 니켈 수소 2차 전지, 리튬 이온 2차 전지, 전기 2중층 캐패시터 등이 바람직하지만, 그 외의 전력 저장 소자를 이용해도 좋다. 또, 가선(1)에 전력을 공급하는 직류 전원으로서 변전소를 예로 하여 설명했지만, 그 외의 직류 전원이어도 좋다.

다음에, 제어부(300)의 구성 및 기능에 대해 설명한다. 제어부(300)는 제어 신호 생성부(50) 및 댐핑 제어부(40)를 가지고 이루어지며, 제어 신호 생성부(50)는 곱셈기(34), 감산기(35), 전류 제어기(36), 변조 회로(37), 및 댐핑 제어부(40)를 구비하여 구성된다.

곱셈기(34)는 상위(上位)의 제어계(도시하지 않음)로부터 입력된 평활 리액터 전류 지령 ISL*와 후술하는 댐핑 조작량 DAMPCN의 곱셈을 행한다. 또한, 평활 리액터 전류 지령 ISL*는 평활 리액터 전류 ISL의 지령값이다.

감산기(35)는 곱셈기(34)의 출력(ISL**)으로부터 평활 리액터 전류 ISL을 감산한다.

전류 제어기(36)는 감산기(35)의 출력이 입력되고, 비례 적분 제어를 행한다. 또한, 전류 제어기(36)의 제어 방식으로서는 비례 적분 제어가 바람직하지만, 비례 제어이어도 상관없다. 또, 전류 제어기(36)는 어느 제어 방식이어도 공지 기술로 구성할 수 있기 때문에, 여기서의 설명은 생략한다.

변조 회로(37)는 전류 제어기(36)의 출력, 컨덴서(6)의 전압 EFC, 및 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC에 기초하여 스위칭 회로(10)로의 제어 신호(이하 「스위칭 신호」라고 함) GSG를 출력한다.

댐핑 제어부(40)는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 입력되고, 댐핑 조작량 DAMPCN을 출력한다. 또한, 댐핑 제어부(40)의 구성에 대해서는 동작의 설명과 함께 후술한다.

다음에, 상기와 같이 구성된 제어부(300)에 의한 주회로부(200)의 전력 플로우 제어에 대해 설명한다.

평활 리액터 전류 지령 ISL*는 전술한 바와 같이 상위의 제어계(도시하지 않음)로부터 출력되는 평활 리액터 전류 ISL의 지령값이다. 전력 저장 소자(26)의 충전 및 방전이 필요하지 않은 경우는, ISL*=0으로 하고, 제어부(300)는 평활 리액터 전류 ISL이 흐르지 않도록 주회로부(200)의 스위칭 회로(10)를 제어한다.

전력 저장 소자(26)의 충전이 필요한 경우는, ISL*를 정(正)의 값으로 하고, 제어부(300)는 평활 리액터 전류 ISL이 가선(1)측으로부터 전력 저장 소자(26)측으로의 전력 플로우로 되도록 주회로부(200)의 스위칭 회로(10)를 제어하여 충전 동작을 행하게 한다.

전력 저장 소자(26)의 방전이 필요한 경우는, ISL*를 부(負)의 값으로 하고, 제어부(300)는 평활 리액터 전류 ISL이 전력 저장 소자(26)측으로부터 가선(1)측으로의 전력 플로우로 되도록 주회로부(200)의 스위칭 회로(10)를 제어하여 방전 동작을 행하게 한다.

즉, DCDC 변환 장치(100)는 상위의 제어계로부터 출력되는 평활 리액터 전류 지령 ISL*에 의해, 평활 리액터 전류 ISL이 소정의 값으로 되도록 제어하는 제어 전류원으로서 기능하여, 필요하게 따른 임의의 전력 플로우가 실현 가능한 구성으로 되어 있다.

다음에, 본 실시 형태의 주요부인 댐핑 제어부(40)에 대해 설명한다.

여기서, 도 1에 나타내는 댐핑 제어부(40)의 구체적 설명을 행하기 전에, 도 1에 나타내는 주회로부(200)의 입력 필터 회로(8)(리액터(5) 및 컨덴서(6))에 의해 구성되는 LC 필터에 있어서 전기 진동이 발생하는 원인, 및 댐핑 제어부(40) 구성의 근거가 되는 전기 진동의 억제 원리에 대해, 도 1 ~ 도 5의 각 도면을 참조하여 간단하게 설명한다.

우선, 도 1에 나타내는 주회로부(200)의 LC 필터에 있어서 전기 진동이 발생하는 원인에 대해 설명한다. 도 2는 도 1에 나타내는 주회로부(200)를 간략화한 회로 블록도이다. 또한, 도 2에서는 도 1에 있어서 가선(1), 집전 장치(2), 차바퀴(3) 및 레일(4)를 생략하고, 변전소를 직류 전원(70)으로 치환하고 있다. 또, 리액터(5)는 인덕턴스 성분 L과 저항 성분 R로 이루어지는 것으로 하고, 컨덴서(6)의 정전 용량은 C로 하고 있다.

여기서, 스위칭 회로(10)는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 변동해도, 평활 리액터 전류 ISL이 일정하게 유지되도록 제어된다. 즉, 컨덴서(6)의 전압 EFC가 변동해도, 스위칭 회로(10)의 입력 전력 PDC가 변화하지 않도록 제어되기 때문에, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변동에 대해 정전력 특성으로 된다. 이상으로부터, 스위칭 회로(10), 평활 리액터(20), 및 전력 저장 소자(26)를 포함하는 블록을, LC 필터측으로부터 본 1개의 부하로서 모아, 정전력 부하(80)로 하고 있다.

도 2에 있어서, 정전력 부하(80)는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 상승한 경우에 스위칭 회로(10)의 입력 전류 IDC가 감소하고, 컨덴서(6)의 전압 EFC가 하강한 경우에 스위칭 회로(10)의 입력 전류 IDC가 증가하는 부저항 특성으로 된다. 또한, 통상의 저항(정저항)은 전압이 상승하면 전류가 증가하고, 전압이 하강하면 전류가 감소하는 정저항 특성으로 된다. 즉, 정전력 부하(80)는 전압의 변화에 대한 전류의 변화가 통상의 저항(정저항)과는 반대의 특성으로 된다.

따라서 도 2에 나타내는 회로에서는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 상승하여 스위칭 회로(10)의 입력 전류 IDC가 감소하면, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 상승을 조장(助長)하는 동작으로 되고, 반대로 컨덴서(6)의 전압 EFC가 하강하여 스위칭 회로(10)의 입력 전류 IDC가 증가하면, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 하강을 조장하는 동작으로 된다. 이 때문에, 도 2에 나타내는 회로에서는 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변동에 대해 제동이 효과 없어, LC 필터의 공진 주파수에서 컨덴서(6)의 전압 EFC의 전기 진동이 발생하고, 발생한 전기 진동의 진폭이 확대되어 지속 진동한다. 이상이, 도 1에 나타내는 주회로부(200) 및 도 2에 나타내는 회로의 LC 필터에 있어서 전기 진동이 발생하는 원인의 정성(定性) 설명이다.

다음에, 도 2에 나타내는 회로의 전달 함수를 구하여 평가를 행하고, 상기에 정성 설명한 현상에 대한 정량 설명을 행한다.

우선, 스위칭 회로(10)의 입력 전력 PDC와 스위칭 회로(10)의 입력 전류 IDC와 컨덴서(6)의 전압 EFC의 관계식은 다음 식 (1)로 된다.

[식 1]

상기 (1) 식은 비선형이므로, 선형화를 도모한다. 동작점에 있어서 전압, 전류를 각각 EFC0, IDC0으로 하면, 동작점 근방에서는 다음 식 (2)가 성립한다.

[식 2]

따라서 도 2에 나타내는 회로는 도 3에 나타내는 블록선도로 나타낸다. 도 3은 도 2에 나타내는 회로의 전달 함수를 나타내는 블록도이다. 도 3에 나타내는 전달 함수 블록도에 있어서, 입력 전압 ES로부터 컨덴서(6)의 전압 EFC까지의 폐루프 전달 함수 G(s)는 다음 식 (3)으로 된다.

[식 3]

상기 (3) 식의 폐루프 전달 함수 G(s)에 나타나는 폐루프계가 안정하기 위해서는 G(s)의 극(極)이 모두 부(負)인 것이 조건으로 된다. 즉, G(s)의 분모인 다음 식 (4)에 나타내는 특성 방정식의 해(解)가 모두 부일 필요가 있다.

[식 4]

상기 (4) 식의 해를

,

로 하고,

,

가 양쪽 모두 부로 되는 조건식은 해와 계수의 관계로부터 다음 식 (5), (6)으로 된다.

[식 5]

[식 6]

여기서, (3) 식의 전달 함수 G(s)에 나타나는 폐루프계가 안정하기 위한, 리액터(5)의 저항 성분 R의 조건식을 구한다. (6) 식은 유용한 정보를 포함하지 않기 때문에, 여기서는 (5) 식에 대해 주목한다. (5) 식을 변형하면, 리액터(5)의 저항 성분 R의 조건식인 다음 식 (7)이 얻어진다.

[식 7]

식 (7)로부터, L이 작을수록, C가 클수록, PDC가 작을수록, EFC0이 클수록, 계(系)를 안정화하는데 필요한 R은 작아도 된다. 예로서, 일반적인 수치인 L=12mH, C=6600㎌, PDC=1000KW, EFC0=1500V의 조건을 식 (7)에 대입하면, (3) 식의 전달 함수 G(s)에 나타나는 폐루프계를 안정화할 수 있는 리액터(5)의 저항 성분 R의 값은 R>0.8(Ω)로 된다.

일반적으로, 리액터에 포함되는 저항 성분은 수십(mΩ) 정도로 미소(微小)하고, (7) 식을 만족하는 것은 불가능하다. 따라서 도 2에 나타내는 회로의 폐루프계는 불안정하게 되어, LC 필터의 공진 주파수에서 전기 진동이 발생하게 된다. 즉, 도 2에 나타내는 회로에, (7) 식을 만족하는 저항을 부가하거나, 또는 제어적으로 안정화를 도모하지 않는 이상, 컨덴서(6)의 전압 EFC는 진동하여 발산(發散)해 버리는 것을 이해할 수 있다. 또한, 현실에서는 저항을 부가하는 것이 장치를 대형화하여, 손실의 증대를 초래하므로, 제어적으로 안정화를 도모하는 다른 수법이 필요하게 된다.

이상이, 도 1에 나타내는 주회로부(200) 및 도 2에 나타내는 회로의 LC 필터의 공진 주파수에서 전기 진동이 발생하는 원인의 정량 설명이다.

다음에, 본 실시 형태에 따른 댐핑 제어부(40)의 구성의 기술적 근거가 되는 전기 진동의 억제 원리에 대해 설명한다.

도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)가 부저항 특성인 것은 전술한 바와 같지만, 이 정전력 부하가 정저항 특성이면, 폐루프계를 안정화시키는 것이 가능하다. 이 때문에, 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)를 저항으로 치환한 회로도면을 이용하여, 상기와 동일한 정량 설명을 행한다.

도 4는 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)를 저항(60)으로 치환한 회로 블록도이다. 도 4에 나타내는 바와 같이, 도 4에서는 LC 필터측으로부터 본 부하로서, 저항값이 R0인 저항(60)이 접속되어 있다.

도 5는 도 4에 나타내는 회로의 전달 함수를 나타내는 블록도이다. 도 5에 나타내는 전달 함수 블록도로부터, 입력 전압 ES로부터 컨덴서의 전압 EFC까지의 폐루프 전달 함수 Gp(s)는 다음 식 (8)로 된다.

[식 8]

또, (8) 식에서 나타난 폐루프 전달 함수 Gp(s)의 특성 방정식은 다음 식 (9)로 된다.

[식 9]

여기서, (9) 식에서 나타나는 특성 방정식의 해가 모두 부로 되는 조건을 산출하면, 리액터(5)의 저항 성분 R의 값은 R

0으로 되어, 이 조건을 항상 만족하게 되는 것이다. 즉, 도 4에 나타내는 바와 같이, LC 필터측으로부터 본 부하가 저항(60)으로 구성되는 경우는, 폐루프계가 항상 안정하다는 것을 알 수 있다.

위에서 설명한 바와 같이, 직류 전원(70)에 접속된 LC 필터에, 저항(60)을 접속한 회로는 항상 안정하다는 것을 안다. 본 실시 형태에 나타내는 제어 회로는 이 원리에 주목한 것이다. 즉, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 진동 성분에 대해, 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)가 정저항 특성과 등가인 특성으로 되도록 스위칭 회로(10)를 제어하는 것이다.

다음에, 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)가, LC 필터의 공진 주파수에서 발생하는 컨덴서(6)의 전압 EFC의 전기 진동에 대해, 정저항 특성과 등가인 특성으로 되기 위한 제어 조건을 도출한다.

도 4에 있어서, 컨덴서(6)의 전압이 EFC, 저항(60)에 흐르는 전류가 IDC인 경우, 저항(60)에서의 전력 PR은 다음 식 (10)으로 된다.

[식 10]

컨덴서(6)의 전압 EFC가 변동하여, 당초의 n배가 된 경우, 저항(60)에 흐르는 전류 IDC도 동일하게 n배로 되기 때문에, 이 때 저항(60)에서의 전력 PRn은 다음 식 (11)로 된다.

[식 11]

즉, 저항(60)으로의 전력 PRn는 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변화 비율의 제곱에 비례한다. 이것으로부터, (11) 식의 관계가 성립하도록 정전력 부하(80)를 제어하는 것에 의해, 정전력 부하(80)를 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변동에 대해 정저항 특성으로 되도록 동작시킬 수 있다.

한편, 도 2에 있어서, 스위칭 회로(10)의 회로 손실을 무시하면, 스위칭 회로(10)의 출력 전력은 스위칭 회로(10)의 입력 전력 PDC에 동등하게 되기 때문에, 전력 저장 소자(26)를 흐르는 평활 리액터 전류 ISL과 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC로부터, 다음 식 (12)가 성립한다.

[식 12]

또한, 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC는 전력 저장 소자(26)의 저장 전력량에 의해 변화하는 값이다.

정전력 부하(80)를 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변동에 대해 정저항 특성으로 되도록 동작시키기 위해서는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 n배로 된 경우의 전력 PDCn이, (11) 식과 동일하게, 다음 식 (13)의 관계로 되면 좋다.

[식 13]

여기서, LC 필터의 공진 주파수는 통상 10Hz ~ 20Hz이며, 주기(周期)로 환산하면 50ms ~ 100ms의 시간이다. 이것에 대해, 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC는 수십초의 시간 단위에서는 일정한 것으로 간주된다. 즉, LC 필터의 공진 주파수에서 전기 진동을 고려하는데 있어서, 전력 저장 소자(26)의 단자 전압 BFC가 일정하다고 가정해도 상관없다.

따라서 컨덴서(6)의 전압 EFC가 n배로 된 경우에, 평활 리액터 전류 ISL을 n²배로 되도록 스위칭 회로(10)를 제어하면, 스위칭 회로(10)의 입력 전력 PDC를 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변화 비율의 제곱에 비례시켜 변화시킬 수 있고, 도 2에 나타내는 회로의 정전력 부하(80)가, LC 필터의 공진 주파수에서 발생하는 컨덴서(6)의 전압 EFC의 전기 진동에 대해, 정저항 특성과 등가인 특성으로 된다.

이상으로부터, 도 1에 나타내는 제어부(300)에 있어서, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 변동 비율을 제곱한 값을, 평활 리액터 전류 지령 ISL*에 적산(積算)하는 구성과 하는 것에 의해, LC 필터의 공진 주파수에서 발생하는 컨덴서(6)의 전압 EFC의 전기 진동을 억제하여 안정화하는 것이 가능하게 된다.

다음에, 도 1 및 도 6을 참조하여, 상기한 제어 수법을 구현하는 구체적인 구성에 대해 설명한다. 또한, 도 6은 실시 형태 1에 있어서 댐핑 제어부(40) 내부의 상태량 변화 및 신호 파형을 나타내는 도면이다.

우선, 댐핑 제어부(40)의 구성에 대해 도 1을 참조하여 설명한다. 댐핑 제어부(40)는 하이패스 필터(이하 「HPF」라고 함; 41), 로패스 필터(이하 「LPF」라고 함; 42, 43), 가산기(44), 나눗셈기(45), 감산기(46), 스위치(47), 제곱 연산기(48), 및 리미터(49)를 구비하고 있다.

댐핑 제어부(40)에는 컨덴서(6)의 전압 EFC가 입력되고, 2 계통으로 분기하고 있다.

일방에는 HPF(41) 및 LPF(43)가 직렬로 접속되어 있다. HPF(41) 및 LPF(43)에 의해 컨덴서(6)의 전압 EFC의 직류 성분을 포함하는 불필요한 저주파 성분 및 불필요한 고조파 성분이 제거되고, LC 필터의 공진 주파수 부근만이 추출된 공진 주파수 성분 EFCa가 출력된다. 예를 들어, 도 6에 나타내는 바와 같이, 컨덴서(6)의 전압 EFC가 1500V를 중심으로 하여 1650V ~ 1350V까지 진동하고 있는 경우, EFCa는 +150V ~ -150V의 범위에서 EFC의 공진 주파수 성분과 동위상에서 변동하는 신호로 된다.

또, 타방에는 LPF(42)가 접속되어 있다. LPF(42)에 의해 컨덴서(6)의 전압 EFC의 직류 성분만이 추출된 직류 성분 EFCd가 출력된다.

또한, HPF(41), LPF(42), LPF(43)는 1차 지연 요소에 의해 구성된 1차 필터이며, 그 구성은 공지되어 있으므로 설명을 생략한다. 물론, 2차 이상의 필터로 구성해도 좋지만, 필터의 구성이 복잡화된다고 하는 단점이 있다.

여기서, HPF(41) 및 LPF(43)의 작용에 대해 추가로 상세하게 설명한다.

LPF(43)를 필요로 하는 이유는 컨덴서의 전압 EFC에 포함되는 제어계로의 외란(外亂)으로 되는 고주파 성분을 제거하기 위함이다. 그렇지만 제거하고 싶은 고주파 성분의 하한이 수백Hz이며, 댐핑 제어의 대상인, LC 필터의 공진 주파수 대역(통상 10 ~ 20Hz정도)과 근접하고 있기 때문에, LPF(43)만을 이용하여 고주파 성분을 제거하면, LC 필터의 공진 주파수 성분의 위상 지연을 발생시키게 되어 바람직하지 않다. 그래서 HPF(41)를 직렬로 추가하고 LPF(43)와 조합하는 것에 의해, LPF(43)를 단독 이용한 경우와 동일한 고주파 성분 제거 특성을 확보하면서, LC 필터의 공진 주파수 대역의 위상 지연을 보상하고 있다. 또한, HPF(41) 및 LPF(43)의 특성에 대해서는 게인이 1로 되는 주파수를 LC 필터의 공진 주파수(10Hz ~ 20Hz)에 맞추는 것이 바람직하다.

가산기(44)는 이상과 같이 하여 산출한 LC 필터의 공진 주파수 대역의 진동 성분 EFCa에, 직류 성분 EFCd를 가산하고, EFCad를 출력한다.

나눗셈기(45)는 EFCad를 직류 성분 EFCd로 나누는 것에 의해, 컨덴서(6)의 전압 EFC에 포함되는 LC 필터의 공진 주파수 대역의 진동 성분의 변동 비율(이하, 간단히 「변동 비율」이라고 함) EFCfp를 산출한다.

변동 비율 EFCfp는 2 계통으로 분기되는데, 일방은 스위치(47)에 직접 출력되고, 타방은 감산기(46)에 출력된다. 감산기(46)는 소정값(본 실시 형태의 예에서는 값 "2")으로부터 변동 비율 EFCfp를 감산하고, 변동 비율 EFCfp의 진동 성분의 위상이 반전한 EFCfn을 스위치(47)에 출력한다.

전력 플로우가 가선(1)측으로부터 전력 저장 소자(26)측으로의 방향인 경우, 스위치(47)는 상부측(충전측)의 접점이 선택되고, 변동 비율 EFCfp가 제곱 연산기(48)에 입력된다.

한편, 전력 플로우가 전력 저장 소자(26)측으로부터 가선(1)측으로의 방향인 경우, 스위치(47)는 하부측(방전측)의 접점이 선택되어 변동 비율 EFCfn이 제곱 연산기(48)에 입력된다.

여기서, 전력 플로우가 전력 저장 소자(26)로부터 가선(1)의 방향(출력측→입력측)일 때에 EFCfn을 이용하는 이유는 전력 플로우의 방향이 가선(1)으로부터 전력 저장 소자(26)의 방향(입력측→출력측)일 때의 반대로 되기 때문이다. 이 때, 컨덴서(6)의 전압 EFC가 증가하면 전력의 크기를 감소시켜, 컨덴서(6)의 전압 EFC가 감소하면, 전력의 크기를 증가시키는 방향의 조작이 필요하므로, EFCfp의 위상을 반전한 EFCfn이 필요하다.

제곱 연산기(48)는 EFCfp 또는 EFCfn을 제곱하여, 리미터(49)에 출력한다. 리미터(49)는 제곱 연산기(48)로부터 출력된 신호를, 필요에 따라서 상한, 하한을 임의의 값으로 제한한 후, 댐핑 조작량 DAMPCN으로서 곱셈기(34)에 출력한다. 즉, 리미터(49)에서는 예를 들어 댐핑 제어에 수반하는, 평활 리액터 전류 ISL의 과도 변동량을 제한하고 싶은 경우에, 진폭 제한하는 상한값, 하한값을 설정하면 좋다.

마지막으로, 곱셈기(34)에 의해 댐핑 조작량 DAMPCN이 평활 리액터 전류 지령 ISL*에 적산되고, 평활 리액터 전류 지령 ISL**가 생성된다.

상기와 같이 하여 얻은 평활 리액터 전류 지령 ISL**에 의해 평활 리액터 전류 제어를 실시함으로써, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 진동을 억제하여, DCDC 변환 장치(100)의 안정한 운전이 가능하게 된다.

이상과 같이, 실시 형태 1의 DCDC 변환 장치에 의하면, 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제하기 위한 최적인 댐핑 조작량을 게인 조정 등 없이 자동 산출하는 댐핑 제어부를 마련하고, 얻어진 댐핑 조작량에 기초하여 스위칭 회로를 제어하도록 했으므로, LC 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제할 수 있어, 제어 전류원으로서 기능하는 DCDC 변환 장치가 안정된 운전이 가능하게 된다.

또, 상기한 댐핑 조작량을 포함하는 평활 리액터 전류 지령을 생성하고, 얻어진 평활 리액터 전류 지령에 기초하여 스위칭 회로를 제어하도록 했으므로, 입력 필터 회로의 전기 진동을 억제하도록, 평활 리액터에 흐르는 전류가 최적으로 제어되어, 안정된 운전이 가능하게 된다.

또, 댐핑 제어부의 구성에 있어서, 입력 컨덴서의 전압을 입력 컨덴서의 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 산출하도록 했으므로, 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율에 따른 제어가 가능하게 된다.

또, 댐핑 제어부의 구성에 있어서, 하이패스 필터에 의해 LC 필터의 공진 주파수 부근 이상의 대역을 통과시켜, 로패스 필터에 의해 LC 필터의 공진 주파수 부근 이하의 대역을 통과시키도록 했으므로, LC 필터의 공진 주파수 부근의 위상 지연을 발생시키는 일 없이, 제어계로의 외란으로 되는 불필요한 고조파 성분을 컷하는 것이 가능하게 된다.

또, 댐핑 제어부의 구성에 있어서, 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱하여 댐핑 조작량을 산출하도록 했으므로, 입력 컨덴서의 전압의 전기 진동의 레벨에 합치한 평활 리액터 전류의 제어가 가능하게 된다.

또, 댐핑 제어부의 구성에 있어서, 최종단에서 댐핑 조작량의 상한값 및 하한값을 제한하도록 했으므로, 예를 들어 댐핑 제어에 수반하는 평활 리액터 전류의 과도 변동량을 제한하는 것이 가능하게 된다.

또한, 댐핑 조작량 DAMPCN의 산출에는 DCDC 변환 장치의 회로 요소의 정수를 이용하지 않기 때문에, 회로 요소의 정수가 변경된 경우에 있어서도 제어계의 조정은 불필요하다고 하는 이점도 얻어진다.

실시 형태 2.

실시 형태 1에서는 전력 저장 소자를 흐르는 평활 리액터 전류 ISL을 소정의 값으로 되도록 제어하는 제어 전류원으로서 기능하는 구성의 DCDC 변환 장치에 있어서, LC 필터의 공진 주파수에서 발생하는 전기 진동을 억제하여 안정한 운전을 가능하게 하는 제어계를 구성했지만, 실시 형태 2에서는 전력 저장 소자를 부하로 치환하고, 부하의 전압이 소정의 값으로 되도록 제어하는 제어 전압원으로서 동작하는 구성의 DCDC 변환 장치에 있어서, LC 필터의 공진 주파수에서 발생하는 전기 진동을 억제하여 안정한 운전을 가능하게 하는 제어계를 구성하고 있다.

도 7은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 DCDC 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 7에 나타내는 바와 같이, 실시 형태 2에서 DCDC 변환 장치(100a)는 주회로부(200a), 및 주회로부(200a)에 있어서 전력 플로우를 제어하는 제어부(300a)를 구비하여 구성된다. 또한, 실시 형태 1과 동일 또는 동등한 구성부에는 동일 부호를 부여하고, 그 상세 설명은 생략한다.

주회로부(200a)는 실시 형태 1의 전력 저장 소자(26)를 부하(24)로 치환하고, 스위칭 회로(10)의 부하(24)측 전류 검출기(21)의 후단(後段)에, 평활 리액터(20)와 아울러 평활 필터 회로(27a)를 구성하는 평활 컨덴서(22), 및 부하(24)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출기(25)를 구비하고 있다. 평활 리액터(20)와 평활 컨덴서(22)로 이루어지는 평활 필터에 의해, 부하(24)의 전압이 평활된다.

제어 신호 생성부(50a)는 실시 형태 1의 구성에 더하여, 곱셈기(34)의 전단(前段)에, 감산기(31), 전압 제어기(32), 및 가산기(33)를 구비하고 있다.

제어 신호 생성부(50a)에는 평활 컨덴서(22)의 전압의 지령값인 평활 컨덴서 전압 지령 BFC*가 상위의 제어계(도시하지 않음)로부터 입력된다. 즉, 실시 형태 2의 DCDC 변환 장치(100a)는 상위의 제어계로부터 출력되는 평활 컨덴서 전압 지령 BFC*에 의해, 부하(24)의 전압이 소정의 값으로 되도록 제어하는 제어 전압원으로서 동작한다.

감산기(31)는 BFC*로부터 평활 컨덴서(22)의 전압 BFC를 감산하고 출력한다. 전압 제어기(32)는 감산기(31)의 출력이 입력되고, 비례 적분 제어를 행한다. 또한, 전압 제어기(32)의 제어 방식으로서는 비례 적분 제어, 또는 비례 제어가 바람직하다. 또, 전압 제어기(32)는 어느 제어 방식이어도 공지 기술로 구성할 수 있기 때문에, 여기서의 설명은 생략한다.

가산기(33)는 전압 제어기(32)의 출력과 부하 전류 ILD를 가산하고, 평활 리액터 전류 지령 ISL*로서 곱셈기(34)에 출력한다.

그리고 곱셈기(34)에 의해 댐핑 조작량 DAMPCN이 가산기(33)로부터 출력된 평활 리액터 전류 지령 ISL*에 적산되어, 평활 리액터 전류 지령 ISL**가 생성된다.

상기와 같이 하여 얻은 평활 리액터 전류 지령 ISL**에 의해 평활 리액터 전류 제어를 실시함으로써, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 진동이 억제되어, DCDC 변환 장치(100a)의 안정한 운전이 가능하게 된다.

또, 도 8에 나타내는 바와 같이 구성한 경우에도, 도 7에 나타내는 구성과 동일한 제어를 행할 수 있다. 도 8은 본 발명의 실시 형태 2에 있어서 DCDC 변환 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면이다.

도 8에 나타내는 바와 같이, DCDC 변환 장치(100b)에 있어서 주회로부(200a)의 구성은 도 7과 동일하다. 제어부(300b)의 제어 신호 생성부(50b)에서는 도 7에 있어서 가산기(33)의 후단의 곱셈기(34) 대신에, 감산기(31)의 전단에 곱셈기(30)를 추가하고, 평활 컨덴서(22)의 전압의 지령값 BFC*와 댐핑 조작량 DAMPCN을 곱셈하고, 평활 컨덴서 전압 지령 BFC**를 생성하고, 가산기(33)와 부하 전류 ILD에 가산함으로써, 평활 리액터 전류 지령 ISL**를 생성하도록 구성하고 있다. 상기 이외의 구성은 도 7에 나타내는 구성과 동일하여, 도 7과 동일하게, 컨덴서(6)의 전압 EFC의 진동이 억제되어, DCDC 변환 장치(100b)의 안정한 운전이 가능하게 된다고 하는 효과가 얻어진다.

또, 도 7, 도 8에 나타내는 구성에서는 부하(24)에 흐르는 부하 전류 ILD를 이용하여 평활 리액터 전류 지령 ISL**를 생성하는 구성으로 했으므로, 평활 컨덴서(22)의 전압 BFC의 변동에 대해서도 억제할 수 있다.

이상과 같이, 실시 형태 2의 DCDC 변환 장치에 의하면, 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제하기 위한 최적인 댐핑 조작량을 게인 조정 등 없이 자동 산출하는 댐핑 제어부를 마련하고, 댐핑 조작량을 포함하는 평활 리액터 전류 지령을 생성하고, 얻어진 평활 리액터 전류 지령에 기초하여 스위칭 회로를 제어하도록 했으므로, LC 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제할 수 있어, 제어 전압원으로서 기능하는 DCDC 변환 장치가 안정된 운전이 가능하게 된다.

또, 댐핑 조작량 DAMPCN의 산출에는 DCDC 변환 장치의 회로 요소의 정수를 이용하지 않기 때문에, 회로 요소의 정수가 변경된 경우에도, 제어계의 조정은 불필요하다고 하는 이점이 얻어진다.

또한, 이상의 실시 형태 1, 2에 나타낸 구성은 본 발명 구성의 일례이며, 다른 공지의 기술과 조합하는 것도 가능하며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 일부를 생략하는 등 변경하여 구성하는 것도 가능하다는 것은 물론이다.

또한, 실시 형태에서는 전기 철도 분야로의 적용을 상정한 DCDC 변환 장치를 대상으로 하여 발명 내용의 설명을 실시하고 있지만, 적용 분야는 이것으로 한정되는 것이 아니고, 여러 가지의 산업 응용 분야로의 응용이 가능한 것도 물론이다.

이상과 같이, 본 발명에 따른 DCDC 변환 장치는 입력 필터 회로에 발생하는 전기 진동을 억제하여, 안정된 운전을 가능하게 하는 발명으로서 유용하다.

1 가선
2 집전 장치
3 차바퀴
4 레일
5 리액터
6 컨덴서
7 전압 검출기
8 입력 필터 회로
10 스위칭 회로
11 상암측 스위칭 소자
12 하암측 스위칭 소자
20 평활 리액터
21 전류 검출기
22 평활 컨덴서
23 전압 검출기
24 부하
25 전류 검출기
26 전력 저장 소자
27, 27a 평활 필터 회로
30 곱셈기
31 감산기
32 전압 제어기
33 가산기
34 곱셈기
35 감산기
36 전류 제어기
37 변조 회로
40 댐핑 제어부
41 HPF(하이패스 필터)
42, 43 LPF(로패스필터)
44 가산기
45 나눗셈기
46 감산기
47 스위치
48 제곱 연산기
49 리미터
50, 50a 제어 신호 생성부
60 저항
70 직류 전원
80 정전력 부하
100, 100a, 100b DCDC 변환 장치
200, 200a 주회로부
300, 300a, 300b 제어부

Claims

직류 전원에 접속된 입력 리액터와 입력 컨덴서에 의해 구성되는 입력 필터 회로를 가지고, 상기 입력 컨덴서의 직류 전압을 임의의 직류 전압으로 변환하여 출력하는 DCDC 변환 장치에 있어서,
입력단에 상기 입력 필터 회로가 접속되고, 상암측 스위칭 소자 및 하암측 스위칭 소자에 의해 구성되는 스위칭 회로와,
상기 스위칭 회로의 출력단에 접속되는 평활 필터 회로와,
상기 평활 필터 회로의 상태량을 피드백하여 상기 스위칭 회로를 온 오프 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압에 기초하여 상기 평활 필터 회로의 상태량을 조정하는 댐핑(damping) 조작량을 산출하는 댐핑 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 평활 필터 회로로서 일단이 상기 스위칭 회로의 출력단에 접속되는 평활 리액터를 가지는 구성인 경우에 있어서,
상기 평활 필터 회로의 상태량은 상기 평활 리액터에 흐르는 전류인 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 제어부는 상기 댐핑 조작량을 반영시킨 평활 리액터 전류 지령을 생성함과 아울러, 당해 평활 리액터 전류 지령에 기초하여 상기 스위칭 회로를 온 오프 제어하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압을, 상기 입력 컨덴서의 전압의 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 산출하고, 당해 변동 비율에 따른 댐핑 조작량을 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압으로부터 상기 입력 컨덴서의 전압에 포함되는 불필요한 고주파 성분을 제거한 신호와 상기 입력 컨덴서의 전압의 직류 성분의 가산 신호를, 당해 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 산출하고, 당해 변동 비율에 따른 댐핑 조작량을 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 댐핑 조작량은 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱함으로써 산출되는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 전력 플로우가 상기 스위칭 회로의 입력측으로부터 출력측으로의 방향인 경우, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호를 댐핑 조작량으로서 산출하고,
전력 플로우가 상기 스위칭 회로의 출력측으로부터 입력측으로의 방향인 경우, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호의 위상을 반전한 신호를 댐핑 조작량으로서 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 3 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 댐핑 조작량의 상하한값을 리미터로 제한하여 출력하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 평활 필터 회로로서, 일단이 상기 스위칭 회로의 출력단에 접속되는 평활 리액터와, 상기 평활 리액터의 타단에 접속되는 평활 컨덴서를 가지는 구성인 경우에 있어서,
상기 평활 필터 회로의 상태량은 상기 평활 리액터의 전류 또는 상기 평활 컨덴서의 전압 중 어느 쪽인 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 제어부는 상기 댐핑 조작량을 반영시킨 평활 리액터 전류 지령을 생성함과 아울러, 당해 평활 리액터 전류 지령에 기초하여 상기 스위칭 회로를 온 오프 제어하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 제어부는 상기 댐핑 조작량을 반영시킨 평활 컨덴서 전압 지령을 생성하고, 당해 평활 컨덴서 전압 지령에 기초하여 평활 리액터 전류 지령을 생성함과 아울러, 당해 평활 리액터 전류 지령에 기초하여 상기 스위칭 회로를 온 오프 제어하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압을, 상기 입력 컨덴서의 전압의 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 산출하고, 당해 변동 비율에 따른 댐핑 조작량을 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 입력 컨덴서의 전압으로부터 상기 입력 컨덴서의 전압에 포함되는 불필요한 고주파 성분을 제거한 신호와 상기 입력 컨덴서의 전압의 직류 성분의 가산 신호를, 당해 직류 성분으로 나누는 것에 의해, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 산출하고, 당해 변동 비율에 따른 댐핑 조작량을 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 댐핑 조작량은 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱함으로써 산출되는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 전력 플로우가 상기 스위칭 회로의 입력측으로부터 출력측으로의 방향인 경우, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호를 댐핑 조작량으로서 산출하고,
전력 플로우가 상기 스위칭 회로의 출력측으로부터 입력측으로의 방향인 경우, 상기 입력 컨덴서의 전압의 변동 비율을 제곱하여 얻은 신호의 위상을 반전한 신호를 댐핑 조작량으로서 산출하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 10 내지 청구항 15 중 어느 한 항에 있어서,
상기 댐핑 제어부는 상기 댐핑 조작량의 상하한값을 리미터로 제한하여 출력하는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.
청구항 9 내지 청구항 15 중 어느 한 항에 있어서,
상기 평활 컨덴서에 병렬로 접속된 부하에 흐르는 부하 전류를 검출하는 전류 검출기를 추가로 구비하고,
상기 평활 리액터 전류 지령은 상기 부하 전류를 고려하여 산출되는 것을 특징으로 하는 DCDC 변환 장치.