JP5975864B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、架線もしくは第三軌条を経由して直流電力を取り入れる鉄道車両の電力変換装置にかかり、特に直流電圧の安定化のためのダンピング制御に関する。

鉄道車両において、例えば補助電源装置や、二次電池および電気二重層キャパシタに代表される蓄電装置の制御装置として、ＤＣ−ＤＣ変換装置が広く用いられている。このＤＣ−ＤＣ変換装置は、直流架線よりパンタグラフを介して入力する直流電圧を昇圧もしくは降圧すること、パンタグラフ離線に代表される架線変動に対して出力電圧を安定制御すること、ＤＣ−ＤＣ変換装置に絶縁トランスを組み込むことにより入力側の回路と出力側の回路を電気的に絶縁すること、などの目的で用いられる。

上述のＤＣ−ＤＣ変換装置は、一般に、電力変換用の半導体によるスイッチング素子とフリーホイールダイオード、整流用ダイオードなどから構成されており、スイッチング素子のオン状態とオフ状態を交互に繰り返すことにより、ＤＣ−ＤＣ変換装置より出力する電圧もしくは電流を制御する。このＤＣ−ＤＣ変換装置の出力回路には、出力電流を安定化するための平滑リアクトルと出力電圧を安定化するための平滑コンデンサから構成されるＬＣフィルタ回路が設置されている。

また、スイッチング素子によるスイッチング動作は、ＤＣ−ＤＣ変換装置の入力回路に高周波のスイッチングノイズを発生させることから、これを遮断するために、パンタグラフとＤＣ−ＤＣ変換装置の間に、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサから構成されるＬＣフィルタ回路が設置されている。

このＬＣフィルタ回路は、制御系において振動系として振舞うことから、例えば、架線変動を原因として発生する電気振動を抑制し、入力回路のフィルタリアクトルの電流（以下、架線電流）およびフィルタコンデンサ電圧を安定化させるために、ダンピング制御が必要となる。

ダンピング制御の一例として、例えば、特許文献１では、フィルタコンデンサ電圧の交流成分をバンドパスフィルタにより抽出し、電流指令値に乗算する構成としている。この方式では、交流成分の瞬時値が正の場合にはＬＣフィルタの共振エネルギーを負荷へ放出すると共に、負の場合には共振エネルギーの放出を絞るように動作させることにより、ＬＣフィルタの電気振動を抑制している。

また、特許文献２では、フィルタリアクトルと直列に抵抗器を接続すると共に、抵抗器と並列に半導体スイッチング素子を接続する構成としている。この方式では、フィルタコンデンサ電圧の共振周波数成分の振幅に応じてオン状態とオフ状態を切り替えて、ＬＣフィルタの共振エネルギーを抵抗器で消費させることにより、ＬＣフィルタの共振を抑制している。

特許第４３５７５９２号公報 特開２００４−２３６３９５号公報

深海登世司、藤巻忠雄監修、「改訂 制御工学(上)」、東京電機大学出版局、１９９５年、ｐ．１３５〜１３８

特許文献１に記載の方式では、フィルタコンデンサ電圧をダンピング制御の制御量に用いるが、例えば、架線電圧の変動に伴う電圧の上昇もしくは低下が発生した場合、フィルタリアクトルに流れる架線電流が変動し、それが伝播するようにして、フィルタコンデンサ電圧に変動が伝わる。すなわち、架線電圧に対する架線電流、および架線電流に対するフィルタコンデンサ電圧、各々の交流成分の位相に着目すると、それぞれ遅れ位相の関係となることが分かる。そのため、原理的に、ＬＣフィルタ回路の定数に応じてエネルギー伝播に遅延が発生し、十分な制御応答が得られないという課題がある。

一方で、特許文献２に記載の方式では、特許文献１と同様の課題がある他に、ＬＣフィルタにより発生する共振エネルギーを抵抗器により消費させるため、エネルギー効率が低下すること、抵抗器の温度上昇および放熱についての対策が必要であるなどの課題がある。

上述の課題を解決するために、本発明は、直流電源より供給される直流電力を、第一のリアクトルと第一のコンデンサからなる第一のＬＣフィルタを介して、ＤＣ−ＤＣ変換装置に供給し、該ＤＣ−ＤＣ変換装置で電力変換した直流電力を、第二のリアクトルと第二のコンデンサからなる第二のＬＣフィルタを介して負荷に供給する電力変換装置を備え、該ＤＣ−ＤＣ変換装置の制御装置として、第一のフィルタコンデンサ電圧と、直流電源の電圧を検出し、フィルタコンデンサ電圧から直流電源電圧を減算する減算器と、該減算器の演算結果に対して、直流成分を遮断すると共に交流成分の位相をシフトしてダンピング制御量を出力するハイパスフィルタとを備え、該ダンピング制御量をＤＣ−ＤＣ変換装置の電圧指令に加算することで、第一のＬＣフィルタに発生する電気振動を抑制するように電力変換装置を制御する。

本発明によれば、パンタグラフ離線に代表される架線電圧の変動において、制御応答の向上が可能となり、電力供給の安定化が可能となる。それにより、電圧低下時に発生していた、照明器具のちらつきや、電気機器の瞬時停止を抑制することが可能となる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 架線変動時における、電圧および電流の挙動について、簡略化して示した図である。 実施例１における一次側ＬＣフィルタ５およびその周辺回路を、簡略化して示した図である。 従来技術を適用した場合の架線電圧低下時のシミュレーション波形である。 実施例１を適用した場合の架線電圧低下時のシミュレーション波形である。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 従来技術における、電力変換装置の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施例１および２について、図面を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例１における電力変換装置の構成例を示す図である。
電力変換装置は、集電装置１、車輪２、電圧センサ３、６、１０、電流センサ４、８、フィルタリアクトル５ａおよびフィルタコンデンサ５ｂにより構成される一次側ＬＣフィルタ５、ＤＣ−ＤＣ変換装置７、フィルタリアクトル９ａおよびフィルタコンデンサ９ｂにより構成される二次側ＬＣフィルタ９および負荷１１より構成される。

電力変換装置の入力回路は、直流架線に接続された集電装置１と、レールに接続された車輪２から構成されており、直流架線およびレールの先には、図示しない変電所が接続されている。一般に変電所より供給される直流電力は、直流架線を介して、集電装置１から電力変換装置に供給され、帰還経路として車輪２を介してレールに戻される。

電力変換装置に入力された直流電力は、まず一次側ＬＣフィルタ５を介して、ＤＣ−ＤＣ変換装置７に入力される。ＤＣ−ＤＣ変換装置７は、一般に電力制御用の半導体素子を中心に構成されており、スイッチング制御用の半導体素子のオン状態、オフ状態を切り替えることで、直流電力を制御する。

また、一次側ＬＣフィルタ５は、フィルタリアクトル５ａおよびフィルタコンデンサ５ｂにより構成されており、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の電力変換により発生する高調波ノイズを架線もしくはレールに漏洩させないために設置された、高周波除去用のフィルタ回路である。

ＤＣ−ＤＣ変換装置７で変換された直流電力は、二次側ＬＣフィルタ９を介して負荷１１に供給される。この二次側ＬＣフィルタ９は、一次側ＬＣフィルタ５と同様に、フィルタリアクトル９ａおよびフィルタコンデンサ９ｂにより構成されており、ＤＣ−ＤＣ変換装置７より出力する直流電力を平滑化し、直流電圧を安定出力するための回路である。

電力変換装置には、電圧センサ３、６、１０、および、電流センサ４、８が設置されている。これらは、電力変換装置の内部状態を監視するためのセンサであり、出力電圧制御の高精度化および高応答化のために用いられる他、予期しない過電圧ないし過電流による装置故障を防止するために用いられる。

ＤＣ−ＤＣ変換装置７の制御装置１００は、内部変数１０１、電圧制御部１０２、ダンピング制御部１０３、加算器１０４、電流制御部１０５、ＰＷＭ制御部１０６より構成される。

本実施例１で示す、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の制御装置１００は、大きく分けて二種類の機能を有している。その第一の機能は、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の出力側に接続されたフィルタコンデンサ９ｂの出力電圧Ｖｄを一定に制御すること（以下、定電圧制御）、第二の機能は、一次側ＬＣフィルタ５の共振に伴う電気振動を抑制することである。

この第一の機能である、定電圧制御を実現するために、制御装置１００は、電圧制御部（ＡＶＲ）１０２、電流制御部（ＡＣＲ）１０５およびＰＷＭ制御部１０６を備える。
電圧制御部（ＡＶＲ）１０２は、電圧センサ１０より検出する出力電圧Ｖｄを一定に制御するためのブロックであり、出力電圧指令Ｖｄ＊と出力電圧Ｖｄの差をとり、その電圧偏差を基に、ＰＩ制御部１０２ｂにてＡＶＲ制御量Ｉｄ＊を算出する。なお、ＰＩ制御部１０２ｂは、ＰＩ制御系により構成された制御ブロックである。

ここで、出力電圧指令Ｖｄ＊に対して出力電圧Ｖｄの値が低い場合、二次側フィルタコンデンサ９ｂの電圧を上昇させる必要があるためＡＶＲ制御量Ｉｄ＊を増加させる。これにより、フィルタコンデンサ９ｂの充電電流が増加し、フィルタコンデンサ９ｂの電圧を上昇させることができる。

反対に、出力電圧指令Ｖｄ＊に対して出力電圧Ｖｄの値が高い場合、二次側フィルタコンデンサ９ｂの電圧を低下させる必要があるためＡＶＲ制御量Ｉｄ＊を減少させる。これにより、フィルタコンデンサ９ｂの充電電流が減少し、フィルタコンデンサ９ｂの電圧を低下させることができる。

以上の制御を実現させるためのＰＩ制御部１０２ｂの構成により、前述の電圧偏差とＡＶＲ制御量Ｉｄ＊との関係は、以下の（１）式で表される。

ここで、ｓは微分演算子、ＫｖｐはＰＩ制御部１０２ｂのＰ項ゲイン、ＫｖｉはＰＩ制御部１０２ｂのＩ項ゲインである。

電流制御部（ＡＣＲ）１０５は、電流センサ８より検出する出力電流Ｉｄを一定に制御するためのブロックであり、出力電流指令Ｉｄ＊＊と出力電流Ｉｄの差をとり、その電流偏差を基に、ＰＩ制御部１０５ｂにてＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐを演算する。なお、ＰＩ制御部１０５ｂは、ＰＩ制御系により構成された制御ブロックである。

前述の電流制御指令Ｉｄ＊＊は、ＡＶＲ制御量Ｉｄ＊と、後述するダンピング制御量ΔＩｄ＊の和であり、ここでは一次側ＬＣフィルタによる電気振動がなく、ダンピング制御量ΔＩｄ＊が零であると仮定して、制御態様を説明する。

ここで、出力電流指令Ｉｄ＊＊に対して、出力電流Ｉｄの値が低い場合、ＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐを上昇させる必要がある。
反対に、出力電流指令Ｉｄ＊＊に対して、出力電流Ｉｄの値が高い場合、ＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐを降下させる必要がある。

以上の制御を実現させるためのＰＩ制御部１０５ｂの構成により、前述の電流偏差とＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐとの関係は、以下の（２）式で表される。

ここで、ｓは微分演算子、ＫｃｐはＰＩ制御部１０５ｂのＰ項ゲイン、ＫｃｉはＰＩ制御部１０５ｂのＩ項ゲインである。

ＰＷＭ制御部１０６は、電流制御部で演算したＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐとフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆから、ＤＣ−ＤＣ変換装置のスイッチング指令Ｓｐを演算する制御ブロックである。ＰＷＭ演算部１０６では、まず以下の（３）式のように、ＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐとフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを除算して、通流率γを算出する。

ここでいう通流率γは、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の入力に対する出力の電圧比率であり、ＤＣ−ＤＣ変換装置７が降圧形の電力変換装置である場合は、０から１の間の値をとる。

この通流率γと図示しない搬送波ｅｃの大きさを比較して、スイッチング制御指令Ｓｐを生成し、ＤＣ−ＤＣ変換装置７へ出力する。通流率γと搬送波ｅｃに対するスイッチング指令には、以下の（４）式に示す関係がある。

ここで、搬送波ｅｃは、三角波状もしくはのこぎり波状の制御信号であり、０から１の間で周期的に変化する。それに対して、スイッチング指令Ｓｐは、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の出力電圧の状態を、遮断”０”（オフ）と出力”１”（オン）の間で切り替える制御指令である。

すなわち、通流率γと搬送波ｅｃを比較して、通流率γが搬送波ｅｃよりも大きい場合は、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の電圧を出力し、通流率γが搬送波ｅｃよりも小さい場合は、同装置７の電圧を遮断するように動作する。

上記より、ＰＷＭ制御部１０６の動作について考えると、ＤＣ−ＤＣ電圧指令Ｖｐと、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの除算により算出された通流率γは、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の制御が、安定して動作している場合に、ほぼ一定の値となる。

その一方で、搬送波ｅｃは前述のとおり、その値を０から１の間で周期的に変化することから、ＤＣ−ＤＣ変換装置７より出力する電圧は、遮断状態と出力状態を交互に繰り返すこととなり、このスイッチング動作によりＤＣ−ＤＣ変換装置７から所望する電圧の出力が可能となる。
以上が、ＤＣ−ＤＣ変換装置の定電圧制御の概要である。

続いて、制御装置１００が備える第二の機能である、一次側ＬＣフィルタ５の電気振動を抑制するためのダンピング制御について説明する。
まずは、ＬＣフィルタ回路の共振現象に伴い発生する電気振動の発生原理について述べる。

図１において、集電装置１より入力する架線電圧Ｅｓが一定かつ安定して供給されており、ＤＣ−ＤＣ変換装置７が負荷１１に対して供給する電力も一定かつ安定している場合を考察する。
架線電圧Ｅｓとフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが一致すると共に、架線電流ＩｓとＤＣ−ＤＣ変換装置７が入力する電流も一致するため、一次側ＬＣフィルタ５に電気振動が発生することはなく、電力変換装置は安定的に動作する。

一方で、架線電圧Ｅｓの電圧変動が外乱として発生し、架線電圧Ｅｓが一時的に低下した場合を考察する。
図２は、架線電圧Ｅｓが外乱により低下した場合において、架線電流Ｉｓおよびフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの挙動を、簡略化して示した図である。説明を容易にするために、フィルタリアクトル５ａで発生する損失を零とし、またフィルタコンデンサ５ｂからＤＣ−ＤＣ変換装置７に向けて放電される電流は、常に一定であると仮定している。

まず、架線電流Ｉｓの挙動について注目すると、架線電圧Ｅｓの低下に伴い架線電流Ｉｓが減少し、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆも減少する。
架線電流Ｉｓは、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが、架線電圧Ｅｓよりも大きい状態では減少を続け、逆に、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが架線電圧Ｅｓよりも小さい状態では増加する、という動作を繰り返し、すなわち交流成分を持つことになる。

また、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆも、架線電流Ｉｓの交流成分が負の状態の間は減少を続け、架線電流Ｉｓの交流成分が正となると増加に転じ、以降は架線電流Ｉｓと同様に、交流成分を持つことになる。
以上から、一次側ＬＣフィルタ５の電圧および電流は、架線電圧の変動により振動が持続し、安定しないことが分かる。

ここで、実際の回路構成について考察すると、フィルタコンデンサ５ｂには、並列に直流負荷が接続される。もしも、この直流負荷が抵抗負荷である場合、ＬＣフィルタの共振エネルギーはこの抵抗負荷にて消費されるため、電気振動は自然と減衰していく。
しかしながら、ＤＣ−ＤＣ変換装置７は、負性抵抗として作用するため、電気振動抑制制御がない場合には、電気振動を増幅させるように動作する。

ここで、負性抵抗とは、電力の消費量が一定である負荷のことを指し、例えば、本実施例１のＤＣ−ＤＣ変換装置７では、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが低下するとＤＣ−ＤＣ変換装置７の入力電流が増加する、逆に、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが上昇すると入力電流が減少する、といった具合に動作する。
そのため、ＬＣフィルタの負荷が負性抵抗である場合には、共振に伴う電気振動を助長するように動作するため、制御系が不安定となる。このことから、ダンピング制御による電気振動の抑制が不可欠であることが分かる。

以下に、ＬＣフィルタの共振の原理を定量的に説明する。図３に、本実施例１における一次側ＬＣフィルタ５およびその周辺回路に関する簡略図を示す。図３において、２０は直流電源、２１は負性抵抗特性を示す負荷を示し、図１に記載の符号はその表記を統一してそのまま記す。

負荷２１は、図１におけるＤＣ−ＤＣ変換装置７に該当し、入力負性抵抗Ｒｉｎが一定となる負荷である。ここで、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ、直流入力電流ＩｄｃおよびＤＣ−ＤＣ変換装置７の入力電力Ｐｉｎに対する入力負性抵抗Ｒｉｎは、以下の（５）式の関係になる。

ここで、図３のフィルタリアクトル５ａのインダクタンスＬ、フィルタコンデンサ５ｂの静電容量Ｃとして、図３における入力電圧Ｅｓからフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）を考える。なお、フィルタリアクトル５ａの抵抗成分は、無視できるほどに小さいものとして取り扱う。
図３に示す回路は、入力側からみるとフィルタリアクトル５ａにフィルタコンデンサ５ｂと負性抵抗Ｒｉｎによる並列回路が直列につながった構成になっていることから、入力電圧Ｅｓからフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は、以下の（６）式のように表される。

（６）式において、ｓは微分演算子、ω０は共振角周波数、ξは減衰係数である。同式より、共振角周波数ω０は、以下の（７）式、減衰係数ξは、以下の（８）式、でそれぞれ表わすことができる。

ここで、（６）式は二次遅れ要素を有することから、同式が安定状態である条件は、ξ≧１／√２を満たす場合である（非特許文献１）。この条件を（８）式に当てはめると、この制御系を安定化させるためには、以下の（９）式を満たす必要があることが分かる。

以上のことから、直流入力の振動を抑制するためには、（９）式の関係を満たすように、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ、および、直流入力電流Ｉｄｃの交流成分を制御すればよい。よって、（５）式を変形し直流入力電流に関する式に変換すると、以下の（１０）式を得る。

ここで、（１０）式の、ΔＩｄｃは直流入力電流Ｉｄｃの交流成分、ΔＥｃｆはフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの交流成分である。
なお、（１０）式の関係から、直流入力電流ΔＩｄｃとフィルタコンデンサ電圧ΔＥｃｆを同位相にすることで、制御系を安定化できることが分かる。

この（１０）式の関係を用いて電気振動の抑制を図る場合、直流入力電流ΔＩｄｃを、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の出力側の制御量に置き換える必要がある。
直流入力電流ΔＩｄｃに対する出力電流の交流成分ΔＩｄは、通流率γを用いて、以下の（１１）式の関係になる。

以上、（１０）式および（１１）式の関係から、フィルタコンデンサ電圧ΔＥｃｆを安定化させるための条件を、以下の（１２）式に示す。

ここで、Ｋｄｍｐは直流入力振動を抑制する係数（以下、ダンピング制御ゲイン）である。

（１２）式の関係から、図１のダンピング制御部１０３の構成を考えると、同式のフィルタコンデンサ電圧の交流成分ΔＥｃｆについては、架線電圧Ｅｓを加算することにより、架線の電圧変動に対する高応答化が期待できる。

そのため、ダンピング制御部１０３の構成は、以下の式（１３）に示すとおりとなる。

ここで、ｓは微分演算子、Ｋｄｍｐはダンピング制御ゲイン、Ｔｈｐｆは一次ハイパスフィルタ１０３ｂの時定数である。

（１３）式における、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと架線電圧Ｅｓについては、その交流成分を検出できれば良いので、一次ハイパスフィルタ１０３ｂにより直流成分を除去する構成となる。この一次ハイパスフィルタ１０３ｂの時定数Ｔｈｐｆは、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆおよび架線電圧Ｅｓの直流成分を遮断すると共に、一次側ＬＣフィルタの共振周波数近傍において、出力電流Ｉｄの位相が一致するように定めればよい。

つづいて、ダンピング制御ゲインＫｄｍｐは、（９）式および（１２）式に示す関係を満たすことにより、電気振動を抑制することが可能となる。
このときの条件を、以下の（１４）式に示す。

ここで、従来技術の構成および本実施例１の構成を適用した場合において、架線電圧Ｅｓが電圧低下した時のシミュレーション波形を比較する。図４が、図７に示す従来技術の構成に対するシミュレーション波形で、図５が、図１に示す本実施例１の構成に対するシミュレーション波形である。

シミュレーション条件として、図の横軸２マス目で、架線電圧Ｅｓを１５００Ｖから１２００Ｖまで変動させている。回路定数は、一次側ＬＣフィルタ５のインダクタンスＬ＝８ｍＨ、フィルタコンデンサの静電容量Ｃ＝３２００μＦ、定格制御時の通流率γ＝０．４とし、（１４）式のダンピング制御ゲインＫｄｍｐ＝２．２３６とした。また、一次ハイパスフィルタの時定数Ｔｈｐｆ＝７ｍｓとした。

架線電圧Ｅｓの変動時のシミュレーション結果として、図４の（４ｒ）および図５の（５ｒ）は収束時間を、図４の（４ｓ）および図５の（５ｓ）は変動電圧を、それぞれ示している。ここで、収束時間は、制御系に外乱が発生してから、出力電圧Ｖｄが目標値に対して±５％以内に収束するまでの時間とした。また、変動電圧は、外乱発生時において、制御量の跳ね上がり、ないし落ち込みが最も大きい電圧とした。

出力電圧Ｖｄの収束時間を示す（４ｒ）と（５ｒ）を比較すると、本実施例１を適用した場合（５ｒ）に、この収束時間が３０％短く抑えられることが分かる。
また、出力電圧Ｖｄの変動電圧を示す（４ｓ）と（５ｓ）を比較すると、本実施例１を適用した場合（５ｓ）に、この変動電圧が半分に抑えられることが分かる。
以上の結果から、本実施例１による制御を適用することで、応答速度が向上していることが確認できる。また、出力電圧Ｖｄの跳ね上がりも抑制できていることが確認できる。

このように、本実施例１のＤＣ−ＤＣ変換装置のダンピング制御を適用することにより、架線電圧に代表される入力電圧の急峻な変動に対する制御応答の向上が期待できる。

図６は、本発明の実施例２における電力変換装置の構成例を示す図である。
図１と同一の機能を持つものに対しては、同一の符号を割り当てている。
電力変換装置は、集電装置１、車輪２、電圧センサ３、６、電流センサ４、８、フィルタリアクトル５ａおよびフィルタコンデンサ５ｂにより構成される一次側ＬＣフィルタ５、ＤＣ−ＤＣ変換装置７、フィルタリアクトル９ａおよびフィルタコンデンサ９ｂにより構成される二次側ＬＣフィルタ９および負荷１１より構成される。

また、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の制御装置１００は、内部変数１０７、減算器１０３ａと一次ハイパスフィルタ１０３ｂより構成されるダンピング制御部１０３、加算器１０４、減算器１０５ａとＰＩ制御部１０５ｂより構成される電流制御部１０５およびＰＷＭ制御部１０６より構成される。

本実施例２において、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の制御装置１００は、ＤＣ−ＤＣ変換装置７の出力側に接続されたフィルタリアクトル９ａの出力電流Ｉｄを一定に制御するとともに、一次側ＬＣフィルタ５の共振に伴う電気振動を抑制する機能を奏する。

このように、本実施例２のように、出力電流Ｉｄを一定に制御する装置においてダンピング制御部を適用することにより、入力電圧の急峻な変動に対してＬＣフィルタの共振振動を抑制でき、制御応答の向上が期待できる。

１ 集電装置
２ 車輪
３、６、１０ 電圧センサ
４、８ 電流センサ
５ 一次側ＬＣフィルタ
５ａ 一次側フィルタリアクトル
５ｂ 一次側フィルタコンデンサ
７ ＤＣ−ＤＣ変換装置
９ 二次側ＬＣフィルタ
９ａ 二次側フィルタリアクトル
９ｂ 二次側フィルタコンデンサ
１１ 負荷
１００ 制御装置
１０１、１０７ 内部変数
１０２ 電圧制御部
１０２ａ 減算器
１０２ｂ ＰＩ制御部
１０３ ダンピング制御部
１０３ａ 減算器
１０３ｂ 一次ハイパスフィルタ
１０４ 加算器
１０５ 電流制御部
１０５ａ 減算器
１０５ｂ ＰＩ制御部
１０６ ＰＷＭ制御部

Claims (6)

1. 直流電源と、半導体素子により構成されるＤＣ−ＤＣ変換回路と、該ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力側に接続された第一のリアクトルと第一のキャパシタから構成される第一のＬＣフィルタにより構成される電力変換装置において、
   前記第一のキャパシタより検出する第一の電圧検出値と前記直流電源より検出する第二の電圧検出値に基づき、前記第一のＬＣフィルタより生じる電気振動を抑制する電気振動抑制指令を生成することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電気振動抑制指令を、前記第一の電圧検出値より前記第二の電圧検出値を減算した演算結果を用いて生成することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電気振動抑制指令を、前記減算による演算結果をハイパスフィルタを通すことで生成することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力側回路より検出する第三の電圧検出値により前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を安定化するための電圧指令を出力する電圧制御部を備え、
   該電圧指令に前記電気振動抑制指令を加算することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力側に第二のリアクトルと第二のキャパシタから構成される第二のＬＣフィルタが接続され、
   該第二のキャパシタより検出する第四の電圧検出値により前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を安定化するための電流指令を出力する電圧制御部と、
   該電流指令に前記電気振動抑制指令を加算した信号と前記第二のリアクトルより検出する第一の電流検出値とから前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を安定化するための電圧指令を出力する電流制御部と
   を備えること特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力側に第二のリアクトルと第二のキャパシタから構成される第二のＬＣフィルタが接続され、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を定電流制御するための電流指令に前記電気振動抑制指令を加算する加算器と、
   該加算器の出力信号と前記第二のリアクトルより検出する第一の電流検出値とから前記定電流制御のための電圧指令を出力する電流制御部と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
   

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