JP4013483B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源を交流に変換し誘導電動機を駆動する電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
鉄道車両分野では、架線の直流電圧を可変周波数可変電圧の交流に変換する電力変換器で制御した誘導機により、電気車を駆動している。図２に従来技術の誘導機の制御方法を示す。図２において、１は集電器、２はフィルタリアクトル、３はフィルタコンデンサ、４は電力変換器、５は誘導機、６は回転速度検出器、７は電流検出器、８はバンドパスフィルタ、９及び１０は加算器、１１は積分器、１２は係数器、１３は電圧指令部である。
【０００３】
架線から供給される直流電圧を集電器１で受電し、フィルタリアクトル２及びフィルタコンデンサ３により、高周波成分を除去し、電力変換器４に直流電圧を供給する。電力変換器４は、交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* 、及びＶｗ* に基づき、可変周波数可変電圧の交流電圧に変換し、誘導機５を制御する。誘導機５の回転速度を検出する回転速度検出器６の検出した回転速度ωｒに外部から設定するすべり周波数指令ωｓ* を加算器９で加算し、第１の周波数指令ω１３* を求める。電流検出器７で検出したフィルタリアクトル２を流れる架線電流Ｉｓをバンドパスフィルタ８に入力し、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３で決まる共振周波数近傍の成分を検出する。バンドパスフィルタ８の出力である、周波数補正量ｄωと前記の第１の周波数指令ω１３* を加算器１０で加算し、第２の周波数指令ω１４* を求める。第２の周波数指令ω１４* を積分器１１で積分して電圧位相θｖを求める。また、係数器１２で、第１の周波数指令ω１３* に予め定めた周波数電圧比Ｋをかけて、電圧指令Ｖ* を求める。電圧指令Ｖ* 、及び前記の電圧位相θｖに基づき電圧指令部１３が交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* を出力する。
【０００４】
上記制御方法が、特開昭５７−１４５５０３号公報に開示されている。特開昭５７−１４５５０３号公報には、架線電流に基づき交流電圧を操作する制御方法が開示されている。上記従来技術によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサの共振による不安定や振動を抑制できる。
【０００５】
また、誘導機で電気車を駆動する制御方法が、特開平５−８３９７６号公報や特開２０００−３１２４０３号公報に開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
鉄道車両では架線から電力変換器に供給された直流電圧の帰線電流を、電気車が走行する軌道に流す。一方、軌道は地上に設置した保安装置等が電気車の在線を検知する軌道回路としても使われている。このため、電力変換器の帰線電流に、軌道回路が利用する交流信号と同一の周波数成分の障害電流が含まれると、軌道回路が障害を受けるおそれがある。このため、帰線電流に含まれる障害電流を除去する必要がある。なお、軌道に流れる帰線電流とフィルタリアクトルに流れる架線電流は、同じ値であるため、以下では特に区別が必要な場合を除いて架線電流に統一する。
【０００７】
架線電流に含まれる障害電流は、鉄道車両に搭載するフィルタリアクトルやフィルタコンデンサで除去できるが、分倍周軌道回路のように低い周波数を用いる軌道回路に対応するためには、フィルタリアクトルのインダクタンスやフィルタコンデンサの容量を大きくする必要がある。しかし、これらを大きくすると鉄道車両の重量が増加し、加減速性能の低下や消費電力の増加などの問題が発生する。
【０００８】
従来技術では、架線電流に応じて周波数を操作して誘導機の電力を制御して電力変換器の直流側の電流を制御し、障害電流を除去している。しかし、周波数を操作して誘導機の電力を制御する場合、誘導機の電気的な遅れ要素により周波数の操作量に対して電力に大きな時間遅れが生じる。図３（ａ）と図３（ｂ）は従来技術で周波数の操作量から誘導機の電力までの周波数特性で、誘導機５の回転速度を変えた６個の特性である。図３（ａ）の横軸は周波数の操作量に含まれる交流成分の周波数を表し、縦軸は横軸の周波数成分に対応する誘導機の電力の交流成分の振幅との比を表す。また図３（ｂ）の横軸は図３（ａ）と同じで、縦軸は該交流成分の位相と誘導機の電力の交流成分の位相の差を表す。図３（ａ）と図３（ｂ）とから軌道回路でよく使用される２５Ｈｚ〜６０Ｈｚの帯域では周波数の操作量に対して誘導機の電力の位相が大きく遅れることがわかる。操作量から制御量までの位相遅れが大きい場合に図２のようなフィードバックループを構成すると、不安定になりやすく、障害電流を抑制するために、フィードバックループのゲインを上げると制御系が不安定になり、架線電流に含まれる障害電流を効果的に抑制できない。
【０００９】
また、架線電流に基づいて交流電圧を操作する制御方法でも操作量に対して誘導機の電力の位相遅れが大きいため、効果的に障害電流を抑制できない。
【００１０】
本発明の目的は、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架線電流に含まれる障害電流を抑制することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するには、直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧に変換する電力変換器に対し、電圧指令と周波数指令に基づき交流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置において、電力変換器の直流側の電気量である直流電圧，フィルタリアクトルの両端電圧、あるいはフィルタリアクトルに流れる電流を検出する検出器と、検出した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタと該ハイパスフィルタの出力に基づき前記電圧指令を補正する電圧補正器と前記ハイパスフィルタの出力に基づき前記周波数指令を補正する周波数補正器とを具備し、該周波数補正器と前記電圧補正器の出力に基づいて交流電圧指令を出力すればよい。このように周波数と電圧を同時に操作すれば、電力変換器の交流側に接続された誘導機内部の干渉を抑制できるので、誘導機の電力を小さな位相遅れで制御でき、障害電流を効果的に抑制できる。
【００１２】
また、電力変換器の交流側の電圧が飽和する場合には、電圧指令の操作を止めて、周波数指令のみの制御に切り替えることにより安定な制御ができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例を示す。図１は、障害電流を抑制できる速度センサがないベクトル制御の構成である。なお、前記従来技術と同一の構成要素には同一の符号を用いた。図１中、２０は電流検出器、２１は電圧検出器、２２は受電部、１００は電圧制御部、１０１，１０８，１０９、及び１１０は加算器、１０２はすべり制御部、１０３は速度推定部、１０４及び１０５は減算器、106はハイパスフィルタ、１０７は第１のノイズ抑制部、１１１は電圧座標変換部、１１２は電流座標変換部、１１３は積分器である。
【００１４】
受電部２２は、集電器１，フィルタリアクトル２，フィルタコンデンサ３、及び電圧検出器２１を含み、電力変換器４へ直流電圧を供給すると共に、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１を出力する。電圧制御部１００では、外部から与えたｄ軸電流指令ｉｄ* ，ｑ軸電流指令ｉｑ* 、及び加算器１０１の出力である第１の周波数指令ω１１を入力として(１)式に基づき第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１を演算し、さらに（２）式に基づき第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を演算する。
【００１５】
【数１】
【００１６】
【数２】
【００１７】
なお、Ｒσ，ｌσ，Ｌ１は誘導機５のモータ定数であり、Ｒσは１次換算の巻線抵抗、ｌσは１次換算の漏れインダクタンス、Ｌ１は１次自己インダクタンスである。
【００１８】
すべり制御部１０２では、ｄ軸電流指令ｉｄ* ，ｑ軸電流指令ｉｑ* を入力として（３）式に基づきすべり周波数指令ωｓ* を演算する。
【００１９】
【数３】
【００２０】
なお、Ｒ２，Ｌ２は誘導機５のモータ定数であり、Ｒ２は２次抵抗、Ｌ２は２次自己インダクタンスである。
【００２１】
速度推定部１０３では、ｑ軸電流指令ｉｑ* と減算器１０４の出力である第２のｑ軸電流ｉｑ２の差を求める減算器１０５の出力を用いて、（４）式に基づき誘導機５の回転速度を推定し回転速度推定値ωｒ＾を演算する。
【００２２】
【数４】
【００２３】
なお、Ｋｐ及びＫｉは制御ゲインであり、ｓはラプラス演算子である。
【００２４】
加算器１０１では、すべり周波数指令ωｓ* と回転速度推定値ωｒ＾を加算し、第１の周波数指令ω１１を演算する。
【００２５】
ハイパスフィルタ１０６は電圧検出器２１で検出したフィルタコンデンサ３の両端電圧である第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の直流成分を含む低周波成分を除去し、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を出力する。
【００２６】
第１のノイズ抑制部１０７では、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２に基づき、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，周波数補正量ｄω１、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑを演算する。なお、第１のノイズ抑制部１０７の詳細は後述する。
【００２７】
加算器１０８では、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄと第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１を加算し第２のｄ軸電圧指令ｖｄ２を求める。加算器１０９では、ｑ軸電圧補正量ｄvqと第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を加算し第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２を求める。電圧座標変換部１１１では、第２のｄ軸電圧指令ｖｄ２，第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２を積分器１１３の出力である位相θに基づき回転座標変換して交流電圧指令Ｖu*，Ｖｖ* 、及びＶｗ* を演算する。
【００２８】
加算器１１０では、周波数補正量ｄω１と第１の周波数指令ω１１を加算し第２の周波数指令ω１２を求め、積分器１１３において第２の周波数指令ω１２を積分して位相θを求める。電流座標変換部１１２では、電力変換器４から誘導機５に流れる電流を検出する電流検出器２０で検出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ、及びｉｗを位相θに基づき回転座標変換してｄ軸電流ｉｄ及び第１のｑ軸電流ｉq1を求める。減算器１０４では、第１のｑ軸電流ｉｑ１からｑ軸電流補正量ｄｉｑを減算して第２のｑ軸電流ｉｑ２を出力する。
【００２９】
図４に第１のノイズ抑制部１０７の構成の詳細を示す。図４において、４０１は制御器、４０２は１次遅れ要素、４０３，４０４,４０７,４０８、及び４１０は係数器、４０５は進み遅れ要素、４０６及び４０９は加算器である。制御器４０１は、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を入力としてｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* を出力する。制御器４０１では、例えば（５）式に示す伝達関数を用いる。
【００３０】
【数５】
【００３１】
なお、Ｋ１は制御ゲイン、Ｔ１及びＴ２は制御時定数である。
【００３２】
ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，周波数補正量ｄω１、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑを演算する。ｑ軸電流補正量ｄｉｑは、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* を入力とする１次遅れ要素４０２の出力である。周波数補正量ｄω１はｑ軸電流補正量ｄｉｑに（６）式に示すゲインを乗算する係数器４０３の出力である。
【００３３】
【数６】
【００３４】
ｄ軸電圧補正量ｄｖｄは、ｑ軸電流補正量ｄｉｑに第１の周波数指令ω１１を乗算した係数器４０７の出力と周波数補正量ｄω１にｑ軸電流指令ｉｑ* を乗算した係数器４０８の出力を加算器４０９で加算し、さらに係数器４１０で−ｌσを乗算して求められる。ｑ軸電圧補正量ｄｖｑは、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* が入力である進み遅れ要素４０５の出力と周波数補正量ｄω１に係数器４０４でｄ軸電流指令ｉｄ* と漏れインダクタンスｌσの積を乗算した結果を加算器４０６で加算して求められる。
【００３５】
次に本実施例の動作原理を説明する。架線電流への障害電流を抑制するには、直流側から電力変換器４に流れる直流電流から障害を引き起こす交流成分を除去すればよい。このとき、フィルタコンデンサ電圧の当該周波数の交流成分が０になるため、フィルタコンデンサ電圧の当該周波数の交流成分が０になるように電力変換器４の直流電流を制御すればよい。
【００３６】
電力変換器４の交流側と直流側では、電力変換器４の損失が十分小さいと仮定すると、電力が等しくなる。このことから電力変換器４の直流電流Ｉｄｃは(７)式となる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
なお、ｖｄ及びｖｑは回転速度ω１で回転する回転座標上での電力変換器４の交流側の出力電圧であるｄ軸電圧及びｑ軸電圧である。ｉｄ及びｉｑ１は回転速度ω１で回転する回転座標上での電力変換器４の交流側の出力電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流であり、電流座標変換部１１２の出力である。Ｅｃｆは電力変換器４の直流電圧であるフィルタコンデンサ３の両端電圧である。
【００３９】
障害電流が問題なのは、直流電流が大きくなる誘導機５の回転速度ωｒが大きい場合である。このとき、ｄ軸電圧Ｖｄに比べて、ｑ軸電圧Ｖｑが大きくなる。よって、（７）式は（８）式で近似できる。
【００４０】
【数８】
【００４１】
（８）式から第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御できれば、直流電流ｉｄｃを制御できる。次に、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御する方法を述べる。
【００４２】
（９）式に角速度ω１で回転するｄｑ軸―回転座標系での誘導機５の電圧方程式を示す。
【００４３】
【数９】
【００４４】
ωｓはω１とωｒの差、すなわちすべり周波数、Ｍは誘導機５の相互インダクタンスである。また、φｄは誘導機５のｄ軸磁束、φｑは誘導機５のｑ軸磁束である。
【００４５】
（９）式から、ｄ軸とｑ軸及び電流と磁束が相互に関係することがわかる。このため、周波数ω１のみを操作すると第１のｑ軸電流ｉｑ１が制御されるだけでなく、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑが変動し、干渉を引き起こすため、高応答な制御を行うことが難しい。電圧だけを制御した場合も同様である。
【００４６】
このため、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御した際に、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑが変動しない制御方法が必要である。そこで、第１のｑ軸電流ｉｑ１をｑ軸電圧ｖｑで制御し、ｑ軸磁束φｑを周波数ω１で制御し、ｄ軸電流ｉｄをｄ軸電圧ｖｄで制御して、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御した際にｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑの変動を抑制する。なお、ｄ軸磁束φｄは（９）式の３行目が第１のｑ軸電流ｉｑ１を含まず、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑのみを含むため、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑの変動を抑制してｄ軸磁束φｄの変動を抑制できる。
【００４７】
まずｑ軸電圧補正量ｄｖｑを説明する。第１のｑ軸電流ｉｑ１をΔｉｑ１だけ変動すると（９）式の２行目からｑ軸電圧補正量ｄｖｑは（１０）式で制御する必要がある。
【００４８】
【数１０】
【００４９】
なお、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ，ｑ軸磁束φｑの変動は抑制されているため（１０）式には現れない。一方、周波数補正量ｄω１は後述するように操作するため、考慮する必要がある。また、Δｉｑ１は微少であり線形化近似できる。しかし、（１０）式では微分項を含むため、このままでは実現できない。そこで、Δｉｑ１は（１１）式で示すようにｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に対し時間遅れを入れる。
【００５０】
【数１１】
【００５１】
（１０）式に（１１）式を代入すると（１２）式となり、（１２）式に従ってｑ軸電圧補正量ｄｖｑを操作すればよい。
【００５２】
【数１２】
【００５３】
なお、ｄ軸電流指令ｉｄ* とｄ軸電流ｉｄは（１）式及び（２）式に基づき電圧制御しているため、ほぼ一致する。
【００５４】
次に周波数補正量ｄω１について説明する。（９）式の４行目をｑ軸磁束φｑについて解くと（１３）式となる。
【００５５】
【数１３】
【００５６】
回転速度ωｒは機械的要素が関与するため時定数が長いので、変動を無視できる。従って、すべり周波数ωｓは周波数補正量ｄω１により直接操作できる。よって、周波数補正量ｄω１を（１４）式で制御して、（１３）式の括弧内は０となるため、ｑ軸磁束φｑの変動を抑制できる。
【００５７】
【数１４】
【００５８】
なお、（１）式及び（２）式に基づき電圧を制御しているため、φｄ＝Ｍ・ｉｄ* である。
【００５９】
次にｄ軸電圧補正量ｄｖｄについて説明する。ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑの変動は抑制されていることと、第１のｑ軸電流ｉｑ１をΔｉｑ１に制御することと、周波数ω１をｄω１で操作することと、回転速度ωｒの変動が無視できることとを考慮すると、ｄ軸電流の変動量Δｉｄとｄ軸電圧操作量ｄｖｄの関係は、（９）式の１行目から（１５）式となる。
【００６０】
【数１５】
【００６１】
ｄ軸電流ｉｄの変動を抑制するには（１５）式の右辺を０にすればよい。よって、（１１）式からｄ軸電圧操作量ｄｖｄを（１６）式で制御すればよい。
【００６２】
【数１６】
【００６３】
なお、速度推定部１０３の働きによりｑ軸電流指令ｉｑ* と第２のｑ軸電流ｉｑ２が一致し、さらにｑ軸電流補正量ｄｉｑが微少であるため、ｑ軸電流指令ｉｑ* と第１のｑ軸電流ｉｑ１はほぼ等しい。
【００６４】
次にｑ軸電流補正量ｄｉｑについて説明する。第１のｑ軸電流をΔｉｑ１変動させたとき、変動したΔｉｑ１により速度推定部１０３の出力である速度推定値ωｒ＾が変動し、第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１，第１の周波数指令ω１１が変動し干渉する。これを防ぐには、第２のｑ軸電流は、第１のｑ軸電流からΔｉｑ１の変動を除去した値であればよい。よって、ｑ軸電流補正量ｄｉｑはΔｉｑ１と同じ値であればよいため、（１１）式から（１７）式であればよい。
【００６５】
【数１７】
【００６６】
以上からｄ軸電圧補正量ｄｖｄ,ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ,ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１をｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき（１６）式，（１２）式，（１４）式、及び（１７）式に従って操作すれば、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に対して実際のｑ軸電流の変動はΔｉｑ１となる。図４に示すブロックによれば、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１をｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき（１６）式，（１２）式，（１４）式、及び（１７）式に従って操作できる。ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* とΔｉｑ１の関係は（１１）式であるから、一次遅れの特性となり、ゲインと位相の周波数特性はそれぞれ図５（ａ），図５（ｂ）のようになる。図５（ａ），図５（ｂ）は図３（ａ），図３（ｂ）の周波数特性と比べて、位相の遅れが少なく、また回転速度に対する依存性がない。このため、高応答に第１のｑ軸電流を制御できる。よって、（８）式から直流電流も高応答に制御でき、効果的なノイズ抑制ができる。
【００６７】
また、図１の速度推定部１０３の制御ゲインＫｐ及びＫｉが小さく、回転速度の推定応答が低い場合は、第２のｑ軸電流ｉｑ２に含まれる周波数の高い成分は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１、及び第１の周波数指令ω１１に現れない。このため、抑制すべき障害電流の周波数に比べ回転速度の推定応答が低い場合は、ｑ軸電流補正量ｄｉｑを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００６８】
また、漏れインダクタンスｌσが小さい場合には、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄの値が小さくなるため、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００６９】
図６に本発明の第２の実施例を示す。なお、第１の実施例を示す図１と同一の構成要素については同じ符号で表わす。図６において、２０１は回転速度検出器、２０２は電流制御部、２０３は加算器である。
【００７０】
図６と図１との違いは、図１では速度推定部１０３の出力である速度推定値ωｒ＾を用いて制御するのに対し、図６では、回転速度検出器２０１で検出した誘導機５の回転速度ωｒを用いて制御する。図６において、回転速度検出器201で検出した回転速度ωｒを速度推定値ωｒ＾の代わりに加算器１０１に入力する。また、減算器１０５の出力を、電流制御部２０２に入力して、（１８）式に基づき第２のｑ軸電圧補正量Δｖｑとして出力する。
【００７１】
【数１８】
【００７２】
なお、Ｋｐ２、及びＫｉ２は制御ゲインである。第２のｑ軸電圧補正量Δｖｑ，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１、及びｑ軸電圧補正量ｄｖｑは、加算器２０３で加算され、第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２になる。
【００７３】
図６の構成でも、ｑ軸電流補正量ｄｉｑにより第１のｑ軸電流からｑ軸電流の変動量Δｉｑ１を除去した第２のｑ軸電流ｉｑ２を用いて制御するため、第１の実施例と同様の原理が成り立ち、同様の効果が得られる。
【００７４】
また、電流制御部２０２の制御ゲインＫｐ２及びＫｉ２が小さく、電流の制御応答が低い場合は、第２のｑ軸電流ｉｑ２に含まれる周波数の高い成分は、第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２に現れない。このため、抑制すべき障害電流の周波数に比べ電流の制御応答が低い場合には、ｑ軸電流補正量ｄｉｑを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００７５】
また、漏れインダクタンスｌσが小さい場合には、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄの値が小さくなるため、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００７６】
図７に本発明の第３の実施例を示す。なお、図６と同一の構成要素については同じ符号で表し、説明を省略する。図７において、３００は第２のノイズ抑制部、３０１は係数器、３０２は加算器、３０３は電圧座標変換部である。図７は、すべり周波数制御に適用した例である。すべり周波数指令ωｓ* は外部から与えられ、加算器１０１において回転速度ωｒと加算され、第１の周波数指令ω１１となる。係数器３０１において、第１の周波数指令に周波数電圧比Ｋを乗算し、第１の電圧指令ｖ１１を演算する。また、ハイパスフィルタ１０６の出力である第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２が第２のノイズ抑制部３００に入力され電圧補正量ｄｖ１及び周波数補正量ｄω１が出力される。加算器１１０において周波数補正量ｄω１と第１の周波数指令ω１１が加算されて第２の周波数指令ω１２が演算される。
【００７７】
第２の周波数指令ω１２は積分器１１３で積分されて位相θとなる。また、電圧補正量ｄｖ１と第１の電圧指令ｖ１１は加算器３０２で加算されて第２の電圧指令ｖ１２が演算される。電圧座標変換部３０３では、位相θと第２の電圧指令ｖ１２に基づき交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* 、及びＶｗ* を出力する。
【００７８】
図８に第２のノイズ抑制部３００の構成を示す。図４に示す第１のノイズ抑制部と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。図８において、
５０１は係数器である。進み遅れ要素４０５の出力が電圧補正量ｄｖ１として出力される。また、１次遅れ要素４０２の出力は係数器５０１に入力され、係数器５０１の出力が周波数補正量ｄω１として出力される。
【００７９】
すべり周波数制御の場合、電流制御器がないためｑ軸電流補正量ｄｉｑは不要である。また、漏れインダクタンスｌσが小さいことを仮定するとｄ軸電圧補正量も不要である。また、誘導機５の回転速度ωｒが小さい場合を除けば、ｄ軸電圧に比べｑ軸電圧が大きいため、電圧指令とｑ軸電圧指令はほぼ一致する。このため、ｑ軸電圧補正量ｄｖｑを電圧補正量ｄｖ１としても問題がない。また、第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１と第１の電圧指令がほぼ等しいことと（２）式とから（１９）式となる。
【００８０】
【数１９】
【００８１】
さらに、（１９）式の左辺の第１項に比べ左辺の第２項が小さいため左辺の第２項を無視し、さらに２次自己インダクタンスＬ２と１次自己インダクタンスは通常ほぼ同じ値であるので（２０）式が成り立つ。
【００８２】
【数２０】
【００８３】
よって図４の係数器４０３に代えて、係数器５０１を用いることができる。
【００８４】
よって、第３の実施例でも、第１の実施例及び第２の実施例と同様に、電圧で直流電流を制御し、周波数で干渉を抑制でき、同様の効果が得られる。
【００８５】
図９に第４の実施例を示す。図１に示す第１の実施例と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。
【００８６】
図９において、２３は第２の受電部、６０１は第３のノイズ抑制部である。第２の受電部２３が、図１の受電部２２と異なるのは、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１に加えて、第３のノイズ抑制部６０１の入力である第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３を出力することである。第３のノイズ抑制部６０１は、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３，第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅcf2,第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１、及び第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を入力として、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１を出力する。なお、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３は第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１と同じであるが接続先が異なるため、後述する第２の受電部の別の構成で説明を容易にするため区別して表記する。
【００８７】
第３のノイズ抑制部６０１の構成を図１０に示す。図４に示す第１のノイズ抑制部と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。図１０において、７０１，７０２，７０３，７０４、及び７０５は乗算器、７０６は加算器、７０７，７０８、及び７１０は関数発生器、７０９は除算器、７１１はバンドパスフィルタである。
【００８８】
関数発生器７１０は第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１及び第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を入力として（２１）式に示す演算を行い、ｖｄｑを出力する。
【００８９】
【数２１】
【００９０】
関数発生器７１０の出力ｖｄｑは除算器７０９で第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３で除算され、関数発生器７０７及び関数発生器７０８に入力される。関数発生器７０７は入力が小さいときには０を出力し、入力が大きいときには１を出力する。一方、関数発生器７０８は入力が小さいときには１を出力し、入力が大きいときには０を出力する。
【００９１】
バンドバスフィルタ７１１は第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を入力とし、ノイズを抑制する必要のある周波数成分のみを出力する。バンドパスフィルタ７１１の出力と関数発生器７０７の出力は乗算器７０５において乗算され、加算器７０６に入力される。また、係数器４０３の出力と関数発生器７０８の出力は乗算器７０４において乗算され、加算器７０６に入力される。加算器７０６では、乗算器７０４の出力と乗算器７０５の出力が加算され、周波数補正量ｄω１として出力される。
【００９２】
加算器４０６の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０１において乗算され、ｑ軸電圧補正量ｄｖｑとして出力される。係数器４１０の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０２において乗算され、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄとして出力される。一次遅れ要素４０２の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０３において乗算され、ｑ軸電流補正量ｄｉｑとして出力される。
【００９３】
第４の実施例は、電力変換器４の交流側電圧に大きさの制限がある場合に有効である。交流側出力電圧が低いときには、関数発生器７１０の出力ｖｄｑが小さいため、関数発生器７０７は０を出力し、関数発生器７０８は１を出力する。このときには、加算器４０６の出力とｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，係数器４１０の出力とｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，１次遅れ要素４０２の出力とｑ軸電流補正量ｄｉｑ，係数器４０３の出力と周波数補正量ｄω１がそれぞれ等しくなるため、前述した図４に示す第１のノイズ抑制部と同じ動作となり、第１の実施例と同様の効果がある。
【００９４】
また、交流側出力電圧が大きさの制限にかかる場合は、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑによる操作ができない。この場合には、関数発生器710の出力ｖｄｑが大きいため、関数発生器７０７は１を出力し、関数発生器７０８は０を出力する。このときには、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑが０となり、これらの操作を停止する。一方、周波数補正量ｄω１は第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２の内、障害電流を抑制したい周波数成分のみを含む。この場合の動作を以下説明する。
【００９５】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１が増加すると、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２も増加し、周波数補正量ｄω1が増加する。周波数補正量ｄω1が増加すると電力変換器４の交流側出力の周波数が増加し、誘導機５のすべりが増加する。誘導機５のすべりが増加すると、トルクが増加し入力電力も増加する。よって、電力変換器４の交流側電力が増加し、これにより、直流側電力も増加し電力変換器４の直流側電流が増加する。この結果、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の増加が抑制される。第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１が減少した場合も同様に減少が抑制されるため、第１のフィルタコンデンサ電圧Ecf1の変動が抑制可能となり、その結果、障害電流を抑制できる。この場合の動作は従来技術と類似している。しかし、図３に示す周波数特性では、誘導機５の回転速度が大きい領域で、周波数の操作量に対する直流電流の位相遅れが小さい。交流側出力電圧が飽和するのは、回転速度が大きい領域である。よって、周波数の操作量に対する直流電流の位相遅れが小さいため、本実施例でも十分な効果がある。
【００９６】
また、外部的な原因で集電器１の電圧が減少した場合、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１も減少する。この場合には、電力変換器４の交流側出力の大きさの制限値が減少する。これに対し、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１すなわち第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３が減少すると、除算器７０９の除数が減少し、除算器７０９の出力が増加する。このため、関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力が切り替わるときの、交流側出力の大きさは小さくなる。よって、制限値の低下にあわせて、切り替わるときの交流側出力の大きさも小さくなる。このため、集電器１の電圧が変動した場合も、正常に動作する。
【００９７】
関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力の切り替えは、交流側出力電圧が飽和する前であることが必要である。このため、交流側出力が飽和する時の除算器７０９の出力よりも小さい値で関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力は切り替わる様に設定する。また、切替時の衝撃を小さくするためには、入力に対する出力の傾きを有限の傾きにして、徐々に切り替える。
【００９８】
また、第２の実施例や第３の実施例についても同様に、電力変換器４の出力側電圧が飽和する場合には電圧の補正量を０にして、周波数制御を図１０に示す方法に切り替えて、電力変換器４の出力側電圧が飽和する場合にも安定して動作できる。
【００９９】
図１１に本発明の第５の実施例を示す。前述した第１の実施例，第２の実施例、及び第３の実施例では受電部２２のフィルタコンデンサ電圧を検出したが、本実施例では図１１に示すように集電器１及びフィルタリアクトル２に流れる架線電流Ｉｓを検出する。図１１において、８０１は架線電流Ｉｓを検出する電流検出器、８０２は進み遅れ要素である。架線電流Ｉｓとフィルタコンデンサ３の両端電圧Ｅｃｆの間にはフィルタリアクトル２のインダクタンスＬｆとフィルタリアクトル２の抵抗分Ｒｆにより（２２）式に示す関係がある。
【０１００】
【数２２】
【０１０１】
よって、進み遅れ要素８０２で（２３）式の伝達関数を実現すれば受電部２２と同様の第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１を出力できる。但し、Ｔ３は完全微分を避けるための制御時定数であり、抑制したい障害電流の周波数に対して十分小さい値である。
【０１０２】
【数２３】
【０１０３】
よって図１１に示す構成でも、受電部２２と同様の効果がある。
【０１０４】
図１２に本発明の第６の実施例を示す。本実施例では、第１の実施例，第２の実施例、及び第３の実施例の受電部２２を図１２とした。図１２において、901はフィルタリアクトルの両端電圧を検出する電圧検出器、９０２は符号を反転する反転器である。
【０１０５】
集電器１の電圧が一定の場合、フィルタリアクトルの両端電圧とフィルタコンデンサの両端電圧の和は一定となるため、交流分に着目するとフィルタリアクトルの両端電圧は、フィルタコンデンサの両端電圧は大きさが同じで符号が反対である。このため、電圧検出器９０１の出力を反転器９０２で符号を反転すると、反転器９０２の出力の交流分と、受電部２２の第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の交流分は等しくなる。よって、受電部２２に代えて図１２に示す構成を用いても同様の効果がある。
【０１０６】
図１３と図１４に本発明の第６の実施例を示す。本実施例は第４の実施例の図８の受電部２３に代えて、図１３及び図１４に示す受電部を用いる。図１３は、図１１にフィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器２１を加えたものである。なお、電圧検出器２１は受電部２３のものと同一である。前記(２２)式が完全微分を含むことから、進み遅れ要素８０２の出力の直流分は、フィルタコンデンサ３の両端電圧の直流分と一致しない。一方、図９の第３のノイズ抑制部６０１の入力である第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３では、直流分を含めたフィルタコンデンサ３の両端電圧が必要である。このため、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３には電圧検出器２１の出力を用いる必要がある。
【０１０７】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１は先に説明したように受電部２３と同様であるため、図９に示す構成と同様の効果が得られる。
【０１０８】
図１４は、図１２にフィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器２１を加えたものである。なお、電圧検出器２１は受電部２３のものと同一である。反転器９０２の出力の直流分は、フィルタコンデンサ３の両端電圧の直流分と一致しない。このため、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３には電圧検出器２１の出力を用いる必要がある。
【０１０９】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１は先に説明したように受電部２３と同様であるため、図９に示す構成と同様の効果が得られる。
【０１１０】
【発明の効果】
本発明によれば、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架線電流に含まれる障害電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例の構成図である。
【図２】従来技術の誘導機の制御方法の構成図である。
【図３（ａ）】従来技術の操作量の交流成分の周波数と、操作量の交流成分の周波数成分に対する誘導機の電力の交流成分の振幅との比を示すグラフである。
【図３（ｂ）】従来技術の操作量の交流成分の周波数と、操作量の交流成分の位相に対する誘導機の電力の交流成分の位相との差を示すグラフである。
【図４】第１の実施例の第１のノイズ抑制部の構成図である。
【図５（ａ）】第１の実施例のｑ軸電流補正指令ｉｑ* に対するｑ軸電流の変動量Δｉｑ１のゲインの周波数特性を示すグラフである。
【図５（ｂ）】第１の実施例のｑ軸電流補正指令ｉｑ* に対するｑ軸電流の変動量Δｉｑ１の位相の周波数特性を示すグラフである。
【図６】第２の実施例の構成図である。
【図７】第３の実施例の構成図である。
【図８】第３の実施例の第２のノイズ抑制部の構成図である。
【図９】第４の実施例の構成図である。
【図１０】第４の実施例の第３のノイズ抑制部の構成図である。
【図１１】第５の実施例の受電部の構成図である。
【図１２】第６の実施例の受電部の構成図である。
【図１３】第７の実施例の受電部の構成図である。
【図１４】第７の実施例の別の受電部の構成図である。
【符号の説明】
２…フィルタリアクトル、３…フィルタコンデンサ、４…電力変換器、５…誘導機、２０…電力変換器４の出力電流を検出する電流検出器、２１…フィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器、１００…電圧制御部、１０３…速度推定部、１０６…ハイパスフィルタ、１０７…第１のノイズ抑制部、１１２…電流座標変換部、２０１…回転速度検出器、３００…第２のノイズ抑制部、601…第３のノイズ抑制部、８０１…電流検出器、９０１…電圧検出器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源を交流に変換し誘導電動機を駆動する電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
鉄道車両分野では、架線の直流電圧を可変周波数可変電圧の交流に変換する電力変換器で制御した誘導機により、電気車を駆動している。図２に従来技術の誘導機の制御方法を示す。図２において、１は集電器、２はフィルタリアクトル、３はフィルタコンデンサ、４は電力変換器、５は誘導機、６は回転速度検出器、７は電流検出器、８はバンドパスフィルタ、９及び１０は加算器、１１は積分器、１２は係数器、１３は電圧指令部である。
【０００３】
架線から供給される直流電圧を集電器１で受電し、フィルタリアクトル２及びフィルタコンデンサ３により、高周波成分を除去し、電力変換器４に直流電圧を供給する。電力変換器４は、交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* 、及びＶｗ* に基づき、可変周波数可変電圧の交流電圧に変換し、誘導機５を制御する。誘導機５の回転速度を検出する回転速度検出器６の検出した回転速度ωｒに外部から設定するすべり周波数指令ωｓ* を加算器９で加算し、第１の周波数指令ω１３* を求める。電流検出器７で検出したフィルタリアクトル２を流れる架線電流Ｉｓをバンドパスフィルタ８に入力し、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３で決まる共振周波数近傍の成分を検出する。バンドパスフィルタ８の出力である、周波数補正量ｄωと前記の第１の周波数指令ω１３* を加算器１０で加算し、第２の周波数指令ω１４* を求める。第２の周波数指令ω１４* を積分器１１で積分して電圧位相θｖを求める。また、係数器１２で、第１の周波数指令ω１３* に予め定めた周波数電圧比Ｋをかけて、電圧指令Ｖ* を求める。電圧指令Ｖ* 、及び前記の電圧位相θｖに基づき電圧指令部１３が交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* を出力する。
【０００４】
上記制御方法が、特開昭５７−１４５５０３号公報に開示されている。特開昭５７−１４５５０３号公報には、架線電流に基づき交流電圧を操作する制御方法が開示されている。上記従来技術によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサの共振による不安定や振動を抑制できる。
【０００５】
また、誘導機で電気車を駆動する制御方法が、特開平５−８３９７６号公報や特開２０００−３１２４０３号公報に開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
鉄道車両では架線から電力変換器に供給された直流電圧の帰線電流を、電気車が走行する軌道に流す。一方、軌道は地上に設置した保安装置等が電気車の在線を検知する軌道回路としても使われている。このため、電力変換器の帰線電流に、軌道回路が利用する交流信号と同一の周波数成分の障害電流が含まれると、軌道回路が障害を受けるおそれがある。このため、帰線電流に含まれる障害電流を除去する必要がある。なお、軌道に流れる帰線電流とフィルタリアクトルに流れる架線電流は、同じ値であるため、以下では特に区別が必要な場合を除いて架線電流に統一する。
【０００７】
架線電流に含まれる障害電流は、鉄道車両に搭載するフィルタリアクトルやフィルタコンデンサで除去できるが、分倍周軌道回路のように低い周波数を用いる軌道回路に対応するためには、フィルタリアクトルのインダクタンスやフィルタコンデンサの容量を大きくする必要がある。しかし、これらを大きくすると鉄道車両の重量が増加し、加減速性能の低下や消費電力の増加などの問題が発生する。
【０００８】
従来技術では、架線電流に応じて周波数を操作して誘導機の電力を制御して電力変換器の直流側の電流を制御し、障害電流を除去している。しかし、周波数を操作して誘導機の電力を制御する場合、誘導機の電気的な遅れ要素により周波数の操作量に対して電力に大きな時間遅れが生じる。図３（ａ）と図３（ｂ）は従来技術で周波数の操作量から誘導機の電力までの周波数特性で、誘導機５の回転速度を変えた６個の特性である。図３（ａ）の横軸は周波数の操作量に含まれる交流成分の周波数を表し、縦軸は横軸の周波数成分に対応する誘導機の電力の交流成分の振幅との比を表す。また図３（ｂ）の横軸は図３（ａ）と同じで、縦軸は該交流成分の位相と誘導機の電力の交流成分の位相の差を表す。図３（ａ）と図３（ｂ）とから軌道回路でよく使用される２５Ｈｚ〜６０Ｈｚの帯域では周波数の操作量に対して誘導機の電力の位相が大きく遅れることがわかる。操作量から制御量までの位相遅れが大きい場合に図２のようなフィードバックループを構成すると、不安定になりやすく、障害電流を抑制するために、フィードバックループのゲインを上げると制御系が不安定になり、架線電流に含まれる障害電流を効果的に抑制できない。
【０００９】
また、架線電流に基づいて交流電圧を操作する制御方法でも操作量に対して誘導機の電力の位相遅れが大きいため、効果的に障害電流を抑制できない。
【００１０】
本発明の目的は、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架線電流に含まれる障害電流を抑制することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するには、直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧に変換する電力変換器に対し、電圧指令と周波数指令に基づき交流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置において、電力変換器の直流側の電気量である直流電圧，フィルタリアクトルの両端電圧、あるいはフィルタリアクトルに流れる電流を検出する検出器と、検出した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタと該ハイパスフィルタの出力に基づき前記電圧指令を補正する電圧補正器と前記ハイパスフィルタの出力に基づき前記周波数指令を補正する周波数補正器とを具備し、該周波数補正器と前記電圧補正器の出力に基づいて交流電圧指令を出力すればよい。このように周波数と電圧を同時に操作すれば、電力変換器の交流側に接続された誘導機内部の干渉を抑制できるので、誘導機の電力を小さな位相遅れで制御でき、障害電流を効果的に抑制できる。
【００１２】
また、電力変換器の交流側の電圧が飽和する場合には、電圧指令の操作を止めて、周波数指令のみの制御に切り替えることにより安定な制御ができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例を示す。図１は、障害電流を抑制できる速度センサがないベクトル制御の構成である。なお、前記従来技術と同一の構成要素には同一の符号を用いた。図１中、２０は電流検出器、２１は電圧検出器、２２は受電部、１００は電圧制御部、１０１，１０８，１０９、及び１１０は加算器、１０２はすべり制御部、１０３は速度推定部、１０４及び１０５は減算器、106はハイパスフィルタ、１０７は第１のノイズ抑制部、１１１は電圧座標変換部、１１２は電流座標変換部、１１３は積分器である。
【００１４】
受電部２２は、集電器１，フィルタリアクトル２，フィルタコンデンサ３、及び電圧検出器２１を含み、電力変換器４へ直流電圧を供給すると共に、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１を出力する。電圧制御部１００では、外部から与えたｄ軸電流指令ｉｄ* ，ｑ軸電流指令ｉｑ* 、及び加算器１０１の出力である第１の周波数指令ω１１を入力として(１)式に基づき第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１を演算し、さらに（２）式に基づき第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を演算する。
【００１５】
【数１】
【数２】
なお、Ｒσ，ｌσ，Ｌ１は誘導機５のモータ定数であり、Ｒσは１次換算の巻線抵抗、ｌσは１次換算の漏れインダクタンス、Ｌ１は１次自己インダクタンスである。
【００１８】
すべり制御部１０２では、ｄ軸電流指令ｉｄ* ，ｑ軸電流指令ｉｑ* を入力として（３）式に基づきすべり周波数指令ωｓ* を演算する。
【００１９】
【数３】
なお、Ｒ２，Ｌ２は誘導機５のモータ定数であり、Ｒ２は２次抵抗、Ｌ２は２次自己インダクタンスである。
【００２１】
速度推定部１０３では、ｑ軸電流指令ｉｑ* と減算器１０４の出力である第２のｑ軸電流ｉｑ２の差を求める減算器１０５の出力を用いて、（４）式に基づき誘導機５の回転速度を推定し回転速度推定値ωｒ＾を演算する。
【００２２】
【数４】
なお、Ｋｐ及びＫｉは制御ゲインであり、ｓはラプラス演算子である。
【００２４】
加算器１０１では、すべり周波数指令ωｓ* と回転速度推定値ωｒ＾を加算し、第１の周波数指令ω１１を演算する。
【００２５】
ハイパスフィルタ１０６は電圧検出器２１で検出したフィルタコンデンサ３の両端電圧である第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の直流成分を含む低周波成分を除去し、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を出力する。
【００２６】
第１のノイズ抑制部１０７では、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２に基づき、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，周波数補正量ｄω１、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑを演算する。なお、第１のノイズ抑制部１０７の詳細は後述する。
【００２７】
加算器１０８では、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄと第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１を加算し第２のｄ軸電圧指令ｖｄ２を求める。加算器１０９では、ｑ軸電圧補正量ｄvqと第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を加算し第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２を求める。電圧座標変換部１１１では、第２のｄ軸電圧指令ｖｄ２，第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２を積分器１１３の出力である位相θに基づき回転座標変換して交流電圧指令Ｖu*，Ｖｖ* 、及びＶｗ* を演算する。
【００２８】
加算器１１０では、周波数補正量ｄω１と第１の周波数指令ω１１を加算し第２の周波数指令ω１２を求め、積分器１１３において第２の周波数指令ω１２を積分して位相θを求める。電流座標変換部１１２では、電力変換器４から誘導機５に流れる電流を検出する電流検出器２０で検出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ、及びｉｗを位相θに基づき回転座標変換してｄ軸電流ｉｄ及び第１のｑ軸電流ｉq1を求める。減算器１０４では、第１のｑ軸電流ｉｑ１からｑ軸電流補正量ｄｉｑを減算して第２のｑ軸電流ｉｑ２を出力する。
【００２９】
図４に第１のノイズ抑制部１０７の構成の詳細を示す。図４において、４０１は制御器、４０２は１次遅れ要素、４０３，４０４,４０７,４０８、及び４１０は係数器、４０５は進み遅れ要素、４０６及び４０９は加算器である。制御器４０１は、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を入力としてｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* を出力する。制御器４０１では、例えば（５）式に示す伝達関数を用いる。
【００３０】
【数５】
なお、Ｋ１は制御ゲイン、Ｔ１及びＴ２は制御時定数である。
【００３２】
ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，周波数補正量ｄω１、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑを演算する。ｑ軸電流補正量ｄｉｑは、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* を入力とする１次遅れ要素４０２の出力である。周波数補正量ｄω１はｑ軸電流補正量ｄｉｑに（６）式に示すゲインを乗算する係数器４０３の出力である。
【００３３】
【数６】
ｄ軸電圧補正量ｄｖｄは、ｑ軸電流補正量ｄｉｑに第１の周波数指令ω１１を乗算した係数器４０７の出力と周波数補正量ｄω１にｑ軸電流指令ｉｑ* を乗算した係数器４０８の出力を加算器４０９で加算し、さらに係数器４１０で−ｌσを乗算して求められる。ｑ軸電圧補正量ｄｖｑは、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* が入力である進み遅れ要素４０５の出力と周波数補正量ｄω１に係数器４０４でｄ軸電流指令ｉｄ* と漏れインダクタンスｌσの積を乗算した結果を加算器４０６で加算して求められる。
【００３５】
次に本実施例の動作原理を説明する。架線電流への障害電流を抑制するには、直流側から電力変換器４に流れる直流電流から障害を引き起こす交流成分を除去すればよい。このとき、フィルタコンデンサ電圧の当該周波数の交流成分が０になるため、フィルタコンデンサ電圧の当該周波数の交流成分が０になるように電力変換器４の直流電流を制御すればよい。
【００３６】
電力変換器４の交流側と直流側では、電力変換器４の損失が十分小さいと仮定すると、電力が等しくなる。このことから電力変換器４の直流電流Ｉｄｃは(７)式となる。
【００３７】
【数７】
なお、ｖｄ及びｖｑは回転速度ω１で回転する回転座標上での電力変換器４の交流側の出力電圧であるｄ軸電圧及びｑ軸電圧である。ｉｄ及びｉｑ１は回転速度ω１で回転する回転座標上での電力変換器４の交流側の出力電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流であり、電流座標変換部１１２の出力である。Ｅｃｆは電力変換器４の直流電圧であるフィルタコンデンサ３の両端電圧である。
【００３９】
障害電流が問題なのは、直流電流が大きくなる誘導機５の回転速度ωｒが大きい場合である。このとき、ｄ軸電圧Ｖｄに比べて、ｑ軸電圧Ｖｑが大きくなる。よって、（７）式は（８）式で近似できる。
【００４０】
【数８】
（８）式から第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御できれば、直流電流ｉｄｃを制御できる。次に、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御する方法を述べる。
【００４２】
（９）式に角速度ω１で回転するｄｑ軸―回転座標系での誘導機５の電圧方程式を示す。
【００４３】
【数９】
ωｓはω１とωｒの差、すなわちすべり周波数、Ｍは誘導機５の相互インダクタンスである。また、φｄは誘導機５のｄ軸磁束、φｑは誘導機５のｑ軸磁束である。
【００４５】
（９）式から、ｄ軸とｑ軸及び電流と磁束が相互に関係することがわかる。このため、周波数ω１のみを操作すると第１のｑ軸電流ｉｑ１が制御されるだけでなく、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑが変動し、干渉を引き起こすため、高応答な制御を行うことが難しい。電圧だけを制御した場合も同様である。
【００４６】
このため、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御した際に、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑが変動しない制御方法が必要である。そこで、第１のｑ軸電流ｉｑ１をｑ軸電圧ｖｑで制御し、ｑ軸磁束φｑを周波数ω１で制御し、ｄ軸電流ｉｄをｄ軸電圧ｖｄで制御して、第１のｑ軸電流ｉｑ１を制御した際にｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑの変動を抑制する。なお、ｄ軸磁束φｄは（９）式の３行目が第１のｑ軸電流ｉｑ１を含まず、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑのみを含むため、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸磁束φｑの変動を抑制してｄ軸磁束φｄの変動を抑制できる。
【００４７】
まずｑ軸電圧補正量ｄｖｑを説明する。第１のｑ軸電流ｉｑ１をΔｉｑ１だけ変動すると（９）式の２行目からｑ軸電圧補正量ｄｖｑは（１０）式で制御する必要がある。
【００４８】
【数１０】
なお、ｄ軸電流ｉｄ，ｄ軸磁束φｄ，ｑ軸磁束φｑの変動は抑制されているため（１０）式には現れない。一方、周波数補正量ｄω１は後述するように操作するため、考慮する必要がある。また、Δｉｑ１は微少であり線形化近似できる。しかし、（１０）式では微分項を含むため、このままでは実現できない。そこで、Δｉｑ１は（１１）式で示すようにｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に対し時間遅れを入れる。
【００５０】
【数１１】
（１０）式に（１１）式を代入すると（１２）式となり、（１２）式に従ってｑ軸電圧補正量ｄｖｑを操作すればよい。
【００５２】
【数１２】
なお、ｄ軸電流指令ｉｄ* とｄ軸電流ｉｄは（１）式及び（２）式に基づき電圧制御しているため、ほぼ一致する。
【００５４】
次に周波数補正量ｄω１について説明する。（９）式の４行目をｑ軸磁束φｑについて解くと（１３）式となる。
【００５５】
【数１３】
回転速度ωｒは機械的要素が関与するため時定数が長いので、変動を無視できる。従って、すべり周波数ωｓは周波数補正量ｄω１により直接操作できる。よって、周波数補正量ｄω１を（１４）式で制御して、（１３）式の括弧内は０となるため、ｑ軸磁束φｑの変動を抑制できる。
【００５７】
【数１４】
なお、（１）式及び（２）式に基づき電圧を制御しているため、φｄ＝Ｍ・ｉｄ* である。
【００５９】
次にｄ軸電圧補正量ｄｖｄについて説明する。ｄ軸磁束φｄ、及びｑ軸磁束φｑの変動は抑制されていることと、第１のｑ軸電流ｉｑ１をΔｉｑ１に制御することと、周波数ω１をｄω１で操作することと、回転速度ωｒの変動が無視できることとを考慮すると、ｄ軸電流の変動量Δｉｄとｄ軸電圧操作量ｄｖｄの関係は、（９）式の１行目から（１５）式となる。
【００６０】
【数１５】
ｄ軸電流ｉｄの変動を抑制するには（１５）式の右辺を０にすればよい。よって、（１１）式からｄ軸電圧操作量ｄｖｄを（１６）式で制御すればよい。
【００６２】
【数１６】
なお、速度推定部１０３の働きによりｑ軸電流指令ｉｑ* と第２のｑ軸電流ｉｑ２が一致し、さらにｑ軸電流補正量ｄｉｑが微少であるため、ｑ軸電流指令ｉｑ* と第１のｑ軸電流ｉｑ１はほぼ等しい。
【００６４】
次にｑ軸電流補正量ｄｉｑについて説明する。第１のｑ軸電流をΔｉｑ１変動させたとき、変動したΔｉｑ１により速度推定部１０３の出力である速度推定値ωｒ＾が変動し、第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１，第１の周波数指令ω１１が変動し干渉する。これを防ぐには、第２のｑ軸電流は、第１のｑ軸電流からΔｉｑ１の変動を除去した値であればよい。よって、ｑ軸電流補正量ｄｉｑはΔｉｑ１と同じ値であればよいため、（１１）式から（１７）式であればよい。
【００６５】
【数１７】
以上からｄ軸電圧補正量ｄｖｄ,ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ,ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１をｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき（１６）式，（１２）式，（１４）式、及び（１７）式に従って操作すれば、ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に対して実際のｑ軸電流の変動はΔｉｑ１となる。図４に示すブロックによれば、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１をｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* に基づき（１６）式，（１２）式，（１４）式、及び（１７）式に従って操作できる。ｑ軸電流補正指令ｄｉｑ* とΔｉｑ１の関係は（１１）式であるから、一次遅れの特性となり、ゲインと位相の周波数特性はそれぞれ図５（ａ），図５（ｂ）のようになる。図５（ａ），図５（ｂ）は図３（ａ），図３（ｂ）の周波数特性と比べて、位相の遅れが少なく、また回転速度に対する依存性がない。このため、高応答に第１のｑ軸電流を制御できる。よって、（８）式から直流電流も高応答に制御でき、効果的なノイズ抑制ができる。
【００６７】
また、図１の速度推定部１０３の制御ゲインＫｐ及びＫｉが小さく、回転速度の推定応答が低い場合は、第２のｑ軸電流ｉｑ２に含まれる周波数の高い成分は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１、及び第１の周波数指令ω１１に現れない。このため、抑制すべき障害電流の周波数に比べ回転速度の推定応答が低い場合は、ｑ軸電流補正量ｄｉｑを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００６８】
また、漏れインダクタンスｌσが小さい場合には、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄの値が小さくなるため、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００６９】
図６に本発明の第２の実施例を示す。なお、第１の実施例を示す図１と同一の構成要素については同じ符号で表わす。図６において、２０１は回転速度検出器、２０２は電流制御部、２０３は加算器である。
【００７０】
図６と図１との違いは、図１では速度推定部１０３の出力である速度推定値ωｒ＾を用いて制御するのに対し、図６では、回転速度検出器２０１で検出した誘導機５の回転速度ωｒを用いて制御する。図６において、回転速度検出器201で検出した回転速度ωｒを速度推定値ωｒ＾の代わりに加算器１０１に入力する。また、減算器１０５の出力を、電流制御部２０２に入力して、（１８）式に基づき第２のｑ軸電圧補正量Δｖｑとして出力する。
【００７１】
【数１８】
なお、Ｋｐ２、及びＫｉ２は制御ゲインである。第２のｑ軸電圧補正量Δｖｑ，第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１、及びｑ軸電圧補正量ｄｖｑは、加算器２０３で加算され、第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２になる。
【００７３】
図６の構成でも、ｑ軸電流補正量ｄｉｑにより第１のｑ軸電流からｑ軸電流の変動量Δｉｑ１を除去した第２のｑ軸電流ｉｑ２を用いて制御するため、第１の実施例と同様の原理が成り立ち、同様の効果が得られる。
【００７４】
また、電流制御部２０２の制御ゲインＫｐ２及びＫｉ２が小さく、電流の制御応答が低い場合は、第２のｑ軸電流ｉｑ２に含まれる周波数の高い成分は、第２のｑ軸電圧指令ｖｑ２に現れない。このため、抑制すべき障害電流の周波数に比べ電流の制御応答が低い場合には、ｑ軸電流補正量ｄｉｑを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００７５】
また、漏れインダクタンスｌσが小さい場合には、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄの値が小さくなるため、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄを０とするか、あるいは省略しても同様な効果がある。
【００７６】
図７に本発明の第３の実施例を示す。なお、図６と同一の構成要素については同じ符号で表し、説明を省略する。図７において、３００は第２のノイズ抑制部、３０１は係数器、３０２は加算器、３０３は電圧座標変換部である。図７は、すべり周波数制御に適用した例である。すべり周波数指令ωｓ* は外部から与えられ、加算器１０１において回転速度ωｒと加算され、第１の周波数指令ω１１となる。係数器３０１において、第１の周波数指令に周波数電圧比Ｋを乗算し、第１の電圧指令ｖ１１を演算する。また、ハイパスフィルタ１０６の出力である第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２が第２のノイズ抑制部３００に入力され電圧補正量ｄｖ１及び周波数補正量ｄω１が出力される。加算器１１０において周波数補正量ｄω１と第１の周波数指令ω１１が加算されて第２の周波数指令ω１２が演算される。
【００７７】
第２の周波数指令ω１２は積分器１１３で積分されて位相θとなる。また、電圧補正量ｄｖ１と第１の電圧指令ｖ１１は加算器３０２で加算されて第２の電圧指令ｖ１２が演算される。電圧座標変換部３０３では、位相θと第２の電圧指令ｖ１２に基づき交流電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* 、及びＶｗ* を出力する。
【００７８】
図８に第２のノイズ抑制部３００の構成を示す。図４に示す第１のノイズ抑制部と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。図８において、
５０１は係数器である。進み遅れ要素４０５の出力が電圧補正量ｄｖ１として出力される。また、１次遅れ要素４０２の出力は係数器５０１に入力され、係数器５０１の出力が周波数補正量ｄω１として出力される。
【００７９】
すべり周波数制御の場合、電流制御器がないためｑ軸電流補正量ｄｉｑは不要である。また、漏れインダクタンスｌσが小さいことを仮定するとｄ軸電圧補正量も不要である。また、誘導機５の回転速度ωｒが小さい場合を除けば、ｄ軸電圧に比べｑ軸電圧が大きいため、電圧指令とｑ軸電圧指令はほぼ一致する。このため、ｑ軸電圧補正量ｄｖｑを電圧補正量ｄｖ１としても問題がない。また、第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１と第１の電圧指令がほぼ等しいことと（２）式とから（１９）式となる。
【００８０】
【数１９】
さらに、（１９）式の左辺の第１項に比べ左辺の第２項が小さいため左辺の第２項を無視し、さらに２次自己インダクタンスＬ２と１次自己インダクタンスは通常ほぼ同じ値であるので（２０）式が成り立つ。
【００８２】
【数２０】
よって図４の係数器４０３に代えて、係数器５０１を用いることができる。
【００８４】
よって、第３の実施例でも、第１の実施例及び第２の実施例と同様に、電圧で直流電流を制御し、周波数で干渉を抑制でき、同様の効果が得られる。
【００８５】
図９に第４の実施例を示す。図１に示す第１の実施例と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。
【００８６】
図９において、２３は第２の受電部、６０１は第３のノイズ抑制部である。第２の受電部２３が、図１の受電部２２と異なるのは、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１に加えて、第３のノイズ抑制部６０１の入力である第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３を出力することである。第３のノイズ抑制部６０１は、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３，第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅcf2,第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１、及び第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を入力として、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，ｑ軸電流補正量ｄｉｑ、及び周波数補正量ｄω１を出力する。なお、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３は第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１と同じであるが接続先が異なるため、後述する第２の受電部の別の構成で説明を容易にするため区別して表記する。
【００８７】
第３のノイズ抑制部６０１の構成を図１０に示す。図４に示す第１のノイズ抑制部と同一の構成要素には同一の符号を付け、説明を省略する。図１０において、７０１，７０２，７０３，７０４、及び７０５は乗算器、７０６は加算器、７０７，７０８、及び７１０は関数発生器、７０９は除算器、７１１はバンドパスフィルタである。
【００８８】
関数発生器７１０は第１のｄ軸電圧指令ｖｄ１及び第１のｑ軸電圧指令ｖｑ１を入力として（２１）式に示す演算を行い、ｖｄｑを出力する。
【００８９】
【数２１】
関数発生器７１０の出力ｖｄｑは除算器７０９で第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３で除算され、関数発生器７０７及び関数発生器７０８に入力される。関数発生器７０７は入力が小さいときには０を出力し、入力が大きいときには１を出力する。一方、関数発生器７０８は入力が小さいときには１を出力し、入力が大きいときには０を出力する。
【００９１】
バンドバスフィルタ７１１は第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２を入力とし、ノイズを抑制する必要のある周波数成分のみを出力する。バンドパスフィルタ７１１の出力と関数発生器７０７の出力は乗算器７０５において乗算され、加算器７０６に入力される。また、係数器４０３の出力と関数発生器７０８の出力は乗算器７０４において乗算され、加算器７０６に入力される。加算器７０６では、乗算器７０４の出力と乗算器７０５の出力が加算され、周波数補正量ｄω１として出力される。
【００９２】
加算器４０６の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０１において乗算され、ｑ軸電圧補正量ｄｖｑとして出力される。係数器４１０の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０２において乗算され、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄとして出力される。一次遅れ要素４０２の出力と関数発生器７０８の出力は、乗算器７０３において乗算され、ｑ軸電流補正量ｄｉｑとして出力される。
【００９３】
第４の実施例は、電力変換器４の交流側電圧に大きさの制限がある場合に有効である。交流側出力電圧が低いときには、関数発生器７１０の出力ｖｄｑが小さいため、関数発生器７０７は０を出力し、関数発生器７０８は１を出力する。このときには、加算器４０６の出力とｑ軸電圧補正量ｄｖｑ，係数器４１０の出力とｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，１次遅れ要素４０２の出力とｑ軸電流補正量ｄｉｑ，係数器４０３の出力と周波数補正量ｄω１がそれぞれ等しくなるため、前述した図４に示す第１のノイズ抑制部と同じ動作となり、第１の実施例と同様の効果がある。
【００９４】
また、交流側出力電圧が大きさの制限にかかる場合は、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑによる操作ができない。この場合には、関数発生器710の出力ｖｄｑが大きいため、関数発生器７０７は１を出力し、関数発生器７０８は０を出力する。このときには、ｄ軸電圧補正量ｄｖｄ，ｑ軸電圧補正量ｄｖｑ、及びｑ軸電流補正量ｄｉｑが０となり、これらの操作を停止する。一方、周波数補正量ｄω１は第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２の内、障害電流を抑制したい周波数成分のみを含む。この場合の動作を以下説明する。
【００９５】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１が増加すると、第２のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ２も増加し、周波数補正量ｄω1が増加する。周波数補正量ｄω1が増加すると電力変換器４の交流側出力の周波数が増加し、誘導機５のすべりが増加する。誘導機５のすべりが増加すると、トルクが増加し入力電力も増加する。よって、電力変換器４の交流側電力が増加し、これにより、直流側電力も増加し電力変換器４の直流側電流が増加する。この結果、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の増加が抑制される。第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１が減少した場合も同様に減少が抑制されるため、第１のフィルタコンデンサ電圧Ecf1の変動が抑制可能となり、その結果、障害電流を抑制できる。この場合の動作は従来技術と類似している。しかし、図３に示す周波数特性では、誘導機５の回転速度が大きい領域で、周波数の操作量に対する直流電流の位相遅れが小さい。交流側出力電圧が飽和するのは、回転速度が大きい領域である。よって、周波数の操作量に対する直流電流の位相遅れが小さいため、本実施例でも十分な効果がある。
【００９６】
また、外部的な原因で集電器１の電圧が減少した場合、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１も減少する。この場合には、電力変換器４の交流側出力の大きさの制限値が減少する。これに対し、第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１すなわち第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３が減少すると、除算器７０９の除数が減少し、除算器７０９の出力が増加する。このため、関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力が切り替わるときの、交流側出力の大きさは小さくなる。よって、制限値の低下にあわせて、切り替わるときの交流側出力の大きさも小さくなる。このため、集電器１の電圧が変動した場合も、正常に動作する。
【００９７】
関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力の切り替えは、交流側出力電圧が飽和する前であることが必要である。このため、交流側出力が飽和する時の除算器７０９の出力よりも小さい値で関数発生器７０７及び関数発生器７０８の出力は切り替わる様に設定する。また、切替時の衝撃を小さくするためには、入力に対する出力の傾きを有限の傾きにして、徐々に切り替える。
【００９８】
また、第２の実施例や第３の実施例についても同様に、電力変換器４の出力側電圧が飽和する場合には電圧の補正量を０にして、周波数制御を図１０に示す方法に切り替えて、電力変換器４の出力側電圧が飽和する場合にも安定して動作できる。
【００９９】
図１１に本発明の第５の実施例を示す。前述した第１の実施例，第２の実施例、及び第３の実施例では受電部２２のフィルタコンデンサ電圧を検出したが、本実施例では図１１に示すように集電器１及びフィルタリアクトル２に流れる架線電流Ｉｓを検出する。図１１において、８０１は架線電流Ｉｓを検出する電流検出器、８０２は進み遅れ要素である。架線電流Ｉｓとフィルタコンデンサ３の両端電圧Ｅｃｆの間にはフィルタリアクトル２のインダクタンスＬｆとフィルタリアクトル２の抵抗分Ｒｆにより（２２）式に示す関係がある。
【０１００】
【数２２】
よって、進み遅れ要素８０２で（２３）式の伝達関数を実現すれば受電部２２と同様の第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１を出力できる。但し、Ｔ３は完全微分を避けるための制御時定数であり、抑制したい障害電流の周波数に対して十分小さい値である。
【０１０２】
【数２３】
よって図１１に示す構成でも、受電部２２と同様の効果がある。
【０１０４】
図１２に本発明の第６の実施例を示す。本実施例では、第１の実施例，第２の実施例、及び第３の実施例の受電部２２を図１２とした。図１２において、901はフィルタリアクトルの両端電圧を検出する電圧検出器、９０２は符号を反転する反転器である。
【０１０５】
集電器１の電圧が一定の場合、フィルタリアクトルの両端電圧とフィルタコンデンサの両端電圧の和は一定となるため、交流分に着目するとフィルタリアクトルの両端電圧は、フィルタコンデンサの両端電圧は大きさが同じで符号が反対である。このため、電圧検出器９０１の出力を反転器９０２で符号を反転すると、反転器９０２の出力の交流分と、受電部２２の第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１の交流分は等しくなる。よって、受電部２２に代えて図１２に示す構成を用いても同様の効果がある。
【０１０６】
図１３と図１４に本発明の第６の実施例を示す。本実施例は第４の実施例の図８の受電部２３に代えて、図１３及び図１４に示す受電部を用いる。図１３は、図１１にフィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器２１を加えたものである。なお、電圧検出器２１は受電部２３のものと同一である。前記(２２)式が完全微分を含むことから、進み遅れ要素８０２の出力の直流分は、フィルタコンデンサ３の両端電圧の直流分と一致しない。一方、図９の第３のノイズ抑制部６０１の入力である第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３では、直流分を含めたフィルタコンデンサ３の両端電圧が必要である。このため、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３には電圧検出器２１の出力を用いる必要がある。
【０１０７】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１は先に説明したように受電部２３と同様であるため、図９に示す構成と同様の効果が得られる。
【０１０８】
図１４は、図１２にフィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器２１を加えたものである。なお、電圧検出器２１は受電部２３のものと同一である。反転器９０２の出力の直流分は、フィルタコンデンサ３の両端電圧の直流分と一致しない。このため、第３のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ３には電圧検出器２１の出力を用いる必要がある。
【０１０９】
第１のフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ１は先に説明したように受電部２３と同様であるため、図９に示す構成と同様の効果が得られる。
【０１１０】
【発明の効果】
本発明によれば、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架線電流に含まれる障害電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例の構成図である。
【図２】従来技術の誘導機の制御方法の構成図である。
【図３（ａ）】従来技術の操作量の交流成分の周波数と、操作量の交流成分の周波数成分に対する誘導機の電力の交流成分の振幅との比を示すグラフである。
【図３（ｂ）】従来技術の操作量の交流成分の周波数と、操作量の交流成分の位相に対する誘導機の電力の交流成分の位相との差を示すグラフである。
【図４】第１の実施例の第１のノイズ抑制部の構成図である。
【図５（ａ）】第１の実施例のｑ軸電流補正指令ｉｑ* に対するｑ軸電流の変動量Δｉｑ１のゲインの周波数特性を示すグラフである。
【図５（ｂ）】第１の実施例のｑ軸電流補正指令ｉｑ* に対するｑ軸電流の変動量Δｉｑ１の位相の周波数特性を示すグラフである。
【図６】第２の実施例の構成図である。
【図７】第３の実施例の構成図である。
【図８】第３の実施例の第２のノイズ抑制部の構成図である。
【図９】第４の実施例の構成図である。
【図１０】第４の実施例の第３のノイズ抑制部の構成図である。
【図１１】第５の実施例の受電部の構成図である。
【図１２】第６の実施例の受電部の構成図である。
【図１３】第７の実施例の受電部の構成図である。
【図１４】第７の実施例の別の受電部の構成図である。
【符号の説明】
２…フィルタリアクトル、３…フィルタコンデンサ、４…電力変換器、５…誘導機、２０…電力変換器４の出力電流を検出する電流検出器、２１…フィルタコンデンサ３の両端電圧を検出する電圧検出器、１００…電圧制御部、１０３…速度推定部、１０６…ハイパスフィルタ、１０７…第１のノイズ抑制部、１１２…電流座標変換部、２０１…回転速度検出器、３００…第２のノイズ抑制部、601…第３のノイズ抑制部、８０１…電流検出器、９０１…電圧検出器。
Claims (13)
- 電流指令に基づき直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧に変換する電力変換器の交流側の電流を検出する電流検出器と、
前記電流指令と前記交流側の電流に基づき第１の電圧指令を出力する電圧制御器と、
前記電流指令と前記交流側の電流に基づき第１の周波数指令を出力する周波数制御器と、
を有し、前記電力変換器に対して、電圧指令と周波数指令に基づき交流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流側の電気量を検出する検出器と、
検出した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタと、
前記第１の電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力に基づく電圧補正量を加算して第２の電圧指令を求める電圧補正器と、
前記第１の周波数指令に前記ハイパスフィルタの出力に基づく周波数補正量を加算して第２の周波数指令を求める周波数補正器とを具備し、
前記周波数補正器と前記電圧補正器の出力に基づいて前記電力変換器に交流電圧指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項１の電力変換器の制御装置において、
前記電気量は電力変換器の直流電圧であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項１の電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続されたリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデンサを介して供給されると共に、前記電気量は前記リアクトルの両端電圧であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項１の電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続されたリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデンサを介して供給されると共に、前記電気量は前記リアクトルに流れる電流であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 電流指令に基づき直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧に変換する電力変換器の交流側の電流を検出する電流検出器と、
前記電流指令と前記交流側の電流に基づき第１のｑ軸電圧指令を出力する電圧制御器と、
前記電流指令と前記交流側の電流に基づき第１の周波数指令を出力する周波数制御器と、
を有し、前記電力変換器に対して、交流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流側の電気量を検出する検出器と、
検出した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタと、
前記第１のｑ軸電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力に基づくｑ軸電圧補正量を加算して第２のｑ軸電圧指令を求めるｑ軸電圧補正器と、
前記第１の周波数指令に前記ハイパスフィルタの出力に基づく周波数補正量を加算して第２の周波数指令を求める周波数補正器とを具備し、
前記周波数補正器の出力と前記ｑ軸電圧補正器の出力に基づき前記電力変換器に交流電圧指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５の電力変換器の制御装置において、
前記電気量は電力変換器の直流電圧であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５の電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続されたリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデンサを介して供給され、前記電気量は前記リアクトルの両端電圧であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５の電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続されたリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデンサを介して供給され、前記電気量は前記リアクトルに流れる電流であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５乃至請求項８の何れかの電力変換器の制御装置において、
前記電圧制御部から出力された第１のｄ軸電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力に基づくｄ軸電圧補正量を加算して第２のｄ軸電圧指令を求めるｄ電圧補正器を具備し、
前記周波数補正器の出力、前記第２のｑ軸電圧指令及び前記第２のｄ軸電圧指令に基づき交流電圧指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５乃至請求項９の何れかの電力変換器の制御装置において、
電力変換器の交流側電流を検出する交流電流検出器と、
交流電流検出器から第１のｑ軸電流を検出する電流座標変換部と、
前記ハイパスフィルタの出力に基づき該第１のｑ軸電流を補正し第２のｑ軸電流を出力するｑ軸電流補正器とを具備することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５乃至請求項１０の何れかの電力変換器の制御装置において、
電力変換器の交流側に接続された誘導機の回転速度を推定し推定速度を出力する速度推定部を具備し、前記周波数制御部は該推定速度に基づき前記第１の周波数指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項５乃至請求項１０の何れかの電力変換器の制御装置において、
電力変換器の交流側に接続された誘導機の回転速度を検出する速度検出器を具備し、前記周波数制御部は該速度検出器の出力に基づき前記第１の周波数指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項９の電力変換器の制御装置において、
電力変換器の出力電圧が飽和する場合には、前記ｄ軸電圧補正量もしくは前記ｑ軸電圧補正量を０とすることを特徴とする電力変換器の制御装置。
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