JPH0583976A - 交流電動機制御装置及びこれを用いた電気車の制御装置 - Google Patents

交流電動機制御装置及びこれを用いた電気車の制御装置

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JPH0583976A
JPH0583976A JP3237796A JP23779691A JPH0583976A JP H0583976 A JPH0583976 A JP H0583976A JP 3237796 A JP3237796 A JP 3237796A JP 23779691 A JP23779691 A JP 23779691A JP H0583976 A JPH0583976 A JP H0583976A
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Takayuki Matsui
孝行 松井
Satoru Horie
堀江　　哲
Hideji Saito
秀治 斉藤
Eiichi Toyoda
豊田　　瑛一
Kazuhiro Sakata
一裕 坂田
Takeshi Ando
安藤　　武
Takashi Tsuboi
孝 坪井
Tetsuya Kawakami
哲也 川上
Toshihiko Takaku
敏彦 高久
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Hitachi Mito Engineering Co Ltd
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Hitachi Ltd
Hitachi Mito Engineering Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、交流電動機の全運転領域においても
安定にトルク制御を行いうる交流電動機の制御装置を提
供することにある。 【構成】電動機１次電流の大きさを制御するフィードバ
ック制御系，電動機１次電流の励磁成分を制御するフィ
ードバック制御系及び電動機１次電流のトルク成分を制
御するフィードバック制御系を設けることにより達成さ
れる。 【効果】低速運転領域ではベクトル制御系によるトルク
制御が行われ、高速運転領域ではすべり周波数制御系に
よるトルク制御が行われるので、全運転領域に渡り良好
にトルクが制御される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、良好にトルク制御しう
る交流電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、鉄道車両の分野で電気車を駆動す
る電動機を、インバータによって可変電圧可変周波数制
御される誘導電動機とすることが広く普及している。
【０００３】ところで、この交流電動機である誘導電動
機の回転速度を制御する場合、電源の電圧利用率を向上
させるため、例えば、特開昭62−163589号公報等に記載
されているように、すべり周波数制御形ＰＷＭインバー
タ装置が用いられている。
【０００４】また、鉄道車両の分野ではないが、電気車
両用駆動モータのトルク制御の応答性を高めるため、誘
導電動機をベクトル制御する技術が特開平2−266884 号
公報に記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術の前者に
記載のように、鉄道車両用電気車においては、電動機の
トルク制御を行なうパラメータは、インバータ周波数に
対する出力電圧の値及びすべり周波数であるため、電動
機の磁束の変動について考慮されていない。この結果、
磁束の変動はトルク変動につながり、空転等の発生原因
となる。特に、鉄道車両用電気車の場合は、粘着限界で
走行することが最も効率がよく、このためにはトルク変
動を最小限に抑える必要がある。
【０００６】そこで、鉄道車両用電気車の交流電動機制
御装置に電動機内部の磁束と電流を独立に制御しうるべ
クトル制御を導入することとする。
【０００７】交流電動機をベクトル制御すると、上記従
来技術の後者に記載されているように、トルク制御の応
答性が高まる。
【０００８】しかしながら、ベクトル制御をそのまま電
気車制御装置に適用するだけでは次のような問題点があ
る。
【０００９】通常ベクトル制御では、電流をベクトルに
分解する際に電動機周波数を用いるが、電気車のように
加速時が加振力が大きいものに取り付ける速度検出器
（エンコーダー）は発生パルス数が少ない。
【００１０】従って、特に低速域では、速度検出に遅れ
が生じ、この遅れがトルク変動に直接つながってしま
う。
【００１１】また、電気車のように、電圧利用率を上げ
るため１パルス領域まで使用するものにおいては、ベク
トル制御を用いようとすると、この領域において電動機
を制御することができなくなってしまう。
【００１２】ここでは電気車を例示したが、ベクトル制
御を用いて交流電動機を駆動するものにおいては同様の
問題がある。
【００１３】本発明の目的は、交流電動機をベクトル制
御するに際し、良好にトルク制御を行ないうる交流電動
機の制御装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的は、可変電圧可
変周波数の交流を出力する電力変換装置によって駆動さ
れる交流電動機の制御装置において、この電動機１次電
流のベクトルを制御する手段と前記電動機のすべり周波
数を制御するすべり周波数制御手段とを備え、両制御手
段を併用することにより達成される。
【００１５】
【作用】すべり周波数制御系は電動機１次電流の偏差で
電動機のすべり周波数を制御する。この電動機電流の検
出は遅れがないので、ベクトル制御による誤差を吸収す
ることができる。
【００１６】また、電圧制御不能な領域においては１次
電流の偏差に基づくすべり周波数制御系がきいてくるの
で、ベクトル制御不能領域においても電動機を制御する
ことができる。
【００１７】
【実施例】本発明の実施例を説明する前に、本発明につ
いて簡単に説明する。
【００１８】電動機の円滑なトルク制御が阻害される要
因は、第１に、交流電動機の１次抵抗値及び鉄心磁気飽
和によるインダクタンス値の変化、第２に、インバータ
直流電源電圧の変化、第３に、インバータのＰＷＭパル
スモード変化による出力電圧の変化、第４に、交流電動
機の２次抵抗値の変化によるすべり角周波数指令の設定
誤差、第５に、交流電動機の速度検出誤差等が主に考え
られる。
【００１９】本発明においては、これらのトルク制御の
外乱要因に対して、電動機１次電流の大きさ、その励磁
電流成分及びそのトルク電流成分が夫々固有に有する感
度の違いを利用して、夫々の電流を独立に制御しうる電
流制御系を設けることによりトルク変動を抑制するよう
にした。
【００２０】すなわち、上記外乱要因のうち第１から第
３については、電動機の１次電流の励磁電流成分及びト
ルク電流成分毎の夫々独立した電流制御系によって、電
動機の回転磁界座標系の各々の電圧成分を制御すること
で外乱に対するトルク変動を抑制することができる。
【００２１】また、上記外乱要因のうち第４及び第５に
ついては、低速域から高速域（多パルスモードから１パ
ルスモード）にかけ最も感度の高い１次電流の大きさに
対する閉ループ制御系を構成することにより、１次角周
波数（インバータ周波数）を制御する。
【００２２】換言すると、この電動機のすべり周波数を
制御するすべり周波数制御手段と、前記電動機の磁束と
磁束に直交する電流をそれぞれ制御する手段、本発明に
おいてはこれらを非干渉化して独立に制御する。例え
ば、１次電流を励磁成分とトルク成分に分離して夫々制
御する、または、１次電流の大きさ及び位相を制御する
ベクトル制御手段を併用することにより、全動作領域で
良好なトルク制御が可能となる。
【００２３】特に、鉄道用電気車を駆動する交流電動機
制御用ＰＷＭインバータにおいては、ＰＷＭパルスが１
パルスになるモードまで使用されるため、電圧が電源電
圧に固定され、電圧制御が効かなくなってしまうが、こ
のような場合においても、電圧制御により補償されてい
た第１から第３の外乱要因は、電動機１次電流の外乱と
して検出され、１次角周波数の制御により過電流を防止
し安定な運転を継続可能である。
【００２４】また、用途が電気車でなくとも本発明を用
いれば、少なくとも、上記第４の外乱によるトルク変動
を防止する機能を有する。
【００２５】すなわち、例えば、圧延機等に用いられる
交流電動機の制御装置の制御領域は可変電圧可変周波数
領域であるが、このような領域のみの使用でも交流電動
機の２次抵抗値の変化によるすべり角周波数指令の設定
誤差は生じてくる。このすべり角周波数のずれを１次電
流の大きさに基づいてこれを補正することによって、ベ
クトル電流制御系の応答を改善し、結果的に設定誤差を
無くすのである。
【００２６】ちなみに、前出の特開平2−266884 号には
電流検出器が故障した時のみベクトル制御系からすべり
周波数制御系に切替るという記載があるが、本発明のよ
うに、これら両制御系を併用するものではない。
【００２７】以下、本発明の一実施例を図１乃至図１１
を用いて説明する。
【００２８】図１において、パンタグラフ１１を介して
架線から供給される直流は、フィルタリアクトル１２及
びフィルタコンデンサ１３より構成されるフィルタ回路
によって平滑され、電力変換器であるパルス幅変調（以
下、ＰＷＭと称する）インバータ１に与えられる。イン
バータ１は、直流電圧を３相の交流電圧に変換し、交流
電動機である誘導電動機２に供給し駆動する。この誘導
電動機２を駆動源として、電気車が走行する。
【００２９】主幹制御器７から出力された前進／後進指
令信号Ｄ* 及び力行／ブレーキ指令信号Ｎ* は、制御指
令発生器６に入力される。
【００３０】制御指令発生器６は、フィルタコンデンサ
電圧信号ＶFC，１次角周波数指令信号ω1*，力行／ブレ
ーキ指令信号Ｎ* 及び前進／後進指令信号Ｄ* に基づき
誘導電動機２の励磁電流指令信号Ｉd*及びトルク電流指
令信号Ｉq*を発生して、電圧指令演算器５，電流制御器
８、及びすべり角周波数演算器１９に夫々出力する。電
圧指令演算器５は励磁電流指令信号Ｉd*，トルク電流指
令信号Ｉq*及び１次角周波数指令信号ω1*に基づき誘導
電動機２に供給される回転磁界座標系の２つの電圧成分
の指令であるＶd*及びＶq*を演算し、加算器１７，１８
に出力する。加算器１７，１８では、電流制御器８によ
り演算された２つの電圧成分の補正指令ΔＶd*，ΔＶq*
と２つの電圧成分指令Ｖd*，Ｖq*を夫々加算し、Ｖd*
*，Ｖq** を得て座標変換器４に出力する。
【００３１】座標変換器４は、Ｖd**，Ｖq**を座標変換
基準指令信号に基づき固定子座標系の出力電圧指令信号
ｖu*，ｖv*，ｖw*に変換しＰＷＭ信号演算器３に出力す
る。ＰＷＭ信号演算器３では、出力電圧指令ｖu*，ｖ
v*，ｖw*とパルスモード発生器１０の出力に応じて決ま
る搬送波（キャリア）とを比較して得られるオン，オフ
パルスがＰＷＭインバータ１に与えられる。
【００３２】座標変換器９は、ＰＷＭインバータ１の出
力電流を検出する電流検出器１５ｕ，１５ｖ，１５ｗに
より検出されたインバータ出力電流ｉu，ｉv，ｉw を入
力して、座標変換基準信号に基づいて回転磁界座標系の
電流成分Ｉd，Ｉqに変換し、電流制御器８に出力する。
【００３３】一方、速度検出器１６によって検出された
誘導電動機速度ωrは、加算器２２で、すべり角周波数
演算器２２の出力であるすべり角周波数指令信号ωs*と
加算され１次角周波数指令ω0*として加算器２３に出力
される。
【００３４】加算器２３では、この１次角周波数指令信
号ω0*と電流制御器８の出力である補正角周波数指令信
号Δω1*とが加算され、１次角周波数指令信号ω1*を生
成する。
【００３５】この１次角周波数指令信号ω1*は積分器２
０，制御指令発生器６，電圧指令演算器５，電流制御器
８及びパルスモード発生器１０に与えられる。
【００３６】積分器２０は１次角周波数指令信号ω1*か
ら座標基準信号ω1*ｔを演算し、正弦余弦発生器２１に
出力する。
【００３７】正弦余弦発生器２１は座標変換基準信号si
nω*ｔ，cosω*ｔを発生し、前述の座標変換器４，９に
出力する。
【００３８】さらに、電流制御器８は励磁電流指令信号
Ｉd*，トルク電流指令信号Ｉq*，励磁電流Ｉd ，トルク
電流Ｉq 及び１次角周波数指令信号ω1*に基づき、２つ
の補正電圧成分指令ΔＶd*，ΔＶq*及び１次角周波数の
補正信号Δω1*を演算し、前述のように、夫々加算器１
７，１８及び２３に出力する。
【００３９】パルスモード発生器１０は１次角周波数指
令信号ω1*に応じてＰＷＭパルス数指令Ｎp*を発生し、
ＰＷＭパルス演算器３に出力する。
【００４０】以上説明した図１の制御構成により、ＰＷ
Ｍインバータ１の直流電圧を最大限に利用することがで
きる。
【００４１】即ち、ＰＷＭインバータ１の電圧制御が高
精度に行える低速運転領域では、ベクトル制御系の両電
流フィードバック系（電動機１次電流の励磁成分及びト
ルク成分の夫々の指令値との偏差に応じて、電流指令値
から求まる電圧指令Ｖd*，Ｖq*を補正する系）及び１次
電流の大きさ（スカラー量）と指令値との偏差に応じて
インバータ出力周波数（１次角周波数）を制御するフィ
ードバック制御系（すべり周波数制御）を生かす。
【００４２】さらに、１次角周波数増加に応じたパルス
数減少等の原因による１次電流リップルが増加する領域
では、ベクトル制御系の両電流フィードバック制御系の
ゲインを下げる。
【００４３】そして、パルス数が１パルスになる領域で
は、ベクトル制御系の両電流フィードバック制御系を完
全に殺す。但し、電圧指令Ｖd*，Ｖq*は、電流指令値Ｉ
d*，Ｉq*により演算された値（このＩd*，Ｉq*は、後述
するように１次角周波数に応じて変化する）であるの
で、ベクトル制御は引続き行われる。結果的に位相関係
のみ指令されることとなるが、単なるすべり周波数制御
系に比べて、１次電流制御系がなくても指令通りになる
ので、電流制御系の負担が軽くなる。
【００４４】従って、１パルスモードまで精度の高いト
ルク制御系を構成する。
【００４５】以下、各部の詳細を説明する。
【００４６】図２は、制御指令発生器６に格納されてい
るパタンの一例である。
【００４７】励磁電流指令信号Ｉd*，トルク電流指令信
号Ｉq*をフィルタコンデンサ電圧ＶFC及び１次角周波数
指令ω1*に対して可変し、車両としての加速性能を得る
ようにしている。
【００４８】すなわち、制御指令発生器６は、主幹制御
器７において、予め設定された加減速加速度指令α* と
車両の本体及び乗車人員等に応じた重量に基づいて演算
された力行／ブレーキ力指令Ｎ* を入力する。
【００４９】そして、誘導電動機２に供給する電圧がフ
ィルタコンデンサ電圧ＶFCから決まるインバータ１の出
力電圧の最大値より小さい範囲では、励磁電流指令信号
を一定値として誘導電動機２の磁束の大きさφ* を所定
値に保つ。
【００５０】また、誘導電動機２に供給する電圧がフィ
ルタコンデンサ電圧ＶFCから決まるインバータ出力電圧
が最大値になったとき（１パルスモード）、励磁電流指
令信号Ｉd*を１次角周波数指令信号ω1*に反比例させ
る。これにより、電圧指令を最大値に保つ。
【００５１】また、誘導電動機２のトルク電流指令信号
Ｉq*は、力行／ブレーキ力指令Ｎ*と磁束の大きさφ*
の比に、前進／後進指令信号Ｄ* （前進時は＋１，後進
時は−１）を乗算して得る。
【００５２】さらに、励磁電流指令信号Ｉd*，トルク電
流指令信号Ｉq*は、１次角周波数指令ω1*に対して、イ
ンバータ１あるいは誘導電動機２の最大定格出力を越え
ないように制限するようにしている。
【００５３】この様にして決定した励磁電流指令信号Ｉ
d*，トルク電流指令Ｉq*及び１次角周波数指令ω1*に基
づいて、誘導電動機２に供給する電圧指令を演算する電
圧指令演算器５に入力する。この電圧指令演算器５の詳
細構成を図３に示す。
【００５４】係数器５００は、励磁電流指令信号Ｉd*に
誘導電動機２の１次抵抗値ｒ1 を乗算し加算器５０１に
出力する。
【００５５】係数器５０２は、トルク電流指令信号Ｉq*
に漏れインダクタンス値Ｌsσを乗算し掛算器５０３に
出力する。
【００５６】係数器５０４は、励磁電流指令信号Ｉd*に
１次インダクタンス値Ｌ1 を乗算し掛算器５０５に出力
する。
【００５７】係数器５０６は、トルク電流指令信号Ｉq*
に１次抵抗値ｒ1 を乗算し加算器５０７に出力する。
【００５８】掛算器５０３は、係数器５０２の出力信号
に１次角周波数ω1*を乗算し、加算器５０１に出力し、
加算器５０１では、この値と係数器５００の出力から回
転磁界座標系の電圧成分Ｖd*を演算する。
【００５９】掛算器５０５は、係数器５０４の出力と１
次角周波数ω1*とを乗算し、加算器５０７に出力し、加
算器５０１では、この値と係数器５００の出力から回転
磁界座標系の電圧成分Ｖq*を演算する。
【００６０】交流電動機２の定常状態における回転磁界
座標系の電圧方程式は次式で表わされる。ここに、Ｓは
ラプラス演算子である。
【００６１】
【数１】
【００６２】
【数２】
【００６３】一方、電圧指令演算器５は、図３に示すよ
うに構成しているのでＶd＝Ｖd*，Ｖq＝Ｖq* として、
（数１），（数２）に代入する。
【００６４】
【数３】
【００６５】
【数４】
【００６６】（数３）（数４）式より定常的にはＩd＝
Ｉd*，Ｉq＝Ｉq*となる。そのためには、係数器５０
０，５０２，５０４，５０６の定数が誘導電動機２の定
数と一致していることが必要である。しかし、電動機の
巻線温度変化及び鉄心磁気飽和により一致させることは
難しい。そこで、本実施例では電流制御器８を設け、電
動機定数と一致させるようにしている。
【００６７】電流制御器８の詳細構成を図４に示す。
【００６８】電流検出器１５ｕ〜１５ｗによって検出さ
れた電動機１次電流ｉu〜ｉwは、座標変換器９により２
相変換され、励磁電流Ｉd 及びトルク電流Ｉq を得る。
演算式は（数５）に示すとおり。
【００６９】
【数５】
【００７０】ここで、正弦余弦の値は１次角周波数指令
ω1*から得られるものである。
【００７１】さて、励磁電流指令信号Ｉd*は加算器８０
１と演算器８０７に入力される。トルク電気指令信号Ｉ
q*は加算器８０４と演算器８０７に入力される。励磁電
流Ｉdは加算器８０１と演算器８１０に入力される。ト
ルク電流Ｉqは加算器８０４と演算器８１０に入力され
る。
【００７２】加算器８０１は励磁電流指令信号Ｉd*と検
出された励磁電流Ｉd の偏差を演算し、掛算器８０２を
介して調節器８０３に出力する。
【００７３】加算器８０４はトルク電流指令信号Ｉq*と
検出されたトルク電流Ｉq の偏差を演算し、掛算器８０
５を介して調節器８０６に出力する。
【００７４】演算器８０７，８１０は各々次式（数
６)，(数７）に示す演算を行い、インバータの出力電流
の大きさの指令信号Ｉ1*と検出信号Ｉ1 との偏差を加算
器８０８にて演算し、その結果が調節器８０９に出力さ
れる。
【００７５】
【数６】
【００７６】
【数７】
【００７７】調節器８０３，８０６及び８０９は比例・
積分（Ｐ−Ｉ）演算器で構成されており、調節器８０
３，８０６の出力は各々出力電圧指令Ｖd*，Ｖq*を補正
する電圧指令補正信号ΔＶd*，ΔＶq*を出力する。
【００７８】
【数８】
【００７９】
【数９】
【００８０】調節器８０９の出力は１次角周波数指令ω
1*を補正する周波数指令補正信号Δω1*を出力する。
【００８１】
【数１０】
【００８２】ところで、ＰＷＭインバータ１のＰＷＭパ
ルスのパルス数が１になる領域では、励磁電流及びトル
ク電流に基づく電圧制御をすることができなくなる。こ
の結果、電流偏差が調節器８０３，８０６内の積分器に
蓄積され、補正値ΔＶd*，ΔＶq*が飽和してしまう。
【００８３】そこで、ＰＷＭパルスのパルス数が、１次
角周波数指令ω1*に応じて（電源電圧に応じてパルスモ
ード切替え周波数が変わる場合は、電源電圧の要素をも
加える必要がある）制御されることに注目して、１次角
周波数指令ω1*が所定値以上では関数発生器８００の出
力により、調節器８０３，８０６の入力を０として動作
を停止するようにしている。調節器８０３，８０６の動
作によって電流偏差が０にできなくなると、電流偏差は
加算器８０８に表われ、調節器８０９により１次角周波
数指令ω1*が制御され、インバータ１の出力電流の大き
さＩ1 が指令値Ｉ1*に一致するように制御される。
【００８４】この状態では、ベクトル制御系は、補正ル
ープを持たずに電動機の入力電圧ベクトルを制御するこ
ととなる。
【００８５】本実施例の電流制御器においては、１次電
流の励磁成分とトルク成分の夫々の２乗の和の平方根で
１次電流の大きさを求めたが、電流検出器１５ｕ〜１５
ｗから直接１次電流を求めることも可能である。
【００８６】次に、調節器８０３，８０６，８０９の動
作について説明する。
【００８７】図５に交流電動機２に適切な１次角周波数
ω1 と端子電圧が供給された場合における、回転磁界座
標系の電圧成分Ｖd，Ｖq及び電流成分Ｉd，Ｉqのベクト
ル図を示した。
【００８８】誘導電動機２の磁束ベクトルφに制御系の
座標基準であるｄ軸が一致するように１次角周波数ω1
と電圧成分Ｖd，Ｖqが制御される時、誘導電動機２のト
ルクはｑ軸電流Ｉq と磁束φ2dに比例して発生するの
で、高応答なトルク制御ができる。
【００８９】この状態が理想的なベクトル制御である。
【００９０】しかしながら、誘導電動機２の運転に伴っ
て温度上昇により１次抵抗ｒ1 及び２次抵抗ｒ2 が変化
し、さらに、漏れインダクタンスも鉄心の磁気飽和で変
化する。そのため、１次角周波数ω1 と電圧成分Ｖd，
Ｖqを適切に指令することが難しい。
【００９１】つまり、交流電動機２の１次抵抗ｒ1 に対
して制御系の指令ｒ1*を大きく与えた場合には、図６に
示すように出力電圧ベクトルｖ1 は図５に示すベクトル
ｖに比べ、位相が遅れ、大きさが増加する。その結果、
ｖ1 によって交流電動機２の磁束ベクトルφはｄ軸成分
φ2dとｑ軸成分φ2qが生じ、制御系のｄ軸と電動機の磁
束ベクトルφ（ｍ軸）とが不一致となる。このような状
態では、トルクはＩqとφ2d及びＩdとφ2qの積に比例し
て発生することになり、ｄ軸とｑ軸の干渉によって高応
答なトルク制御をすることができない。
【００９２】そこで、本実施例では１次角周波数ω1 と
回転磁界座標系の電圧成分Ｖd，Ｖqの各々をインバータ
出力電流に基づいて補正する電流制御系を設けている。
【００９３】図７に電動機定数ｒ1*，Ｌsσ*の変化に対
するｄ軸電流の変化ΔＩd を示す。図中の実線は１次抵
抗ｒ1*の変化に対するΔＩd 、破線は漏れインダクタン
スＬsσ*の変化に対するΔＩd で、定格電流で正規化し
た大きさである。調節器８０３はΔＩd が増加した時は
ｄ軸電圧を減少する電圧指令ΔＩd*（＜０）を演算し
て、ｄ軸電圧指令を補正し、ΔＩdが０となるように制
御する。
【００９４】図８に電動機定数ｒ1*，Ｌsσ*の変化に対
するｑ軸電流の変化ΔＩq を示す。図中の実線は１次抵
抗ｒ1*の変化に対するΔＩq 、破線は漏れインダクタン
スＬsσ* の変化に対するΔＩq で、定格電流で正規化
した大きさである。調節器８０６はΔＩq が増加した時
はｑ軸電圧を減少する電圧指令ΔＩq*（＜０）を演算し
て、ｑ軸電圧指令を補正し、ΔＩq が０となるように制
御する。
【００９５】以上のようにして、調節器８０３，８０６
は電動機定数の変化による電流変化を０にするように動
作するが、図６のベクトル図に示したように、電動機定
数の変化によって電動機には適切な電圧が供給されなく
なり、制御系のｄ軸と電動機の磁束(ｍ軸)が不一致とな
るために、ｄ軸の調節器８０３とｑ軸の調節器８０６は
独立して動作することができずに干渉が発生して電流が
振動する場合がある。そこで、本実施例では制御系のｄ
軸と電動機の磁束（ｍ軸）が一致するように１次角周波
数ω1 を補正する調節器８０９を設けている。
【００９６】図９に電動機定数ｒ1*の変化に対する１次
電流の大きさの変化ΔＩ1 と電動機のｑ軸磁束φ2qを示
す。図中の実線は１次電流の変化ΔＩ1 、１点鎖線はｑ
軸磁束φ2qで、各々定格電流と定格磁束の大きさで正規
化した大きさである。
【００９７】１次抵抗の制御系の設定値ｒ1*が増加する
とΔＩ1は正極性に増加し、ｑ軸磁束φ2qは負極性に減
少する。
【００９８】そこで、調節器８０９は、ΔＩ1 が正極性
に増加した時には１次角周波数を減少する角周波数指令
Δω1*を演算し、１次角周波数指令を補正し、φ2qが０
となるように制御する。φ2qが０となるとΔＩ1 も０と
なる。
【００９９】図１０に電動機定数ｒ2*の変化即ち、すべ
り角周波数指令ωs*の変化に対する１次電流の大きさΔ
Ｉ1 と電動機のｑ軸磁束φ2qを示す。図中の実線は１次
電流の変化ΔＩ1 、１点鎖線はｑ軸磁束φ2qで、各々定
格電流と定格磁束の大きさで正規化した大きさである。
制御系のすべり角周波数指令ωs*が増加するとΔＩ1 は
正極性に増加し、ｑ軸磁束φ2qは負極性に減少する。
【０１００】そこで、調節器８０９は、図９に示すｒ1*
の場合と同様に、ΔＩ1 が正極性に増加した時には１次
角周波数を減少する角周波数指令Δω1*を演算して、１
次角周波数指令を補正し、φ2qが０となるように制御す
る。
【０１０１】このようにして、電動機定数の変化に対す
る電流変化及びｄ軸と電動機の磁束（ｍ軸）との不一致
を防止して、ｄ軸とｑ軸の電流制御が独立して行なえ
る。
【０１０２】また、ＰＷＭパルス数が１パルスとなる運
転範囲では、インバータの出力電圧の大きさを制御でき
なくなるが、電圧成分指令Ｖd**，Ｖq**によって決まる
出力電圧の位相角θV*はインバータ出力電圧に有効に作
用する。その結果、制御系のｄ軸と交流電動機の磁束
（ｍ軸）の不一致を防止できる。
【０１０３】図１１は電動機定数の変化に対するトルク
τを示す。図中の実線はすべり角周波数ωs*の変化に対
するトルク、１点鎖線は１次抵抗ｒ1*の変化に対するト
ルク、点線は漏れインダクタンスＬSσの変化に対する
トルクであり、定格トルクの大きさで正規化した大きさ
である。電動機定数ωs*，ｒ1*，ＬSσ*を増加するとト
ルクτは比例して増加する。この時、電動機のｑ軸磁束
φ2qは図９，１０，２２に示すように、０で無くなり、
制御系のｄ軸と交流電動機の磁束（ｍ軸）とが不一致と
なり、トルクと磁束を独立に制御できなくなる。本発明
ではｑ軸磁束φ2qを０となるようにして、トルクが大き
過ぎたり小さ過ぎたりしないように制御している。
【０１０４】その結果、電動機の磁束とトルク電流Ｉq
の干渉が少なくなり、高応答なトルク制御ができる。
【０１０５】なお、本実施例では、調節器８０９を１次
電流の大きさの変化ΔＩ1 に応じて動作させるようにし
ているが、代りにｑ軸電流ΔＩqを用いることもでき
る。
【０１０６】ｑ軸電流ΔＩqを用いた場合には、図８に
示すように、ｒ1*が１.５倍，ＬSσ*が０.５ 倍とな
る。このような場合、両者の設定誤差のためｑ軸電流の
変動は相殺されるが、ｄ軸は相殺されない。その結果、
ｑ軸磁束が０とならないため、ｄ軸及びｑ軸間に干渉が
生じてしまう問題が残る。
【０１０７】次に、すべり角周波数演算器１９について
説明する。
【０１０８】すべり角周波数演算器１９は、励磁電流指
令Ｉd*及びトルク電流指令Ｉq*を入力して次の演算を実
行することによってすべり角周波数ωs*を求める。
【０１０９】
【数１１】
【０１１０】ここに、ｒ2 は誘導電動機２の２次抵抗設
計値、Ｍは励磁インダクタンスである。
【０１１１】この結果、すべり角周波数ωs*は１次角周
波数ω1*に対し図１２に示すような特性となる。
【０１１２】次に座標変換器４について説明する。
【０１１３】上記電流制御器８によって求まった補正値
ΔＶd*，ΔＶq*は夫々加算器１７，１８で電圧指令演算
器５の出力信号であるＶd*，Ｖq*と加算され、回転磁界
座標系の電圧成分指令Ｖd**，Ｖq**として座標変換器４
に出力される。
【０１１４】座標変換器４は、（数１２）で表わされる
演算を行ない、固定子座標系の３相交流出力電圧指令ｖ
u*，ｖv*，ｖw*を出力する。
【０１１５】
【数１２】
【０１１６】そして、ＰＷＭ信号演算器３は上記出力電
圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*及びパルスモード発生器１０の
出力であるパルス数指令信号Ｎp*に比例した搬送波との
比較からオン，オフ信号を生成してＰＷＭインバータ１
に出力する。
【０１１７】パルスモード発生器１０は、１次角周波数
指令信号ω1*に応じて、パルス数指令信号Ｎp*を発生す
る。電源電圧が変動する場合は、この変動に応じて切替
周波数も変化する（図示なし）。
【０１１８】１次角周波数指令信号ω1*に対する搬送波
信号周波数の一例を図１３に示した。
【０１１９】１次角周波数が０〜ω0*の間は非同期ＰＷ
Ｍとして搬送波周波数を一定値として、ω0*以上では、
パルス数指令信号Ｎp*を１５，９，３，１と減少するよ
うにし、最終的には１パルスのＰＷＭ制御で運転する。
【０１２０】また、この例では、非同期領域から同期領
域に入るパルス数を１５パルスにしたが、９パルス等す
ることも可能である。
【０１２１】さらに、図４に示した関数発生器８００の
特性を同図に合わせて図示した。
【０１２２】この関数発生器８００は前述したように、
電流偏差による電圧制御不能な領域における積分器のオ
フセットが系に悪影響を与えないよう、ΔＶd*，ΔＶq*
という制御量を絞り込むものである。
【０１２３】図１３では、Ｎp*＝１５からＮp*＝９に切
替わる周波数から徐々に絞り始め、１パルスになったと
同時に零になるようにした。
【０１２４】この絞られている領域は、電圧制御可能な
領域ではあるが、パルス数が少ない為、電流リップルが
大きく、有効な動作が望めないので、制御比率（ベクト
ル制御系とすべり周波数制御系のフィードバック制御）
を減少させる。この様に両系の切替えは、特にパルス数
に拘束されるものではなく、電圧制御可能か否かという
点及び電流リップルの多少という点に着目して切替えの
タイミングを考えることができる。
【０１２５】１パルス領域では、ベクトル制御系が完全
に動作していないので、１次電流の偏差による１次角周
波数を制御するすべり周波数制御系のみが動作してい
る。
【０１２６】この実施例では、Ｎp*＝９になる周波数か
らベクトル制御系のゲインを落とす構成としたが、制御
の方式等に応じて変更することができる。
【０１２７】また、積分器のオフセット等の問題によ
り、ベクトル制御系のゲインを落とす構成としたが、例
えば、ノッチオフ，ノッチ戻し操作によりオフセットを
リセットする機能を設けることによって、電流制御器８
中の関数発生器８００を省くことも可能である。
【０１２８】以上のように、ＰＷＭパルスを減少させて
ゆき、１パルスとした場合には、ＰＷＭインバータの直
流電源電圧の利用率を改善することができ、直流電源側
の直流電流を低減することができる。
【０１２９】ところで、回生運転は、トルク電流指令を
負にすると共に加算器８０８の出力信号の極性を反転
（図示なし）することにより達成される。
【０１３０】以上述べたように、本実施例では、ＰＷＭ
パルスが１パルスとなる運転領域まで、電動機に必要な
端子電圧を供給すると共に、すべり周波数の補正を行う
（前述した制御系の感度の相違及び制御対象の相違）の
で、全運転領域において良好なトルク制御を行うことが
できる。
【０１３１】図１４は本発明の第２実施例である。第１
実施例と異なる点は、トルク指令信号Ｔ* を速度指令器
２３と速度偏差を演算する加算器２４と速度調節器２５
から演算して制御指令演算器６に出力するようにした点
である。速度調節器２５は加算器２４の出力信号Δωr
を比例積分（Ｐ−Ｉ）演算して、トルク指令信号Ｔ*を
出力する。
【０１３２】
【数１３】
【０１３３】また、制御指令演算器６は、トルク指令信
号Ｔ* から、誘導電動機２のトルク電流指令Ｉq*を次式
で演算して出力する。ここに、ＫT は定数である。
【０１３４】
【数１４】
【０１３５】本実施例によれば、速度指令器２３の正，
負極性に応じて前進，後進が決まり、誘導電動機２の負
荷が急変する場合でも速度を指令信号に一致させて制御
することができる。
【０１３６】また、ＡＴＯと組み合せることも容易であ
り、定速運転制御等も簡単に実施することができる。
【０１３７】図１５は本発明の第３実施例である。図１
の第１実施例と異なる点は、電流制御器８の出力信号Δ
Ｖd*，ΔＶq*を強制的に零にするために、制御方式の切
替信号発生器２６を設け、切替信号発生器２６の出力信
号を電流制御器８の出力信号ΔＶd*，ΔＶq*に乗算する
掛算器２７０，２７１を設けた点である。尚、図示しな
いが、ΔＶd*，ΔＶq*を強制的に零にする場合には、図
４に示す調節器８０３，８０６の入力を同時に強制的に
０にするのは勿論である。
【０１３８】本実施例を適用した場合の電車は、従来の
すべり周波数制御形の電車に比べて、低速域におけるト
ルク特性が改善されるため、従来方式の電車の負担が軽
減される反面、所要トルクが大きく要求されることにな
り、空転が発生しやすくなる。
【０１３９】そこで、制御方式が異なる電車を組合せる
ことができるように、本実施例の制御方式に、強制的に
すべり周波数制御で全運転域を駆動できるようにしてい
る。次に動作を説明する。図４に示す調節器８０３，８
０６の出力信号が強制的に零にされることにより、電流
成分Ｉd，Ｉqは指令信号Ｉd*，Ｉq*と不一致となり、出
力電流の大きさＩ1とＩ1*の電流偏差に基づいて１次角
周波数が制御される。その結果、全運転範囲においてす
べり周波数制御とすることができる。
【０１４０】また、従来の電気車は、起動時のみ１次電
流偏差に応じてインバータ出力電圧を調節しているが、
その制御系との整合を図るため、その領域のみベクトル
制御系を動作させようとすることもできる。
【０１４１】本実施例によれば、本発明を適用した電車
と従来のすべり周波数制御形の電車を同じ編成に入れて
運転する場合、電車間の負荷分担が片寄ることを防止す
ることができる。特に、電気機関車においては、その効
果は顕著である。
【０１４２】図１６は、本発明の第４の実施例である。
図１４に示した第２の実施例と異なる点は、実際の電気
車の速度、例えば、非駆動軸の速度を検出する速度検出
器２８を設け、トルク指令信号Ｔ* を速度指令信号ωr*
と速度検出器２８の検出値ωT との偏差に基づいて演算
するようにした点である。トルク指令信号Ｔ* は次式で
表わされる。
【０１４３】
【数１５】
【０１４４】本実施例によれば、駆動輪が空転しても正
確にトルク指令を作ることができる。
【０１４５】図１７は本発明の第５実施例である。
【０１４６】図１の第１実施例と異なる点は、座標変換
器４の代りに、出力電圧指令演算３０と座標変換器２９
を設けたことである。
【０１４７】出力電圧指令演算３０は、誘導電動機２の
特性曲線から、１次角周波数指令信号ω1*に対して供給
する出力電圧の大きさＶ* をパターンとして持ってお
り、フィルタコンデンサ電圧ＶFCに応じて可変して、座
標変換器２９に出力する。
【０１４８】図１８は座標変換器２９の詳細な構成であ
る。座標変換器２９の演算内容は次式で表わされる。Ｋ
V は関数発生器２９００の出力信号である。
【０１４９】
【数１６】
【０１５０】本実施例によれば、ＫV を強制的に０にす
ると、従来の電車に使用されているすべり周波数制御形
の電車と同等の制御方式となり、本発明を適用した電車
と従来の電車を同一編成で運転する場合に、負荷分担を
均等化することができる。
【０１５１】また、本発明は、誘導電動機だけでなく同
期電動機についても同様に適用できる。
【０１５２】さらに、鉄道用電気車だけでなく、圧延
機，エレベータ及びその他一般用電動機についても本発
明を適用することができる。
【０１５３】図１９は本発明の第６の実施例である。
【０１５４】図１７に示した第５の実施例と異なる点に
ついて説明する。
【０１５５】励磁電流指令信号Ｉd*及びトルク電流指令
信号Ｉq*を出力する第１の制御指令演算器６，１次電流
指令信号Ｉ1*及びすべり角周波数指令信号ωs*を出力す
る第２の制御指令演算器３１を設けベクトル制御とすべ
り周波数制御を１次角周波数指令信号ω1*または相当値
に応じて切替えるようにした点である。
【０１５６】第２の制御指令演算器３１は、前進／後進
指令信号Ｄ* と力行／ブレーキ力指令信号Ｎ*，ω1* 及
びフィルタコンデンサ電圧信号に基づく１次電流指令信
号Ｉ1*及びすべり角周波数指令信号ωs*を夫々加算器３
２，３３に出力する。
【０１５７】加算器３２は、１次電流指令信号Ｉ1*と１
次電流検出信号Ｉ1 の偏差を調節器３４に出力する。
【０１５８】調節器３４は、すべり角周波数を補正する
信号Δωs*を演算して加算器３３に出力する。
【０１５９】加算器３３はすべり周波数を制御するすべ
り角周波数指令信号ωs2* を演算して切替器３４に出力
する。
【０１６０】切替器３４は後述するように、１次角周波
数指令信号ω1*に応じてベクトル制御時のすべり角周波
数指令信号ωs1* とすべり周波数制御時のすべり角周波
数指令信号ωs2* とを連続的に切替えてすべり角周波数
指令信号ωs** を加算器２２に出力する。
【０１６１】図２０にすべり角周波数の切替器３４の詳
細構成を示した。
【０１６２】関数発生器３４００は、１次角周波数指令
信号ω1*に応じて切替ゲインＫωを掛算器３４０２に出
力する。
【０１６３】切替器３４の演算内容は次式で表わされ
る。
【０１６４】
【数１７】
【０１６５】次に動作を説明する。
【０１６６】第１の制御指令演算器６の出力信号Ｉd*，
Ｉq*に基づいてベクトル制御時の出力電圧指令Ｖ1*とす
べり角周波数指令ωs1* が演算される。
【０１６７】また、第２の制御指令演算器３１の出力信
号Ｉ1*，ωs*に基づいてすべり周波数制御時の出力電圧
指令Ｖ* とすべり角周波数指令ωs2* が演算される。
【０１６８】ベクトル制御系とすべり周波数制御系の切
替えは、出力電圧指令の切替を座標変換器２９で行な
い、すべり角周波数の切替えを切替器３４で行うように
している。
【０１６９】本実施例と他の第１〜第５の実施例との相
違は、他の実施例が、励磁電流及びトルク電流の閉ルー
プ制御が困難な領域（出力電流のリップルが増大する領
域から１パルス領域）においても、インバータ１に与え
る電圧指令は位相関係を有する指令、つまり、ベクトル
で与えているのに対し、本実施例では、完全にすべり周
波数制御系に切替えてしまう点である（この切替えは、
切替えゲインＫV，ＫWを１〜０に変化させて達成され
る）。
【０１７０】この実施例によれば、１次電流フィードバ
ック制御によるすべり周波数制御を有する制御系を適用
している従来の電車と組合せて運転する場合に、第２の
制御指令発生器３１の出力信号を従来の電圧と同様であ
るので、負荷分担の均等化が図ることができる。
【０１７１】図２１は本発明の第７実施例である。図
１，図４の第１実施例と異なる点は、調節器８０９の入
力信号を加算器８１１の出力信号としたことである。
【０１７２】加算器８１１は加算器８０１の出力信号Δ
Ｉd と加算器８０４の出力信号ΔＩq を加算して、出力
信号ΔＩ1*を作り調節器８０９に出力する。
【０１７３】次に、本実施例の動作を説明する。図２２
は電動機定数Ｌsσ*の変化に対する１次電流の大きさの
変化ΔＩ1 と電動機のｑ軸磁束φ2qを示す。図中の実線
は１次電流の変化ΔＩ1 、１点鎖線はｑ軸磁束φ2qで、
各々定格電流と定格磁束の大きさで正規化した大きさで
ある。漏れインダクタンスの制御系の設定値Ｌsσ*が増
加すると、ΔＩ1 とφ2qは共に正極性に増加する。この
傾向は、図９，図１０で説明したｒ1*，ωs*に対するも
のと異なり、ΔＩ1 に基づいてω1*を補正すると逆にφ
2qが増加する。そこで、Ｌsσ*の設定誤差に対する１次
角周波数の補正を本実施例では、ΔＩ1*をΔＩd とΔＩ
q の和として求め、ΔＩ1*に基づいて行うようにしてい
る。これは、Ｌsσ*に対するΔＩd とΔＩq が、図７，
図８の破線習示す通り逆極性でほぼ大きさが等しいこと
に注目したもので、Ｌsσ*の設定誤差に対しての１次角
周波数ω1*の補正の感度をほぼ０とし、ｒ1*，ωs*につ
いての補正の感度を確保するようにしたものである。
【０１７４】このようにして、本実施例によれば、Ｌs
σ*に大きな設定誤差がある場合においても、φ2qを増
加させることなく、安定なω1*の補正ができる。
【０１７５】図２３は本発明の第８実施例である。図
１，図４の第１実施例と異なる点は、加算器８０８の出
力信号に加算器８０１の出力信号を掛算する乗算器８１
２を設け、乗算器８１２の出力信号を調節器８０９に入
力するようにしたことである。次に、本実施例の動作を
説明する。図２１に示すように、漏れインダクタンスの
制御系の設定値Ｌsσ*の変化に対する１次電流ΔＩ1 と
電動機のｑ軸磁束φ2qは共に増加あるいは減少する。そ
のため、ΔＩ1 に基づいて１次角周波数の補正を行うと
逆にφ2qが増加する。
【０１７６】そこで、本実施例では、電動機定数ｒ1*，
ωs*の変化に対するΔＩd，ΔＩqが共に増減するのに対
して、Ｌsσ*の変化に対するΔＩd，ΔＩqが逆極性で増
減することに着目し、Ｌsσ*の変化に対するφ2qをΔＩ
d の極性を利用して抑制するようにしている。すなわ
ち、Ｌsσ*が増加した時にはΔＩ1 も増加するが、図７
に示すようにΔＩd は負極性で減少する。このΔＩd の
極性をΔＩ1 に乗算してΔＩ1*を演算すると、ΔＩ1*と
ｑ軸磁束φ2qは逆極性で増減する関係が得られる。その
結果、ΔＩ1*が負極性で減少すると調節器８０９は、１
次角周波数ω1*を増加してφ2qが０となるように制御さ
れる。
【０１７７】本実施例によれば、電動機定数の変化に対
して制御系のｄ軸を電動機の磁束（ｍ軸）に一致するよ
うに制御されるので、ｄ軸とｑ軸の調節器８７，８８は
非干渉化され独立に動作することができる。
【０１７８】以上、第１から第８実施例によれば、制御
系のｄ軸を電動機の磁束（ｍ軸）に一致させるように１
次角周波数を制御する調節器と、ｄ軸とｑ軸の電圧を各
々補正する電流調節器とを備えているので、電動機定数
の変化に対して各調節器がその誤差を補正し、図２３に
示すように、ｒ1*／ｒ1，Ｌsσ*／Ｌsσ，ωs*／ωs が
１.０ となり、トルクが指令値どうりに得られ、高応答
なトルク制御ができる。
【０１７９】上記第１から第８の実施例では、電気車駆
動用交流電動機制御装置を例示して説明したが、本発明
の本質は、電気車に限らず他の目的の為例えば、圧延機
等の交流電動機制御装置においても適用することができ
る。
【０１８０】
【発明の効果】本発明によれば、さらに精度を高くトル
ク制御することができるという効果を奏する。
【０１８１】また、インバータ出力電圧制御不能領域に
おいても、引き続き制御を続行することができるという
効果がある。
【０１８２】また、低速域におけるトルク変動を防止
し、高速域では、電源電圧利用率を１１５％以上向上す
ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すブロツク図。
【図２】制御指令発生器６に格納されているパタンの一
例を示す図。
【図３】電圧指令演算器５の詳細構成図。
【図４】電流制御器８の詳細構成図。
【図５】回転磁界座標系の電圧，電流成分を説明するベ
クトル図。
【図６】電動機の磁束軸（ｍ）と制御の座標軸（ｄ）が
不一致の場合に生じる磁束（φ2q）を説明するベクトル
図。
【図７】電動機定数変化に対するｄ軸電流の変化を示す
特性図。
【図８】電動機定数の変化に対するｑ軸電流の変化を示
す特性図。
【図９】電動機定数ｒ1 の変化に対する１次電流ΔＩ1
及び磁束φ2qを示す特性図。
【図１０】すべりの変化に対する１次電流ΔＩ1 及び磁
束φ2qを示す特性図。
【図１１】電動機定数の変化に対するトルクτを示す特
性図。
【図１２】１次角周波数に対するすべり角周波数の特性
図。
【図１３】１次角周波数に対する搬送波周波数の関係を
示す図。
【図１４】本発明の第２の実施例を示す図。
【図１５】本発明の第３の実施例を示す図。
【図１６】本発明の第４の実施例を示す図。
【図１７】本発明の第５の実施例を示す図。
【図１８】図１７に示した実施例の座標変換器の詳細を
示す図。
【図１９】本発明の第６の実施例を示す図。
【図２０】切替器の詳細を示す図。
【図２１】電流制御器８の他の実施例を示す図。
【図２２】電動機定数Ｌsσ*の変化に対する１次電流Δ
Ｉ1及び磁束φ2qを示す特性図。
【図２３】電流制御器８の他の実施例を示す図。
【符号の説明】
１…ＰＷＭインバータ、２…誘導電動機、３…ＰＷＭ信
号演算器、４…座標変換器、５…電圧指令演算器、６…
制御指令発生器、７…主幹制御器、８…電流制御器、９
…座標変換器、１０…パルスモード発生器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松井 孝行 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 堀江 哲 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 坂田 一裕 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 安藤 武 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 坪井 孝 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 川上 哲也 東京都千代田区神田駿河台四丁目３番地 日立テクノエンジニアリング株式会社内 (72)発明者 高久 敏彦 茨城県勝田市堀口832番地の２ 日立シス テムプラザ勝田 日立水戸エンジニアリン グ株式会社内

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機１次電流のベクトルを制御するベクト
    ル制御手段と、前記電動機のすべり周波数を制御するす
    べり周波数制御手段とを備え、これら両制御系を併用す
    る交流電動機制御装置。
  2. 【請求項２】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機の１次電流を制御するベクトル制御手
    段と、前記電動機の１次電流の大きさの指令と１次電流
    の大きさとの偏差に基づいて前記電動機のすべり周波数
    を制御するすべり周波数制御手段とを備えた交流電動機
    制御装置。
  3. 【請求項３】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機の１次電流の大きさ、この１次電流を
    構成する励磁成分及びトルク成分に対して夫々閉ループ
    制御系を備えた交流電動機制御装置。
  4. 【請求項４】請求項３項において、前記電動機１次電流
    の大きさに対する閉ループ制御系に基づいて、前記電動
    機のすべり周波数を制御し、前記１次電流の励磁成分に
    対する閉ループ制御系に基づき前記電力変化装置の出力
    電圧指令の励磁成分を制御し、前記１次電流のトルク成
    分に対する閉ループ制御系に基づき前記電力変化装置の
    出力電圧指令のトルク成分を制御する交流電動機制御装
    置。
  5. 【請求項５】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機の１次電流の大きさとこの指令値との
    偏差に基づいてすべり周波数を調整する手段と、この電
    動機の１次電流を構成する励磁成分及びトルク成分の夫
    々の指令値に基づいてこの電力変換器の出力電圧指令の
    励磁成分及びトルク成分を出力する手段と、この１次電
    流の励磁成分とその指令値との偏差に応じて出力電圧指
    令の励磁成分を補正する手段と、この１次電流のトルク
    成分とその指令値との偏差に応じて出力電圧指令のトル
    ク成分を補正する手段と、前記電力変換装置の出力電圧
    が制御不能となる領域で、前記励磁成分を補正する手段
    及び前記トルク成分を補正する手段の出力を阻止する手
    段とを備えた交流電動機制御装置。
  6. 【請求項６】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、前記電力変換器の出力電圧指令を前記電力変換装
    置の出力電圧制御が不能となる領域を含む前記電動機の
    全動作周波数領域にわたってベクトル制御手段を生かし
    ておく備えた交流電動機制御装置。
  7. 【請求項７】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機の１次電流のベクトルを制御する手段
    と、前記電動機のすべり周波数を制御するすべり周波数
    制御手段と、前記電力変換装置の出力周波数に基づいて
    前記ベクトル制御手段と前記すべり周波数制御手段とを
    夫々切り換える手段とを備えた交流電動機制御装置。
  8. 【請求項８】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機１次電流のベクトルを制御する手段
    と、前記電動機のすべり周波数を制御するすべり周波数
    制御手段と、前記交流電動機の回転速度を検出する手段
    と、この検出値と指令値の偏差に応じて前記１次電流の
    トルク成分の指令値を作成する手段とを備えた交流電動
    機制御装置。
  9. 【請求項９】可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
    変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置にお
    いて、この電動機の１次電流の励磁成分及びトルク成分
    の指令に応じて前記電力変換器の第１の出力電圧指令を
    作成する手段と、前記１次電流の大きさの指令と１次電
    流の大きさの偏差に基づいて前記電動機のすべり周波数
    を制御するすべり周波数制御手段と、このすべり周波数
    と前記電動機の回転周波数とから前記電力変換器の動作
    周波数を演算する手段と、この動作周波数に応じて前記
    電力変換器の第２の出力電圧指令を作成する手段と、前
    記第１及び第２の出力電圧指令から新たに前記電力変換
    器の出力電圧指令を作成する手段を備えた交流電動機制
    御装置。
  10. 【請求項１０】可変電圧可変周波数の交流を出力する電
    力変換装置によって駆動される交流電動機の制御装置に
    おいて、この電力変換装置が出力する電圧の励磁成分及
    びトルク成分を指令する手段と、この電力変換装置の出
    力周波数又はその相当値に応じた出力電圧を指令する手
    段と、これら指令手段を切替える手段を備えた交流電動
    機制御装置。
  11. 【請求項１１】請求項１０項において、前記指令手段を
    切替える手段は、前記電力変換装置の出力周波数又はそ
    の相当値に応じて両制御手段を切替える手段である交流
    電動機制御装置。
  12. 【請求項１２】可変電圧可変周波数の交流を出力する電
    力変換装置と、この電力変換装置の出力により駆動され
    る交流電動機と、この交流電動機により付勢される鉄道
    用電気車の制御装置において、前記交流電動機をベクト
    ル制御により制御する電気車の制御装置。
  13. 【請求項１３】可変電圧可変周波数の交流を出力する電
    力変換装置と、この電力変換装置の出力により駆動され
    る交流電動機と、この交流電動機により付勢される電気
    車の制御装置において、主幹制御器の指令に基づいて前
    記交流電動機の１次電流の励磁成分及びトルク成分の指
    令を発生する手段と、これら電流指令からすべり周波数
    を作成する手段と、前記電流指令から前記電力変換装置
    の出力電圧の励磁成分及びトルク成分の指令を作成する
    手段と、前記１次電流の励磁成分指令と励磁成分との偏
    差に応じて前記出力電圧指令の励磁成分を補正する手段
    と、前記１次電流のトルク成分指令とトルク成分との偏
    差に応じて前記出力電圧指令のトルク成分を補正する手
    段と、前記電動機の１次電流の大きさとその指令との偏
    差に基づいて前記すべり周波数を補正する手段とを備え
    た電気車の制御装置。
  14. 【請求項１４】可変電圧可変周波数の交流を出力するイ
    ンバータと、この電力変換装置の出力により駆動される
    誘導電動機と、この誘導電動機の回転周波数とすべり周
    波数に基づいて前記インバータ周波数を作成する手段と
    を備えた電気車の制御装置において、主幹制御器の指令
    に基づいて前記交流電動機の１次電流の励磁成分及びト
    ルク成分の指令を発生する手段と、これら電流指令から
    すべり周波数を作成する手段と、前記電流指令から前記
    電力変換装置の出力電圧の励磁成分及びトルク成分の指
    令を作成する手段と、前記１次電流の励磁成分指令と励
    磁成分との偏差に応じて前記出力電圧指令の励磁成分を
    補正する手段と、前記１次電流のトルク成分指令とトル
    ク成分との偏差に応じて前記出力電圧指令のトルク成分
    を補正する手段と、前記電動機の１次電流の大きさとそ
    の指令との偏差に基づいて前記すべり周波数を補正する
    手段と、所定のインバータ周波数領域において前記出力
    電圧指令を補正する手段の出力を減少させる手段を備え
    た電気車の制御装置。
  15. 【請求項１５】検出された電流の大きさを指令値と比較
    する手段と、この検出電流の無効成分を指令値と比較す
    る手段と、この検出電流の有効成分を指令値と比較する
    手段とを有する電流制御器。
  16. 【請求項１６】交流電動機に発生させるトルク指令に基
    づいて、前記電動機の回転周波数又はその相当値に対応
    した前記電動機の１次電流の励磁成分及びトルク成分の
    指令を発生する電流指令発生器。
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