JP3425438B2 - 誘導電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、誘導電動機を可
変速駆動するための電力変換装置に係り、零速度からの
起動を補償する誘導電動機の駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の誘導電動機を制御対象とする速度
センサを不要としたベクトル制御による電力変換装置
は、例えば、図６に示すように、直流電圧から電圧指令
値により交流電圧を発生する電力変換器である電圧形イ
ンバータ（電力変換器）３と、それに接続された誘導電
動機４等の誘導機と、その制御回路として、与えられた
２次磁束基準Φ２＊とトルク基準Ｔｏｒｑ＊より回転座
標系上の磁束電流基準Ｉｄ＊とそれに直交するトルク電
流基準Ｉｑ＊とを演算する手段（励磁電流演算器５及び
トルク電流演算器６）と、この磁束電流基準Ｉｄ＊とト
ルク電流電流基準Ｉｑ＊に追従する電流が流れるように
ｄｑ軸回転座標上の電圧基準を算出する電圧指令演算器
１５を有している。電圧指令演算器１５の出力であるｄ
ｑ軸回転座標上の電圧基準Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は、座標系変
換器１７によりａｂ軸固定座標系上の電圧基準Ｖａ＊，
Ｖｂ＊へと変換され、２相３相変換器１８により３相電
圧基準Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊となり、電圧形インバー
タ３への指令電圧となる。

【０００３】電流検出器７により検出された３相電流Ｉ
ｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、３相２相変換器１６により、ａｂ軸
固定座標系上の電流値Ｉａ，Ｉｂへと変換される。この
電流値Ｉａ，Ｉｂと、前記ａｂ軸固定座標上の電圧基準
Ｖａ＊，Ｖｂ＊とから、２次磁束演算器１９では、ａｂ
軸上の内部誘起電圧Ｅ２ａ，Ｅ２ｂを算出し、更にその
内部誘起電圧Ｅ２ａ，Ｅ２ｂを積分することにより、ａ
ｂ軸上の２次磁束Φ２ａ，Φ２ｂを推定演算する。

【０００４】このａｂ軸固定座標系上の２次磁束Φ２
ａ，Φ２ｂは、座標系変換器２２によりｄｑ軸回転座標
上の２次磁束Φ２ｄ，Φ２ｑとなる。ｑ軸２次磁束Φ２
ｑはモータ角周波数演算器２０へ入力され、モータ角周
波数が推定演算される。また、トルク電流基準Ｉｑ＊か
ら滑り角周波数演算器２１により滑り角周波数が推定演
算され、前記のモータ角周波数演算値と加算され１次角
周波数ω１となる。

【０００５】１次角周波数ω１は積分され、ａｂ軸固定
座標系とｄｑ軸回転座標系との位相となり、座標系変換
器１７，２２に供給される。モータ角周波数演算値は、
モータ角周波数基準ωｒ＊から引算され、速度制御器４
０へ入力される。速度制御器４０の出力は、トルク基準
Ｔｏｒｑ＊となる。

【０００６】以上により構成された従来の誘導電動機の
駆動装置は、速度センサを用いないベクトル制御を適用
した誘導機の速度制御である。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の誘導電動機
の駆動装置において、内部誘起電圧Ｅ２ａ，Ｅ２ｂが零
あるいは極小である始動及び極低速の領域では、モータ
モデルに誤差のある場合、誘起電圧演算誤差の実際の誘
起電圧に対する割合が増加し、誘起電圧演算の精度が低
下する。前述のとおり、２次磁束演算器１９では、２次
磁束Φ２ａ，Φ２ｂは内部誘起電圧Ｅ２ａ，Ｅ２ｂを積
分して算出するため、２次磁束の演算精度も低下する。
モータモデルの誤差としては、各モータパラメータの誤
差や、インバータの直流短絡防止用デッドタイムの影響
が考えられる。これらに対する補償の手法も数々提案さ
れているが、それらの影響を完全に補償できなかった。

【０００８】以上のように、元来操作量が小さい起動時
においては、精度の悪い誘起電圧や２次磁束あるいは誤
差を含むパラメータを用いた演算は、制御特性を劣化さ
せる。その結果、起動時には正の滑り角周波数を与えて
正のトルクを出すべきところ、最悪の場合には、負の滑
り角周波数を与えてしまい負のトルクが発生するといっ
た起動できない状態が起こり得た。

【０００９】そこで、この発明は、零速度からの起動に
おいて、起動を補償する装置を設けて、起動動時のトル
ク特性を改善するとともに、この起動補償装置を用いた
起動モードから、補償装置を用いない通常モードへの移
行を滑らかに行い、モード移行に伴う過渡特性を改善す
る誘導電動機の駆動装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明に係る誘導電動機の駆動装置は、直流を交流
に変換し誘導電動機に電力を供給するインバータと、こ
のインバータの交流出力側に設けられ、電流値又は電圧
値を検出する検出手段と、与えられた磁束基準とトルク
基準より回転座標上の磁束電流基準とトルク電流基準と
を演算により算出する演算手段と、この演算手段により
算出された前記磁束電流基準とトルク電流基準とを導入
して、回転座標上の電圧指令を算出する電圧指令演算手
段と、この電圧指令演算手段で算出された前記回転座標
上の電圧指令を固定座標上の電圧指令に変換する変換手
段と、前記検出手段で検出された電流値又は電圧値に基
づいて、通常モードの１次角周波数を演算する１次角周
波数演算手段と、前記誘導電動機の回転速度であるモー
タ角周波数を検出するモータ角周波数検出手段と、前記
トルク電流基準より滑り角周波数を算出する滑り角周波
数演算手段と、この滑 り角周波数演算手段からの滑り角
周波数と前記モータ角周波数検出手段からの前記モータ
角周波数とを加算して、起動補償用の１次角周波数を出
力する第１の加算手段と、起動モードから通常モードへ
の移行開始時期を判断するモード移行判断手段と、この
モード移行判断手段による判断出力により切り替え制御
され、前記第１の加算器から出力された起動補償用の１
次角周波数を出力する第１のモード移行ゲインと、前記
モード移行判断手段による判断出力により切り替え制御
され、前記１次角周波数演算手段で演算された通常モー
ドの１次角周波数を出力する第２のモード移行ゲイン
と、この第２のモード移行ゲインの出力と前記第１のモ
ード移行ゲインの出力とを加算して１次角周波数を出力
する第２の加算手段と、この第２の加算手段により導出
された１次角周波数を積分して前記変換手段に供給する
積分手段とを具備したことを特徴とする。

【００１１】従ってこの発明装置では、零速度からの起
動時に、モータ角速度と滑り角周波数演算値とを加え合
わせたものを１次角周波数として与えるため、起動時に
限りセンサ付きの滑り周波数形ベクトル制御と同様な構
成となるので、正のトルクを確保するとともに、起動特
性を改善できる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、ベクトル制御により可変速
制御を行うこの発明の誘導電動機の駆動装置の一実施の
形態について図面を参照して以下説明する。なお、図６
に示した従来の誘導電動機と同一構成には同一符号を付
して詳細な説明は省略する。

【００１３】図１は、本発明に関連する実施の形態の概
略構成を示すブロック図で、電力変換器である電圧形イ
ンバータ（電力変換器）３により３相交流を発生し、誘
導電動機４を駆動する制御ブロックを示す。以下説明す
る本発明の各実施の形態においても同様であるが、電圧
形インバータ（電力変換器）３は直流を交流に電力変換
を行うもので、電圧指令でもあるいは電流指令によるも
のでも良い。

【００１４】この誘導電動機の駆動装置は、まず与えら
れた２次磁束基準Φ２＊から回転座標上の磁束（励磁）
電流基準Ｉｄ＊を演算出力する励磁電流演算器５と、ト
ルク基準Ｔｏｒｑ＊と前記２次磁束基準Φ２＊とから前
記磁束電流基準Ｉｄ＊に直交するトルク電流基準Ｉｑ＊
を演算出力するトルク電流演算器６とが構成されてい
る。

【００１５】次に、電圧形インバータ３の出力側に設置
された電流検出器７と、この電流検出器７により検出さ
れた３相電流値をｄ，ｑ軸回転座標系へ変換する座標系
変換器８と、その変換された電流検出値をフィードバッ
クし電流基準と一致させる２つの電流制御器９と、この
２つの電流制御器９の出力であるｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖ
ｄ＊，Ｖｑ＊を導入し前記磁束電流基準Ｉｄ＊とこれに
直交する前記トルク電流基準Ｉｑ＊に電圧形インバータ
３が出力する実際の電流値が追従するように３相電圧基
準即ち３相（固定軸）電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ
＊を変換導出する座標系変換器１０とを設けている。

【００１６】また、前記ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖ
ｑ＊とｄ，ｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑよりｄ，ｑ軸内部
誘起電圧Ｅ２ｄ，Ｅ２ｑを演算出力する誘起電圧演算器
１１と、この誘起電圧演算器１１からのｄ，ｑ軸内部誘
起電圧Ｅ２ｄ，Ｅ２ｑから１次角周波数を演算出力によ
って推定する１次角周波数演算器１２とを有しており、
これらの構成により速度センサレスベクトル制御による
トルク制御系を形成している。

【００１７】更に、前記１次角周波数演算器１２の出力
である１次角周波数演算値は、モード移行ゲインｆ
（ｔ）５０という時間関数と掛け算される。この積は、
起動補償用１次角周波数である任意の時間関数ω１＊
（ｔ）１３とモード移行ゲイン（１−ｆ（ｔ））５１と
いう時間関数との積と加算され、３相電圧指令値の角周
波数である１次角周波数ω１が生成される。この１次角
周波数ω１は積分され、ｄｑ軸回転座標系とａｂ軸固定
座標系との位相θＩＮＶとなり、前記座標系変換器８，
１０に供給される。

【００１８】起動モードから通常モードへのモード移行
に用いられる連続的なゲインｆ（ｔ）は、起動開始をｔ
＝０とすると、下記式

【数１】 ｆ（ｔ）＝０：（０≦ｔ＜ｔｓ） ｆ（ｔ）＝ｘ（ｔ）：（ｔｓ≦ｔ＜（ｔｓ＋ａ）） ：（０≦ｘ（ｔ）≦１，ｘ（ｔｓ）＝０，ｘ（ｔｓ＋ａ ）＝１） ｆ（ｔ）＝１：（（ｔｓ＋ａ）≦ｔ） となる時間関数であり、ｘ（ｔ）は、例えば、 ｘ（ｔ）＝（ｔ−ｔｓ）／ａ とすることができる。

【００１９】このｔｓは、起動補償用１次角周波数ω１
＊（ｔ）１３を用いる起動モードから、電圧と電流値に
基づいて推定算出された１次角周波数を用いる通常モー
ドへ移行を始める時点である。この実施の形態において
は、トルク基準からモータ角周波数までのモデルを基に
したシミュレータ１４を用い、シミュレータ１４の出力
であるモータ角周波数の推定値がある設定値より大きく
なった時点で、モード移行を開始する。

【００２０】図２にシミュレータ１４の一例を示す。ト
ルクからモータ角周波数までの伝達関数を１／Ｊｓとし
て機械モデル５３でモデル化する。この機械モデル５３
の出力であるモータ角周波数演算値ωｒ＾は、モード移
行開始のモータ角周波数基準であるモード移行角周波数
ωｒ０５４と比較される。モード移行判断器５５により
モータ角周波数演算値ωｒ＾がモード移行開始のモータ
角周波数基準ωｒ０５４を越えた時点がモード移行の開
始時点ｔｓとなる。

【００２１】このように、零速度からの起動時に、モー
ド移行判断器５５は、検出電流値又は検出電圧値から推
定演算して得られた１次角周波数を用いる通常モードへ
の移行を判断するもので、起動補償用１次角周波数ω１
＊（ｔ）１３を用いた起動モードから通常モードへの移
行を、ｆ（ｔ）という連続的なゲインにより制御される
ものである。

【００２２】図１における、起動補償用１次角周波数ω
１＊（ｔ）１３は、例えば、以下のような設定が可能で
ある。

【００２３】 ω１＊（ｔ）＝ｃ ：１次角周波数は一定（ｃ：ｃｏｎｓｔ） ω１＊（ｔ）＝ｂｔ ：１次角周波数は時間に比例 ω１＊（ｔ）＝ω（ｔ）：任意なパターン 従って、上記のように構成された実施の形態によれば、
次のような作用効果が得られる。即ち、起動時には、パ
ラメータの誤差や電圧形インバータ３の出力の歪みによ
り誘起電圧の推定の信憑性が低いため、これに基づく１
次角周波数の演算値も本来ベクトル制御を成立させる上
で要求される１次角周波数に比べ誤差の大きいものにな
る。例えば、モータ角周波数を推定し、回転座標上のト
ルク電流基準より算出された滑り角周波数推定値と加算
して１次角周波数を推定した場合でも、負の１次角周波
数が算出されると、実際のモータ角周波数が零であった
ため、滑り角周波数が負となり、負のトルクを発生し逆
転が起こる。そこで、１次角周波数を任意の時間関数に
よりフィードフォワードで与えてやることで、正の滑り
角周波数が得られる。この結果、正のトルクを発生し、
起動を補償することができる。

【００２４】モータ角周波数をシミュレータ１４により
ある程度検知することで、誘起電圧の演算に誤差の大き
い低速域を避けた角周波数モード移行をすることが可能
であり、モード移行後の良好な動作を得ることができ
る。このように、ｆ（ｔ）という連続するゲインを置く
ことで、起動モードから通常モードへスムーズな移行が
可能となる。

【００２５】図３は、本発明に係る誘導電動機の駆動装
置に係るもので、第１の実施の形態の概略構成を示すブ
ロック図である。図３では、図１に示した実施の形態と
比較し、起動補償用１次角周波数の演算部分のみ異なる
構成であるため、特にこの相違部分について説明する。

【００２６】即ち、この第１の実施の形態では、モータ
角速度検出器５９が存在する。検出されたモータ角速度
は、トルク電流Ｉｑ＊より滑り角周波数演算器２１によ
り算出された滑り角周波数演算値と加算され、起動補償
用の１次角周波数が得られる。

【００２７】以上のように構成された第１の実施の形態
によれば、以下のような作用効果を得る。即ち、起動時
には、時間関数ｆ（ｔ）５０が零、（１−ｆ（ｔ））５
１が１であるため、モータ角速度検出器５９により検出
されたモータ角速度と、滑り角周波数演算器２１の出力
である滑り角周波数演算値との和が１次角周波数となる
ため、通常のベクトル制御と同様な構成となる。よっ
て、正のトルクを確保するとともに、起動時のトルク特
性を改善することができる。但し、モータ角速度検出器
５９は、必ずしもベクトル制御において要求される精度
を有する必要がない。従って、例えば、非常ブレーキ用
のモータ角速度検出器と共用することも可能である。

【００２８】図４は、本発明に係る誘導電動機の駆動装
置に係るもので、第２の実施の形態の概略構成を示すブ
ロック図である。図４では、図１に示した実施の形態と
比較し、起動補償用１次角周波数の演算部分を異にした
構成であるため、この相違部分について説明する。

【００２９】即ち、この実施の形態では、車輪速度を検
出する車輪角速度検出器６２が存在する。検出された車
輪角速度は、モータ角速度換算器６０によりモータ角速
度に換算される。このモータ角速度の値は、トルク電流
Ｉｑ＊より滑り角周波数演算器２１により算出された滑
り角周波数演算値と加算され、この和が起動補償用の１
次角周波数となる。

【００３０】以上のように構成された第２の実施の形態
によれば、以下のような効果を得ることができる。即
ち、起動時には、時間関数ｆ（ｔ）５０が零、（１−ｆ
（ｔ））５１が１であるため、車輪角速度から算出され
たモータ角速度と、滑り角周波数演算器２１の出力であ
る滑り角周波数演算値との和が１次角周波数となる。検
出した車輪とモータの駆動との間に滑りがないとすれ
ば、通常のベクトル制御と同様な構成となる。従って、
正のトルクが確保されるとともに、起動時のトルク特性
を改善することができる。モータ角速度検出器６０は、
必ずしもベクトル制御において要求される精度を有する
必要がない。従って、例えば従輪に設置された非常ブレ
ーキ用の車輪角速度検出器と共用することができる。

【００３１】図５は、本発明の誘導電動機の駆動装置に
係り、第３の実施の形態の概略構成を示すブロック図で
ある。図５では、図１に示した実施の形態と比較し、起
動補償用１次角周波数の演算部分が異なる構成であるた
め、この相違部分を主に説明する。

【００３２】即ち、この実施の形態では、車両の対地速
度を検出する対地速度検出器６１を設けた。検出された
対地速度は、モータ角速度換算器６０によりモータ角速
度に換算される。トルク電流Ｉｑ＊より滑り角周波数演
算器２１により算出された滑り角周波数演算値と加算さ
れ、起動補償用の１次角周波数が得られる。

【００３３】以上のように構成されたこの第３の実施の
形態によれば、以下のような作用効果が得られる。即
ち、この実施の形態では、起動時には、時間関数ｆ
（ｔ）５０が零、（１−ｆ（ｔ））５１が１であるた
め、対地速度から算出されたモータ角速度と、滑り角周
波数演算器２１の出力である滑り角周波数演算値との和
が１次角周波数となる。レールとモータの駆動輪の間に
滑りがないとすれば、通常のベクトル制御と同様な構成
となる。従って、正のトルクを確保できるとともに、起
動時のトルク特性を改善することができる。

【００３４】以上詳述したように、この発明による誘導
電動機の駆動装置は夫々下記のような効果をえることが
できる。

【００３５】第１の実施の形態の誘導電動機の駆動装置
においては、零速度からの起動時に、モータ角速度検出
器により検出されたモータ角速度に滑り角周波数の演算
分を加えあわせたものを１次角周波数として与えるた
め、ベクトル制御時と同一な１次角周波数を与えること
ができ、よってトルク基準に近い良好なトルク応答が可
能となる。

【００３６】第２の実施の形態の誘導電動機の駆動装置
においては、零速度からの起動時に、車輪角速度検出器
により検出された車輪角速度をモータ軸に換算し、算出
されたモータ角速度に滑り角周波数の演算分を加えあわ
せたものを１次角周波数として与えるため、検出に用い
た車輪とモータによる駆動輪との間に滑りがない場合、
ベクトル制御時と同一な１次角周波数を与えることがで
き、トルク基準に追従したトルク応答が可能となる。

【００３７】第３の実施の形態の誘導電動機の駆動装置
においては、零速度からの起動時に対地速度検出器によ
り検出された対地速度をモータ軸に換算し、算出された
モータ角速度に滑り角周波数の演算分を加えあわせたも
のを１次角周波数として与えるため、レールとモータに
よる駆動輪との間に滑りがない場合、ベクトル制御時と
同一な１次角周波数を与えることができ、トルク基準に
追従したトルク応答が可能となる。

【００３８】

【発明の効果】以上のように、本発明による誘導電動機
の駆動装置によれば、起動補償回路を設けた結果、起動
時のトルク特性が改善され、また零速度での起動モード
から通常モードへの移行が滑らかに行われるものであ
り、電車等に採用したベクトル制御において得られる効
果大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による誘導電動機の駆動装置の実施の
形態の概略構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示した実施の形態におけるシミュレータ
の詳細を示すブロック図である。

【図３】この発明による誘導電動機の駆動装置の第１の
実施の形態の概略構成を示すブロック図である。

【図４】この発明による誘導電動機の駆動装置の第２の
実施の形態の概略構成を示すブロック図である。

【図５】この発明による誘導電動機の駆動装置の第３の
実施の形態の概略構成を示すブロック図である。

【図６】従来の誘導電動機の駆動装置の概略構成を示す
ブロック図である。

【符号の説明】

３ 電圧形インバータ（電力変換器） ４ 誘導電動機 ５ 励磁電流演算器 ６ トルク電流演算器 ７ 電流検出器８ （３相／ｄｑ回転）座標系変換器 ９ 電流制御器 １０、１７ （ｄｑ回転／ａｂ固定）座標系変換器 １１ 誘起電圧演算器 １２ １次角周波数演算器 １３ 起動補償用１次角周波数 １４ シミュレータ １５ 電圧指令演算器 １６ （ａｂ固定座標系）３相／２相変換器 １８ （ａｂ固定座標系）２相／３相変換器 １９ ２次磁束演算器 ２０ モータ角周波数演算器 ２１ 滑り角周波数演算器 ２２ （ａｂ固定／ｄｑ回転）座標系変換器 ４０ 速度制御器 ５０、５１ モード移行ゲイン ５３ 機械モデル ５４ モータ角周波数基準 ５５ モード移行判断器 ５９ モータ角速度検出器 ６０ モータ角速度換算器 ６１ 対地速度検出器 ６２ 車輪角速度検出器

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流を交流に変換し誘導電動機に電力を
   供給するインバータと、 このインバータの交流出力側に設けられ、電流値又は電
   圧値を検出する検出手段と、 与えられた磁束基準とトルク基準より回転座標上の磁束
   電流基準とトルク電流基準とを演算により算出する演算
   手段と、 この演算手段により算出された前記磁束電流基準とトル
   ク電流基準とを導入して、回転座標上の電圧指令を算出
   する電圧指令演算手段と、 この電圧指令演算手段で算出された前記回転座標上の電
   圧指令を固定座標上の電圧指令に変換する変換手段と、 前記検出手段で検出された電流値又は電圧値に基づい
   て、通常モードの１次角周波数を演算する１次角周波数
   演算手段と、 前記誘導電動機の回転速度であるモータ角周波数を検出
   するモータ角周波数検出手段と、 前記トルク電流基準より滑り角周波数を算出する滑り角
   周波数演算手段と、 この滑り角周波数演算手段からの滑り角周波数と前記モ
   ータ角周波数検出手段からの前記モータ角周波数とを加
   算して、起動補償用の１次角周波数を出力する第１の加
   算手段と、 起動モードから通常モードへの移行開始時期を判断する
   モード移行判断手段と、 このモード移行判断手段による判断出力により切り替え
   制御され、前記第１の加算器から出力された起動補償用
   の１次角周波数を出力する第１のモード移行ゲインと、 前記モード移行判断手段による判断出力により切り替え
   制御され、前記１次角周波数演算手段で演算された通常
   モードの１次角周波数を出力する第２のモード移行ゲイ
   ンと、 この第２のモード移行ゲインの出力と前記第１のモード
   移行ゲインの出力 とを加算して１次角周波数を出力する
   第２の加算手段と、 この第２の加算手段により導出された１次角周波数を積
   分して前記変換手段に供給する積分手段と を具備したことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
2. 【請求項２】 前記モータ角周波数は、前記誘導電動機
   によって駆動される車輪の角速度に基づいて算出される
   ように構成されたことを特徴とする請求項１記載の誘導
   電動機の駆動装置。
3. 【請求項３】 前記モータ角周波数は、前記誘導電動機
   によって駆動される車輪の対地速度に基づいて算出され
   るように構成されたことを特徴とする請求項１記載の誘
   導電動機の駆動装置。