JP2018113779A - 電力変換装置及びその高調波抑制方法 - Google Patents

Abstract

【課題】最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置において、交流系統電圧の擾乱や高調波に起因する振動電流を抑制し、歪みの少ない交流入出力電流を実現する。【解決手段】交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられる電力変換装置であって、ＤＣ／ＤＣコンバータと、中間コンデンサと、フルブリッジ回路と、交流リアクトルと、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備える。制御部は、フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置及びその高調波抑制方法に関する。

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置には一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されており、半導体のスイッチングにより、直流電力を交流電力に、又は、必要によりその逆方向にも、変換することができる。伝統的な電力変換装置の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でのスイッチング動作を行っている。

これに対して、常時スイッチング動作を行うことによる電力損失を低減して変換効率を向上させるべく、例えば直流から交流への変換時に、交流側の電圧の瞬時値（但し絶対値）と直流側の電圧とを互いに比較して、交流半サイクル内で、昇圧が必要な時はＤＣ／ＤＣコンバータのみがスイッチング動作を行い、降圧が必要な時はインバータのみがスイッチング動作を行うようにすれば、交互にスイッチング動作を休止する期間を設けることができる。このような制御方式を、最小スイッチング変換方式と称するものとする。このような最小スイッチング変換方式によれば、全体的なスイッチング動作回数を減少させた電力変換装置を提供することができる（例えば、特許文献１参照。）。

特開２０１４−２４１７１４号公報

しかしながら、上記のような最小スイッチング変換方式では、インバータがスイッチング動作を停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作を行う期間において、交流系統電圧の擾乱や高調波によってインバータを含む閉回路に振動電流が流れる場合がある。このような場合には、振動電流を速やかに減衰させることができず、交流入出力電流に重畳される振動電流が持続して、高調波歪率が増加する場合がある。

かかる課題に鑑み、本発明は、最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置において、交流電流の高調波を抑制することを目的とする。

本発明の一表現に係る電力変換装置は、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路の間とに設けられたフルブリッジ回路と、前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する電力変換装置である。

また、本発明の一表現に係る電力変換装置の高調波抑制方法は、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路を含み、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置を対象とした、電力変換装置の高調波抑制方法である。そして、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。

本発明によれば、最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置における交流電流の高調波を抑制することができる。

電力変換装置の回路図の一例である。 式（１）及び（２）に対応する制御ブロック図である。 高調波が重畳され、電圧歪のある交流電路と系統連系した電力変換装置において、アクティブダンパの比例ゲインＫｘを変化させた場合に、電流総合歪率がどのように変化するかを検証した結果を示すグラフである。 交流波形及び歪電流についてのシミュレーション結果の第１例である。 交流波形及び歪電流についてのシミュレーション結果の第２例である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路の間とに設けられたフルブリッジ回路と、前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する電力変換装置である。

上記のように構成された電力変換装置において、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング方式」を実行している。フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間においては、フルブリッジ回路を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、制御部は、高調波電流を減らすための補償値を含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路に対する電流指令値と、実際に流れる電流検出値との差を高調波電流として前記補償値を求めることができる。
この場合、高調波電流成分を含まない出力電流指令値との比較により、容易に高調波電流を求めることができる。

（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記高調波電流に対する逆位相高調波電流に近づけるべく前記補償値を求めるようにしてもよい。
この場合、高調波電流と完全に逆位相ではなくても、位相が逆位相に近い補償用の高調波電流により、効果的に、高調波電流を抑制することができる。

（４）また、（１）〜（３）のいずれかの電力変換装置において、前記高調波電流に前記交流リアクトルと前記中間コンデンサとの共振周波数及びその近傍の周波数を通過させるローパスフィルタ処理を施して前記補償値を求めることが好ましい。
この場合、影響の大きい周波数帯域に絞って効果的に補償値を定めることができる。

（５）一方、方法の観点からは、交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路を含み、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置を対象とした、電力変換装置の高調波抑制方法である。そして、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。

上記のような電力変換装置の高調波抑制方法では、まず前提として、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング方式」を実行している。フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間においては、フルブリッジ回路を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、高調波電流を減らすための補償値を求め、この補償値を含めたフルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びその高調波抑制方法について、図面を参照して説明する。

《回路構成》
図１は、電力変換装置１の回路図の一例である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と、単相の交流電路３との間に、設けられている。交流電路３には、需要家の負荷４が接続されている。また、交流電路３は、商用電力系統５と接続されている。直流電源２は例えば、太陽光発電パネルや、蓄電池である。直流電源２が太陽光発電パネルの場合、電力変換装置１は、直流から交流への電力変換を行って系統連系運転し、交流電力を、負荷４へ供給する。また、余剰電力は商用電力系統５に売電することができる。直流電源２が蓄電池の場合は、電力変換装置１は、系統連系運転により負荷４に給電する他、商用電力系統５の電力を交流から直流に変換して蓄電池としての直流電源２を充電することができる。

電力変換装置１の内部には、主回路構成要素として、直流側コンデンサ６、直流電源２とＤＣバス８との間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ７、ＤＣバス８の２線間に接続された中間コンデンサ９、ＤＣバス８と交流電路３との間に設けられたインバータ１０、インバータ１０と交流電路３との間に介在する交流リアクトル１１、交流側コンデンサ１２を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、直流リアクトル７Ｌと、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｈと、ローサイドのスイッチング素子Ｑ_Ｌとを備えている。インバータ１０は、フルブリッジを構成する４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えている。スイッチング素子としては、例えば図示のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）又はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。

スイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌ，Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作は、制御部１３によって制御される。
電圧・電流の計測要素としては、直流側コンデンサ６の両端電圧を検出する電圧センサ１４と、直流リアクトル７Ｌに流れる電流を検出する電流センサ１５と、ＤＣバス８の線間電圧を検出する電圧センサ１６と、交流リアクトル１１に流れる電流を検出する電流センサ１７と、交流側コンデンサ１２の両端電圧を検出する電圧センサ１８とを備えている。各センサ１４〜１８の出力は、制御部１３に送られる。

制御部１３は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１３の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、制御機能の一部をコンピュータ以外のハードウェアのみの回路で構成することも可能である。

《制御の課題》
最小スイッチング変換方式の電力変換装置１においては、インバータ１０がスイッチング動作を停止する期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作の期間となる。このとき、制御部１３は、直流リアクトル７Ｌの電流指令値と電流検出値とを互いに比較してフィードバック制御を行うが、交流リアクトル１１に流れる電流の検出値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の制御には反映されない。そのため、中間コンデンサ９と交流リアクトル１１とで、直列共振が発生した場合に、制御部１３は、これを能動的に減衰させることができない。

《制御の主要ポイント》
そこで、交流リアクトル１１の電流検出値から高調波電流を抽出し、抽出した高調波電流と例えば逆位相の高調波電流を電流指令値に注入して、これを打ち消すアクティブダンパを導入する。共振電流が問題となるのはインバータ１０がスイッチング動作を停止し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作している期間であるため、逆位相の高調波電流はＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値に注入する。時間の関数としてのＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）は、下記の式（１）により、表される。

ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）＝｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＋Ｃ_ｏ（ｄｖ_ｏ ^＊（ｔ）／ｄｔ）ｖ_ｏ ^＊（ｔ）｝／ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ） ・・・（１）
ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）：交流リアクトル１１に流れるべき電流指令値
ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）：インバータ１０の交流側での電圧指令値
Ｃ_ｏ：中間コンデンサ９のキャパシタンス
ｖ_ｏ ^＊（ｔ）：ＤＣバス８の電圧指令値
ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）：ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電圧指令値
図２の（ａ）は、式（１）に対応する制御ブロック図である。

ここで、制御部１３は、電流センサ１７による検出値から高調波電流を抽出する。そして、抽出した高調波電流の逆位相電流を補償値として式（１）の右辺のｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）に用いる。
具体的には式（１）で用いる本来のｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）に代えて、以下の式（２）により補償値を加味した電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＃（ｔ）を用いることで、アクティブダンパとしての機能を付与する。
ｉ_ｉｎｖ ^＃（ｔ）＝ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＋
Ｋ_ｘ｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）｝ ・・・（２）
Ｋ_ｘ：比例ゲイン
ｉ_ｉｎｖ（ｔ）：電流センサ１７による電流検出値
図２の（ｃ）は、式（２）に対応する制御ブロック図である。

式（２）の右辺第２項の｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）｝は、インバータ１０に対する出力電流の指令値と、実際に流れる出力電流の検出値との差を高調波電流として、補償値を求めることを表している。すなわち、高調波電流成分を含まない出力電流の指令値と検出値との比較により、容易に高調波電流を求めることができる。−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）のマイナス符号は、高調波電流に対する逆位相高調波電流に近づけるべく補償値を求めることを表している。実際には応答遅れがあって、完全に逆位相ではないが、高調波電流と完全に逆位相ではなくても、位相が逆位相に近い補償用の高調波電流により、効果的に、高調波電流を抑制することができる。

すなわち、式（２）では、電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）と電流検出値ｉ_ｉｎｖ（ｔ）の差分をとり、これに比例ゲインＫ_ｘを乗じることによって、式（２）の右辺第２項に示す逆位相高調波電流を抽出する。そして、これを、インバータ１０の本来の電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）に加算して得た補償後の電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＃（ｔ）を式（１）のｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）の代わりに用いる。図２の（ｂ）の制御ブロック図は、このことを示している。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流に、逆位相高調波電流を重畳して、アクティブダンパとしての機能を付与することができる。

但し、電流検出値ｉ_ｉｎｖ（ｔ）は、検出の遅れのため、周波数が高い高調波電流に対しては正帰還となってこれを増幅させる場合がある。そこで、高調波電流の増幅を防ぐために、以下の式（３）に示すように逆位相高調波電流はローパスフィルタＦを通過させた信号を注入する。
ｉ_ｉｎｖ ^＃（ｔ）＝ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＋
Ｆ［Ｋ_ｘ｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）｝］ ・・・（３）

例えば、高調波電流に交流リアクトル１１と中間コンデンサ９との共振周波数及びその近傍の周波数を通過させるローパスフィルタ処理を施して補償値を求める。これにより、影響の大きい周波数帯域に絞って効果的に補償値を定めることができる。

なお、上記ローパスフィルタＦとしては、具体的には例えば、１次遅れのデジタルフィルタを用いることができる。
時間の関数ｘ（ｔ）を、１次遅れのデジタルフィルタに入力したときの出力をＦ［ｘ（ｔ）］で表すと、以下のようになる。

・・・（３ａ）

式（３ａ）におけるＴは、デジタル制御系の制御周期であり、ｘ（ｔ−Ｔ）は入力の１制御周期前の値である。ｒはフィルタの特性を決める定数で０から１までの範囲の値をとる。
このとき、デジタルフィルタのゲインＧ及び遮断周波数ｆは、それぞれ、以下の式（３ｂ）、（３ｃ）により、表すことができる。

・・・（３ｂ）
・・・（３ｃ）

《制御全体のアルゴリズム》
次に、上述の式（１）〜（３）を含む、最小スイッチング変換方式の電力変換装置１における制御全体のアルゴリズムを、状態平均化法による連続系の微分方程式を用いて説明する。
ここで、交流電路の電圧検出値ｖ_ａ（ｔ）としては、位相同期ループを用いて抽出した基本波成分ｖ_ａｘ（ｔ）を用いる。
ｖ_ａ（ｔ）は電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）を計算する後述の式（４）、電圧指令値ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）を計算する式（５）、インバータ１０の参照波ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）を計算する式（９）に、直接現れる。これらの演算においては、ｖ_ａ（ｔ）をｖ_ａｘ（ｔ）に置き換える。

電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊は、出力電流指令値ｉ_ａ ^＊と、交流側コンデンサ１２に流れる電流との和により求められる。交流側コンデンサ１２（キャパシタンスはＣ_ａとする。）に流れる電流は、交流電路の電圧検出値ｖ_ａの微分値にＣ_ａを乗じて求められる。時間の関数としての数式で表現すると、以下のようになる。
ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＝Ｋｉ_ａ ^＊（ｔ）＋Ｃ_ａ（ｄｖ_ａ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（４）
Ｋ：出力電流調整のための比例定数
なお、式（４）におけるｖ_ａ（ｔ）をｖ_ａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（４ａ）となる。
ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＝Ｋｉ_ａ ^＊（ｔ）＋Ｃ_ａ（ｄｖ_ａｘ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（４ａ）

電圧指令値ｖ_ｉｎｖ ^＊は、交流電路の電圧検出値ｖ_ａと、電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊の比例値と、電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊の微分値の比例値との総和で求められる。数式としては以下の式（５）のように表現される。
ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＝ｖ_ａ（ｔ）＋｛Ｒ_ｉｎｖｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＋Ｌ_ｉｎｖ（ｄｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝ ・・・（５）
Ｒ_ｉｎｖ：インバータ１０の直流抵抗
Ｌ_ｉｎｖ：インバータ１０のインダクタンス
なお、式（５）におけるｖ_ａ（ｔ）をｖ_ａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（５ａ）となる。
ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＝ｖ_ａｘ（ｔ）＋｛Ｒ_ｉｎｖｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＋Ｌ_ｉｎｖ（ｄｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝ ・・・（５ａ）

電流指令値ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）の近似値としてのｉ_ｉｎ ^**（ｔ）は、数式で表現すれば以下の式（６）となる。
ｉ_ｉｎ ^**（ｔ）≒ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）／ｖ_ｇ（ｔ） ・・・（６）
ｖ_ｇ（ｔ）：直流電源２の電圧検出値

ＤＣ／ＤＣコンバータ７についての、電圧指令値ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）を数式で表現すれば以下の式（７）となる。
ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）≒ｖ_ｇ（ｔ）−｛Ｒ_ｉｎｉ_ｉｎ ^**（ｔ）＋Ｌ_ｉｎ（ｄｉ_ｉｎ ^**（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（７）
Ｒ_ｉｎ：ＤＣ／ＤＣコンバータ７の直流抵抗
Ｌ_ｉｎ：ＤＣ／ＤＣコンバータ７のインダクタンス

ＤＣバス８の電圧指令値ｖ_ｏ ^＊（ｔ）は、比較対象の２つの電圧のうち、大きい方となる。数式で表現すれば以下の式（８ａ，８ｂ）となる。
制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の低圧側での電圧指令値ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）と、インバータ１０の交流側での電圧指令値ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）の絶対値とを、互いに常に比較している。そして、以下のように電圧指令値ｖ_ｏ ^＊（ｔ）を決定する。
|ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|＜ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）のとき、ｖ_ｏ ^＊（ｔ）＝ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）
・・・（８ａ）
|ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|≧ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）のとき、ｖ_ｏ ^＊（ｔ）＝|ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|
・・・（８ｂ）

このように、電圧指令値ｖ_ｏ ^＊（ｔ）を決定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ７と、インバータ１０とは、交互にスイッチング動作し、それぞれ、交流半サイクルの間に休止期間ができる最小スイッチング変換方式の動作となる。

そして、補償値を加味したＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉ_ｉｎ ^*（ｔ）及びインバータ１０の電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＃（ｔ）については、前述の式（１）〜（３）により決まる。

インバータ１０の電流フィードバック制御において、交流リアクトル１１に流れる電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊と、電流検出値ｉ_ｉｎｖとは、互いに比較され、その差に比例ゲインＫ_ｉｎｖを乗じたものを、交流電路の電圧ｖ_ａに加算することにより、インバータ１０を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御の参照波ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆが得られる。これを数式で表現すると、以下の式（９）となる。
ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋ_ｉｎｖ｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）｝＋ｖ_ａ（ｔ）
・・・（９）
なお、式（９）におけるｖ_ａ（ｔ）をｖ_ａｘ（ｔ）に置き換えると、以下の式（９ａ）となる。
ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋ_ｉｎｖ｛ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎｖ（ｔ）｝＋ｖ_ａｘ（ｔ）
・・・（９ａ）

ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流フィードバック制御において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の直流リアクトル７Ｌに流れる電流指令値ｉ_ｉｎ ^＊と、電流検出値ｉ_ｉｎとは、互いに比較され、その差に比例ゲインＫ_ｉｎを乗じたものを、直流電源２の電圧検出値ｖ_ｇに加算することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を駆動するためのＰＷＭ制御の参照波ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆが得られる。これを数式で表現すると、以下の式（１０）となる。
ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋ_ｉｎ｛ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）−ｉ_ｉｎ（ｔ）｝＋ｖ_ｇ（ｔ）
・・・（１０）
ｉ_ｉｎ（ｔ）：直流リアクトル７Ｌの電流検出値

インバータ１０を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートを制御する駆動信号は以下の手順で得られる。
まず、参照波ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆは、電圧指令値ｖ_ｏ ^＊で割ることにより規格化される。規格化された値は、搬送波と比較されて、スイッチングのＰＷＭパルスが生成される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を構成するスイッチング素子Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌの各ゲートを制御する駆動信号は以下の手順で得られる。
まず、参照波ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆは、電圧指令値ｖ_ｏ ^＊で割ることにより規格化される。規格化された値は、搬送波と比較されて、スイッチングのＰＷＭパルスが生成される。

《双方向性について》
なお、前述のように、直流電源２が蓄電池である場合、放電時には「電源」であり、また、充電時には「負荷」となる。充電時には、インバータ１０は交流リアクトル１１と協働して昇圧チョッパとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ７は降圧チョッパとなる。充電時の制御は、放電時の制御とは方向性が異なるだけで、制御アルゴリズムの内容は同様なものとなる。一方向性のみならず双方向性を考慮する場合、インバータ１０は、単に回路構成の点からは「フルブリッジ回路」とも言える。

《検証：比例ゲインと歪率》
次に、式（２）、（３）における比例ゲインＫ_ｘを種々の値に変化させて、そのときの交流出力電流の総合高調波歪率を検証した。ここで、交流出力電流の指令値は１０Ａｒｍｓ、出力１ｋＷとした。

まず、参考のために、電圧歪みのない交流電路に出力した場合について調べた。電圧歪みがなければ本来、アクティブダンパは必要ないが、歪みの有無に限らずアクティブダンパの影響を調査した。式（２）においてＫ_ｘが０のときはアクティブダンパを用いていない場合に相当するが、このとき電流歪率は３．１６％であった。Ｋ_ｘを大きくしていくと徐々に歪率は大きくなり、Ｋ_ｘが０．２のときに４．６５％、０．２５のときに７．５６％となった。出力電流をフーリエ解析するとＫ_ｘを大きくするに従って、２．７ｋＨｚを中心とした帯域の高調波電流が増えることがわかった。アクティブダンパを用いていないときの交流出力電流にも元々この帯域の高調波が含まれている。これはスイッチング動作期間がインバータからＤＣ／ＤＣコンバータに切替わった瞬間から電流がピークになる期間に表れる振動である。

そこで、式（２）における右辺第２項の逆位相高調波成分を、カットオフ周波数が２ｋＨｚの１次ローパスフィルタを通過させてから電流指令値ｉ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）に注入することにした。すなわち、式（３）におけるローパスフィルタＦの処理である。

図３は、高調波が重畳され、電圧歪のある交流電路と系統連系した電力変換装置において、アクティブダンパの比例ゲインＫｘを変化させた場合に、電流総合歪率がどのように変化するかを検証した結果を示すグラフである。高調波は意図的に注入したものであり、注入する高調波は中間コンデンサ（キャパシタンス：１７．６μＦ）と交流リアクトル（インダクタンス：１．２ｍＨ）の直列共振周波数である１０９５．１５Ｈｚとした。

図３の実線は、系統電圧に高調波を１．７５％注入した場合で、かつ、逆位相高調波はローパスフィルタを通過させないで注入した場合を示している。アクティブダンパを用いないときの歪率５．４３％に対しては、Ｋ_ｘが０．１５までは歪率は順調に低下して５．０２％となったが、Ｋ_ｘが０．２以上ではアクティブダンパを用いないときよりもむしろ増加した。

そこで、前述のように、逆位相高調波を２ｋＨｚの１次ローパスフィルタを通過させてからＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値に注入したところ、図３の点線に示したように、Ｋ_ｘが０．２から０．３の間で歪率は約４．８％となり、アクティブダンパを用いないときと比べて０．６ポイント低減することができた。

系統電圧に重畳する高調波の割合を増やして１０９５．１５Ｈｚ、３．４５％とすると、アクティブダンパを用いないときの電流歪率は９．５５％となった。２ｋＨｚの１次ローパスフィルを含むアクティブダンパを用いると、Ｋ_ｘが０．２で歪率は７．７５％であり、１．８ポイントの低減であった。また、Ｋ_ｘが０．４で歪率は７．１２％であり、２．４ポイントの低減となった。

図４及び図５は交流波形及び歪電流についてのシミュレーション結果の例示である。
図４においては、（ａ）が系統電圧、（ｂ）が電力変換装置から交流電路への出力電流、（ｃ）が周波数に対する電流を示している。この例では、系統電圧の歪率１．７５％、Ｋ_ｘは０で、アクティブダンパを機能させていない。このときの電流総合歪率は５．４３％であった。（ｃ）における５ｋＨｚ以下の領域で高調波が現れている。なお、２０ｋＨｚ近傍の電流はスイッチング周波数によるものである。

また、図５においては、（ａ）が系統電圧、（ｂ）が電力変換装置から交流電路への出力電流、（ｃ）が周波数に対する電流を示している。この例では、系統電圧の歪率１．７５％、Ｋ_ｘは０．３で、アクティブダンパを機能させている。このときの電流総合歪率は４．７６％であり、フィルタ及びアクティブダンパの効果が良く現れている。

《まとめ》
以上、まとめると、電力変換装置１において、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７及びインバータ１０（フルブリッジ回路）の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる「最小スイッチング方式」を実行している。インバータ１０のスイッチング動作を休止させてＤＣ／ＤＣコンバータ７にスイッチング動作を行わせる期間においては、インバータ１０を流れる電流に高調波電流が重畳される場合がある。このような場合に、制御部１３は、高調波電流を減らすための補償値を含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令値ｉ_ｉｎ ^＊を演算する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がスイッチング動作する期間内の交流電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。

このようなアクティブダンパの機能は、電力変換装置１の制御周波数（２０ｋＨｚ）よりも十分に小さな周波数の高調波に対しては有効であるが、周波数が制御周波数に近い高調波では、逆位相高調波電流の位相遅れが無視できなくなり、注入する高調波が交流出力電流の高調波に対して正帰還で作用するため出力電流の高調波は増幅されてしまう。このたびのシミュレーションでは制御周波数を２０ｋＨｚとしたが、２．７ｋＨｚの高調波はアクティブダンパによってむしろ増幅される。そこでカットオフ周波数が２ｋＨｚのローパスフィルタを組合せて、２ｋＨｚ以上の高調波に対してはアクティブダンパが働かないようにすることによって、１ｋＨｚ程度の高調波に対しては有効に働き、電流総合歪率を低減することができる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４ 負荷
５ 商用電力系統
６ 直流側コンデンサ
７ ＤＣ／ＤＣコンバータ（チョッパ回路）
７Ｌ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ（フルブリッジ回路）
１１ 交流リアクトル
１２ 交流側コンデンサ
１３ 制御部
１４ 電圧センサ
１５ 電流センサ
１６ 電圧センサ
１７ 電流センサ
１８ 電圧センサ
Ｑ_Ｈ，Ｑ_Ｌ，Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子

Claims (5)

1. 交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、
   前記直流電源とＤＣバスとの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣバスの２線間に接続された中間コンデンサと、
   前記ＤＣバスと前記交流電路の間とに設けられたフルブリッジ回路と、
   前記交流電路と前記フルブリッジ回路との間に介在する交流リアクトルと、
   交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から抽出される高調波電流を減らすための補償値を含めて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記フルブリッジ回路に対する電流指令値と、実際に流れる電流検出値との差を高調波電流として前記補償値を求める請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記高調波電流に対する逆位相高調波電流に近づけるべく前記補償値を求める請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記高調波電流に、前記交流リアクトルと前記中間コンデンサとの共振周波数及びその近傍の周波数を通過させるローパスフィルタ処理を施して前記補償値を求める請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 交流電路と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路を含み、直流から交流への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置を対象とした、電力変換装置の高調波抑制方法であって、
   交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、
   前記フルブリッジ回路のスイッチング動作を休止させて前記ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチング動作を行わせる期間において、前記フルブリッジ回路に流れる交流電流から高調波電流を抽出し、
   抽出した高調波電流を減らすための補償値を求め、
   前記補償値を含めた前記フルブリッジ回路の出力電流指令値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令値を演算する、
   電力変換装置の高調波抑制方法。