JPH07222450A - Ｄｃリンク並列共振形インバータ - Google Patents
Ｄｃリンク並列共振形インバータInfo
- Publication number
- JPH07222450A JPH07222450A JP6010435A JP1043594A JPH07222450A JP H07222450 A JPH07222450 A JP H07222450A JP 6010435 A JP6010435 A JP 6010435A JP 1043594 A JP1043594 A JP 1043594A JP H07222450 A JPH07222450 A JP H07222450A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonance
- current
- component
- circuit
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振コイルに流れる電流を応答性良く検出
し、共振スイッチを的確に制御することができるＤＣリ
ンク並列共振形インバータを得る。 【構成】 入力端子２，４間に印加される直流電圧を基
に、平滑コンデンサ１１、共振コイル１２、共振コンデ
ンサ１３及び共振スイッチ１４からなる共振回路により
インバータ回路１５に入力印加するための共振電圧波形
を生成する。共振コイル１２の両端電圧の直流成分をハ
イパスフィルタで除去したのちこれを積分することで共
振電流ＩL の交流成分を得る一方、インバータ出力電流
ＩU ，ＩV，ＩW とインバータスイッチングパターンと
により算出した入力電流Ｉinからハイパスフィルタで直
流成分を除去することで入力電流Ｉinの交流成分を得
る。そして、得られたコイル電流ＩL の交流成分と入力
電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるように共振ス
イッチ１４をオンオフ制御することにより、共振電圧波
形を安定化する。
し、共振スイッチを的確に制御することができるＤＣリ
ンク並列共振形インバータを得る。 【構成】 入力端子２，４間に印加される直流電圧を基
に、平滑コンデンサ１１、共振コイル１２、共振コンデ
ンサ１３及び共振スイッチ１４からなる共振回路により
インバータ回路１５に入力印加するための共振電圧波形
を生成する。共振コイル１２の両端電圧の直流成分をハ
イパスフィルタで除去したのちこれを積分することで共
振電流ＩL の交流成分を得る一方、インバータ出力電流
ＩU ，ＩV，ＩW とインバータスイッチングパターンと
により算出した入力電流Ｉinからハイパスフィルタで直
流成分を除去することで入力電流Ｉinの交流成分を得
る。そして、得られたコイル電流ＩL の交流成分と入力
電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるように共振ス
イッチ１４をオンオフ制御することにより、共振電圧波
形を安定化する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ回路に係わ
り、例えば電気自動車等に用いられるＤＣリンク並列共
振形インバータに関する。
り、例えば電気自動車等に用いられるＤＣリンク並列共
振形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電圧を交流電圧に変換するためのイ
ンバータが様々な分野で実用されている。通常のインバ
ータは、入力電圧として直流電圧をそのまま用い、電圧
印加状態でスイッチングを行うため、ハードスイッチン
グ方式とも呼ばれるが、一般にスイッチングの対象とな
る電流は数百アンペア程度と大電流であるため、スイッ
チング時に数ＭＨｚのノイズが発生し、例えば電気自動
車のモータに用いる場合にはラジオの受信にも悪影響を
及ぼすことが多い。また、スイッチングにおけるスイッ
チング素子自体の電力損失も多くなり、発熱の問題もあ
る。
ンバータが様々な分野で実用されている。通常のインバ
ータは、入力電圧として直流電圧をそのまま用い、電圧
印加状態でスイッチングを行うため、ハードスイッチン
グ方式とも呼ばれるが、一般にスイッチングの対象とな
る電流は数百アンペア程度と大電流であるため、スイッ
チング時に数ＭＨｚのノイズが発生し、例えば電気自動
車のモータに用いる場合にはラジオの受信にも悪影響を
及ぼすことが多い。また、スイッチングにおけるスイッ
チング素子自体の電力損失も多くなり、発熱の問題もあ
る。
【０００３】このような問題を解決すべく改良されたイ
ンバータとして、いわゆるＤＣリンク並列共振形インバ
ータが知られている。このＤＣリンク並列共振形インバ
ータでは、入力電圧として、直流電圧そのものではなく
図７に示すような共振波形を用いる。この図で、縦軸は
スイッチング素子に印加されるコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCE及びコレクタ電流ＩC を示し、横軸は時間ｔを示
す。
ンバータとして、いわゆるＤＣリンク並列共振形インバ
ータが知られている。このＤＣリンク並列共振形インバ
ータでは、入力電圧として、直流電圧そのものではなく
図７に示すような共振波形を用いる。この図で、縦軸は
スイッチング素子に印加されるコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCE及びコレクタ電流ＩC を示し、横軸は時間ｔを示
す。
【０００４】この図に示すように、ＶCEがゼロの期間ａ
においてのみコレクタ電流ＩC を切り換えるようにする
ことにより、上記した２つの問題、すなわちノイズ及び
発熱の問題が解消される。この方式は、スイッチング素
子のスイッチングを入力電圧がゼロの期間でのみ行うこ
とから、ソフトスイッチング方式とも呼ばれる。以下、
この方式について簡単に説明する。
においてのみコレクタ電流ＩC を切り換えるようにする
ことにより、上記した２つの問題、すなわちノイズ及び
発熱の問題が解消される。この方式は、スイッチング素
子のスイッチングを入力電圧がゼロの期間でのみ行うこ
とから、ソフトスイッチング方式とも呼ばれる。以下、
この方式について簡単に説明する。
【０００５】図１は一般的なＤＣリンク並列共振形イン
バータの概略構成を表したものである。
バータの概略構成を表したものである。
【０００６】これは、入力端子２及び４に印加された直
流電圧Ｖinを、平滑コンデンサ１１、共振コイル１２、
共振コンデンサ１３及び共振スイッチ１４のオンオフに
よって図２（ａ）に示すような共振電圧ＶC に変調し、
インバータ回路１５に入力する構成である。インバータ
回路１５内には、モータ１６を駆動する交流電流ＩU，
ＩV ，ＩW に対応して３組のスイッチング素子が設けら
れている（図では１組のみ図示）。共振スイッチ１４の
制御及びインバータ回路１５のスイッチング素子の制御
はコントローラ１７により行われる。すなわち、インバ
ータ回路１５内の各スイッチング素子がコントローラ１
７の制御の基にオンオフされ、３相交流電流ＩU ，
ＩV ，ＩW が出力されるようになっている。
流電圧Ｖinを、平滑コンデンサ１１、共振コイル１２、
共振コンデンサ１３及び共振スイッチ１４のオンオフに
よって図２（ａ）に示すような共振電圧ＶC に変調し、
インバータ回路１５に入力する構成である。インバータ
回路１５内には、モータ１６を駆動する交流電流ＩU，
ＩV ，ＩW に対応して３組のスイッチング素子が設けら
れている（図では１組のみ図示）。共振スイッチ１４の
制御及びインバータ回路１５のスイッチング素子の制御
はコントローラ１７により行われる。すなわち、インバ
ータ回路１５内の各スイッチング素子がコントローラ１
７の制御の基にオンオフされ、３相交流電流ＩU ，
ＩV ，ＩW が出力されるようになっている。
【０００７】この図で、共振コイル１２には図２（ｂ）
に示すような波形のコイル電流ＩLが流れるが、この共
振動作を維持するには、共振スイッチ１４を共振電圧Ｖ
C ＝０でオンし、（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF となったとこ
ろでオフするように制御する必要がある。ここでＩinは
インバータ回路１５に流れ込む電流であり、ＩOFF は一
定値である。なお、この図では、説明を簡単にするた
め、Ｉin＝０として表している。
に示すような波形のコイル電流ＩLが流れるが、この共
振動作を維持するには、共振スイッチ１４を共振電圧Ｖ
C ＝０でオンし、（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF となったとこ
ろでオフするように制御する必要がある。ここでＩinは
インバータ回路１５に流れ込む電流であり、ＩOFF は一
定値である。なお、この図では、説明を簡単にするた
め、Ｉin＝０として表している。
【０００８】この回路の動作は、おおよそ以下の通りで
ある。
ある。
【０００９】ＶC ＝０の期間Ｂにおいて共振スイッチ１
４をオン（閉）すると、コイル電流ＩL は直線状に増加
する。そして、コイル電流ＩL と入力電流Ｉinとの差
（ＩL−Ｉin）が一定の値ＩOFF となったところで共振
スイッチ１４をオフ（開）するとＬＣ共振回路による共
振が期間Ａにおいて行われる。しかし、このままでは共
振コイル１２等の抵抗分により共振波形が順次減衰して
いくため、一定のタイミング、すなわちＶC ＝０のタイ
ミングで再び共振スイッチ１４をオンさせて電流を共振
回路内に供給してやる必要がある。従って、共振を開始
させるタイミング、すなわち（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF と
なるタイミングが重要であり、このためには、コイル電
流ＩL 及び入力電流Ｉinを正確に検出する必要がある。
４をオン（閉）すると、コイル電流ＩL は直線状に増加
する。そして、コイル電流ＩL と入力電流Ｉinとの差
（ＩL−Ｉin）が一定の値ＩOFF となったところで共振
スイッチ１４をオフ（開）するとＬＣ共振回路による共
振が期間Ａにおいて行われる。しかし、このままでは共
振コイル１２等の抵抗分により共振波形が順次減衰して
いくため、一定のタイミング、すなわちＶC ＝０のタイ
ミングで再び共振スイッチ１４をオンさせて電流を共振
回路内に供給してやる必要がある。従って、共振を開始
させるタイミング、すなわち（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF と
なるタイミングが重要であり、このためには、コイル電
流ＩL 及び入力電流Ｉinを正確に検出する必要がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このようなコイル電流
ＩL 及び入力電流Ｉinは、ＤＣ成分を含んでいるので、
これらを検出するためにホール効果を利用した電流セン
サを用いる方法が考えられる。このようなホール効果を
利用した電流センサでは、通常、電流によって生じた磁
束密度を高めるために電磁鋼板やアモルファス等からな
るコアが用いられることが多い。
ＩL 及び入力電流Ｉinは、ＤＣ成分を含んでいるので、
これらを検出するためにホール効果を利用した電流セン
サを用いる方法が考えられる。このようなホール効果を
利用した電流センサでは、通常、電流によって生じた磁
束密度を高めるために電磁鋼板やアモルファス等からな
るコアが用いられることが多い。
【００１１】ところで、ＤＣリンク並列共振形インバー
タにおいては、共振周波数が数十ＫＨｚに設定されるこ
とから、電流検出の応答性としても数十ＫＨｚ以上の特
性が要求される。
タにおいては、共振周波数が数十ＫＨｚに設定されるこ
とから、電流検出の応答性としても数十ＫＨｚ以上の特
性が要求される。
【００１２】しかしながら、上記したホールセンサでは
コアの応答遅れがあるため、上記した周波数に対して検
出応答特性が十分ではない。また、コアの鉄損によりセ
ンサ自体が高周波誘導に伴う発熱を生じ、特に電磁鋼板
を用いたものでは、破損に至る場合もある。
コアの応答遅れがあるため、上記した周波数に対して検
出応答特性が十分ではない。また、コアの鉄損によりセ
ンサ自体が高周波誘導に伴う発熱を生じ、特に電磁鋼板
を用いたものでは、破損に至る場合もある。
【００１３】この発明は、かかる課題を解決するために
なされたもので、共振コイルに流れる電流を応答性良く
検出し、共振スイッチを的確に制御することができるＤ
Ｃリンク並列共振形インバータを得ることを目的とす
る。
なされたもので、共振コイルに流れる電流を応答性良く
検出し、共振スイッチを的確に制御することができるＤ
Ｃリンク並列共振形インバータを得ることを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明に係るＤＣリン
ク並列共振形インバータは、直流電圧が印加される一対
の入力端子と、共振コイルと共振コンデンサと共振スイ
ッチとから構成され前記入力端子に印加された直流電圧
を基に所定周波数の共振電圧波形を生成する共振回路
と、前記共振電圧波形が印加される複数のスイッチング
素子から構成され該共振電圧波形がゼロの期間において
該スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングす
ることにより前記共振コイルを流れる共振電流ＩL の一
部を入力電流Ｉinとして３相交流のインバータ出力電流
ＩU ，ＩV ，ＩW に変換するインバータ回路と、を備え
たＤＣリンク並列共振形インバータであって、前記共振
コイルの両端電圧から直流成分を除去する第１のハイパ
スフィルタと、この第１のハイパスフィルタの出力を積
分して前記共振電流ＩL の交流成分を出力する積分回路
と、前記インバータ出力電流のうちの任意の２つの相の
電流を検出する検出センサと、検出された２つの相のイ
ンバータ出力電流と前記所定のスイッチングパターンを
示す情報とを基に前記入力電流Ｉinを算出する演算回路
と、前記第１のハイパスフィルタと同一のカットオフ周
波数特性を有し前記演算回路の出力から直流成分を除去
して入力電流Ｉinの交流成分を出力する第２のハイパス
フィルタと、前記積分回路から出力された共振電流ＩL
の交流成分と前記第２のハイパスフィルタから出力され
た入力電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるように
前記共振スイッチのオンオフを制御するスイッチング制
御回路と、を具備することを特徴とするものである。
ク並列共振形インバータは、直流電圧が印加される一対
の入力端子と、共振コイルと共振コンデンサと共振スイ
ッチとから構成され前記入力端子に印加された直流電圧
を基に所定周波数の共振電圧波形を生成する共振回路
と、前記共振電圧波形が印加される複数のスイッチング
素子から構成され該共振電圧波形がゼロの期間において
該スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングす
ることにより前記共振コイルを流れる共振電流ＩL の一
部を入力電流Ｉinとして３相交流のインバータ出力電流
ＩU ，ＩV ，ＩW に変換するインバータ回路と、を備え
たＤＣリンク並列共振形インバータであって、前記共振
コイルの両端電圧から直流成分を除去する第１のハイパ
スフィルタと、この第１のハイパスフィルタの出力を積
分して前記共振電流ＩL の交流成分を出力する積分回路
と、前記インバータ出力電流のうちの任意の２つの相の
電流を検出する検出センサと、検出された２つの相のイ
ンバータ出力電流と前記所定のスイッチングパターンを
示す情報とを基に前記入力電流Ｉinを算出する演算回路
と、前記第１のハイパスフィルタと同一のカットオフ周
波数特性を有し前記演算回路の出力から直流成分を除去
して入力電流Ｉinの交流成分を出力する第２のハイパス
フィルタと、前記積分回路から出力された共振電流ＩL
の交流成分と前記第２のハイパスフィルタから出力され
た入力電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるように
前記共振スイッチのオンオフを制御するスイッチング制
御回路と、を具備することを特徴とするものである。
【００１５】
【作用】この発明では、共振コイルの両端電圧の直流成
分を除去したのちこれを積分することで共振電流ＩL の
交流成分が得られる一方、インバータ出力電流とスイッ
チングパターンとから演算により算出した入力電流Ｉin
から直流成分を除去することで入力電流Ｉinの交流成分
が得られる。そして、得られたコイル電流ＩL の交流成
分と入力電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるよう
共振スイッチを制御することにより、安定した共振電圧
波形が得られる。
分を除去したのちこれを積分することで共振電流ＩL の
交流成分が得られる一方、インバータ出力電流とスイッ
チングパターンとから演算により算出した入力電流Ｉin
から直流成分を除去することで入力電流Ｉinの交流成分
が得られる。そして、得られたコイル電流ＩL の交流成
分と入力電流Ｉinの交流成分との差が一定値となるよう
共振スイッチを制御することにより、安定した共振電圧
波形が得られる。
【００１６】すなわち、この発明では、共振電流ＩL と
入力電流Ｉinに同一の直流成分が含まれていること、及
び両電流の差のみが制御に関係することに鑑み、直流成
分を含めた絶対値の検出をすることなく、それぞれの交
流成分のみを求め、その差をとることで所期の目的を達
成している。
入力電流Ｉinに同一の直流成分が含まれていること、及
び両電流の差のみが制御に関係することに鑑み、直流成
分を含めた絶対値の検出をすることなく、それぞれの交
流成分のみを求め、その差をとることで所期の目的を達
成している。
【００１７】
【実施例】以下図面に基づき本発明を詳細に説明する。
【００１８】図１は本発明の一実施例におけるＤＣリン
ク並列共振形インバータの概略構成を表したものであ
り、従来例（図８）と同一部分には同一の符号を付し、
適宜説明を省略する。
ク並列共振形インバータの概略構成を表したものであ
り、従来例（図８）と同一部分には同一の符号を付し、
適宜説明を省略する。
【００１９】本回路は、入力端子２及び４に印加された
直流電圧Ｖinを、平滑コンデンサ１１、共振コイル１
２、共振コンデンサ１３及び共振スイッチ１４のオンオ
フによって図２（ａ）に示すような共振電圧ＶC に変調
し、インバータ回路１５に入力する構成である。インバ
ータ回路１５内には、モータ１６を駆動する交流電流Ｉ
U ，ＩV ，ＩW に対応して３組のスイッチング素子が設
けられている（図では１組のみ図示）。
直流電圧Ｖinを、平滑コンデンサ１１、共振コイル１
２、共振コンデンサ１３及び共振スイッチ１４のオンオ
フによって図２（ａ）に示すような共振電圧ＶC に変調
し、インバータ回路１５に入力する構成である。インバ
ータ回路１５内には、モータ１６を駆動する交流電流Ｉ
U ，ＩV ，ＩW に対応して３組のスイッチング素子が設
けられている（図では１組のみ図示）。
【００２０】共振スイッチ１４の制御及びインバータ回
路１５のスイッチング素子の制御はコントローラ１７に
より行われる。すなわち、インバータ回路１５内の各ス
イッチング素子がコントローラ１７の制御の基にオンオ
フされ、３相交流電流ＩU ，ＩV ，ＩW が出力されるよ
うになっている。
路１５のスイッチング素子の制御はコントローラ１７に
より行われる。すなわち、インバータ回路１５内の各ス
イッチング素子がコントローラ１７の制御の基にオンオ
フされ、３相交流電流ＩU ，ＩV ，ＩW が出力されるよ
うになっている。
【００２１】この図で、共振コイル１２には図２（ｂ）
に示すような波形のコイル電流ＩLが流れるが、この共
振動作を維持するには、共振スイッチ１４を共振電圧Ｖ
C ＝０でオンし、（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF となったとこ
ろでオフするように制御する必要がある。ここでＩinは
インバータ回路１５に流れ込む電流であり、ＩOFF は一
定値である。なお、この図では、説明を簡単にするた
め、Ｉin＝０として表している。
に示すような波形のコイル電流ＩLが流れるが、この共
振動作を維持するには、共振スイッチ１４を共振電圧Ｖ
C ＝０でオンし、（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF となったとこ
ろでオフするように制御する必要がある。ここでＩinは
インバータ回路１５に流れ込む電流であり、ＩOFF は一
定値である。なお、この図では、説明を簡単にするた
め、Ｉin＝０として表している。
【００２２】この回路は、おおよそ以下の通り動作す
る。
る。
【００２３】ＶC ＝０の期間Ｂにおいて共振スイッチ１
４をオン（閉）すると、コイル電流ＩL は直線状に増加
する。そして、コイル電流ＩL と入力電流Ｉinとの差
（ＩL−Ｉin）が一定の値ＩOFF となったところで共振
スイッチ１４をオフ（開）するとＬＣ共振回路による共
振が期間Ａにおいて行われる。しかし、このままでは共
振コイル１２等の抵抗分により共振波形が順次減衰して
いくため、一定のタイミング、すなわちＶC ＝０のタイ
ミングで再び共振スイッチ１４をオンさせて電流を共振
回路内に供給してやる必要がある。従って、共振を開始
させるタイミング、すなわち（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF と
なるタイミングが重要であり、このためには、コイル電
流ＩL 及び入力電流Ｉinを正確に検出する必要がある。
４をオン（閉）すると、コイル電流ＩL は直線状に増加
する。そして、コイル電流ＩL と入力電流Ｉinとの差
（ＩL−Ｉin）が一定の値ＩOFF となったところで共振
スイッチ１４をオフ（開）するとＬＣ共振回路による共
振が期間Ａにおいて行われる。しかし、このままでは共
振コイル１２等の抵抗分により共振波形が順次減衰して
いくため、一定のタイミング、すなわちＶC ＝０のタイ
ミングで再び共振スイッチ１４をオンさせて電流を共振
回路内に供給してやる必要がある。従って、共振を開始
させるタイミング、すなわち（ＩL −Ｉin）＝ＩOFF と
なるタイミングが重要であり、このためには、コイル電
流ＩL 及び入力電流Ｉinを正確に検出する必要がある。
【００２４】このように、本回路の基本的構成及び動作
は図８の回路とほぼ同様であるが、本回路の特徴とする
ところは、従来例で説明したようなコイル電流ＩL 及び
入力電流Ｉinを検出するためのホールセンサを使用しな
い。本実施例では、共振スイッチ１４を制御するのに必
要な情報は、共振コイル１２を流れるコイル電流ＩLと
インバータ回路１５に流れ込む入力電流Ｉinとの差（Ｉ
L −Ｉin）であることに着目して、コイル電流ＩL 及び
入力電流Ｉinの絶対値を検出することをせず、両電流の
交流成分のみを検出してその差を求め、これを所定値Ｉ
OFF と比較することにより共振スイッチ１４のオフタイ
ミング制御を行うこととしている。以下、この点を詳細
に考察する。
は図８の回路とほぼ同様であるが、本回路の特徴とする
ところは、従来例で説明したようなコイル電流ＩL 及び
入力電流Ｉinを検出するためのホールセンサを使用しな
い。本実施例では、共振スイッチ１４を制御するのに必
要な情報は、共振コイル１２を流れるコイル電流ＩLと
インバータ回路１５に流れ込む入力電流Ｉinとの差（Ｉ
L −Ｉin）であることに着目して、コイル電流ＩL 及び
入力電流Ｉinの絶対値を検出することをせず、両電流の
交流成分のみを検出してその差を求め、これを所定値Ｉ
OFF と比較することにより共振スイッチ１４のオフタイ
ミング制御を行うこととしている。以下、この点を詳細
に考察する。
【００２５】いま、ＩL とＩinの周波数成分について考
えると、Ｉinは、インバータ回路１５に流れ込む直流電
流成分にインバータ回路１５内の各スイッチング素子の
スイッチングパターン（切換の組合せ）によって生ずる
数十ＫＨｚの高周波成分が重畳したものである。
えると、Ｉinは、インバータ回路１５に流れ込む直流電
流成分にインバータ回路１５内の各スイッチング素子の
スイッチングパターン（切換の組合せ）によって生ずる
数十ＫＨｚの高周波成分が重畳したものである。
【００２６】一方、ＩL は、Ｉinに更に、共振回路によ
って生ずる数十ＫＨｚの共振電流が重畳したものであ
る。従って、ＩL とＩinには共通の直流成分と数十ＫＨ
ｚの交流成分のみが含まれていることとなる。上記のよ
うに、共振スイッチ１４の制御に必要な情報は（ＩL −
Ｉin）であるので、ＩL 及びＩinのいずれについても直
流成分を知る必要がない。従って、両者の絶対値を知る
必要はなく、それぞれについての交流成分のみを検出し
て差を求めれば足りることとなる。
って生ずる数十ＫＨｚの共振電流が重畳したものであ
る。従って、ＩL とＩinには共通の直流成分と数十ＫＨ
ｚの交流成分のみが含まれていることとなる。上記のよ
うに、共振スイッチ１４の制御に必要な情報は（ＩL −
Ｉin）であるので、ＩL 及びＩinのいずれについても直
流成分を知る必要がない。従って、両者の絶対値を知る
必要はなく、それぞれについての交流成分のみを検出し
て差を求めれば足りることとなる。
【００２７】図３は、このような制御を行うためのコン
トローラ１７の要部をブロック化して表したものであ
る。まず、共振コイル１２の両端電圧ＶL の直流積分を
所定のカットオフ周波数（ｆ0 ）特性を有するハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）２１に入力して直流成分を除去した
のち、積分回路２２により積分してコイル電流ＩL の交
流成分〔ＩL 〕ACを取り出す。
トローラ１７の要部をブロック化して表したものであ
る。まず、共振コイル１２の両端電圧ＶL の直流積分を
所定のカットオフ周波数（ｆ0 ）特性を有するハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）２１に入力して直流成分を除去した
のち、積分回路２２により積分してコイル電流ＩL の交
流成分〔ＩL 〕ACを取り出す。
【００２８】ＨＰＦ２１及び積分回路２２は、例えば図
４に示すように、演算増幅器３１，３２、抵抗Ｒ1 〜Ｒ
6 、コンデンサＣからなる回路で実現することができ
る。
４に示すように、演算増幅器３１，３２、抵抗Ｒ1 〜Ｒ
6 、コンデンサＣからなる回路で実現することができ
る。
【００２９】一方、Ｉinは次のようにして求める。すな
わち、インバータ回路１５の３相出力電流のうちの任意
の２つ（例えば、ＩU とＩW ）を一般的な電流センサで
検出し、これを基にインバータ回路１５内のスイッチン
グ素子のスイッチングパターンからＩinを演算回路２３
により算出するのである。スイッチングパターンは、例
えばメモリ２７に格納しておく。そして、演算回路２３
の出力を上記のＨＰＦ２１と同一特性のＨＰＦ２４を通
して直流積分を除去する。これにより、入力電流Ｉinの
交流成分〔Ｉin〕ACが求められる。
わち、インバータ回路１５の３相出力電流のうちの任意
の２つ（例えば、ＩU とＩW ）を一般的な電流センサで
検出し、これを基にインバータ回路１５内のスイッチン
グ素子のスイッチングパターンからＩinを演算回路２３
により算出するのである。スイッチングパターンは、例
えばメモリ２７に格納しておく。そして、演算回路２３
の出力を上記のＨＰＦ２１と同一特性のＨＰＦ２４を通
して直流積分を除去する。これにより、入力電流Ｉinの
交流成分〔Ｉin〕ACが求められる。
【００３０】なお、インバータ回路１５の３相出力電流
の周波数は数百Ｈｚ程度と低周波数であるため、例えば
ホール素子センサ等の一般的な電流センサを用いること
ができる。
の周波数は数百Ｈｚ程度と低周波数であるため、例えば
ホール素子センサ等の一般的な電流センサを用いること
ができる。
【００３１】Ｉinの演算は、具体的には次のように行
う。いま、インバータ回路１５内には、図５に示すよう
に、各出力交流電流ＩU ，ＩV ，ＩW に対応してそれぞ
れスイッチング素子４１−１と４１−２の組、４２−１
と４２−２の組、及び４３−１と４３−２の組が配置さ
れているものとする。ここで、スイッチング素子４１−
１をオンし４１−２をオフする場合を状態“１”で示
し、スイッチング素子４１−１をオフし４１−２をオン
する場合を状態“０”で示す。他のスイッチング素子の
オンオフパターンについても同様とする。この約束によ
れば、これらのスイッチング素子のスイッチングの組合
せには、図６に示すような８つのパターンがある。
う。いま、インバータ回路１５内には、図５に示すよう
に、各出力交流電流ＩU ，ＩV ，ＩW に対応してそれぞ
れスイッチング素子４１−１と４１−２の組、４２−１
と４２−２の組、及び４３−１と４３−２の組が配置さ
れているものとする。ここで、スイッチング素子４１−
１をオンし４１−２をオフする場合を状態“１”で示
し、スイッチング素子４１−１をオフし４１−２をオン
する場合を状態“０”で示す。他のスイッチング素子の
オンオフパターンについても同様とする。この約束によ
れば、これらのスイッチング素子のスイッチングの組合
せには、図６に示すような８つのパターンがある。
【００３２】例えば、（１，１，０）のパターンを考え
ると、入力電流Ｉinは次の（１）式で与えられる。
ると、入力電流Ｉinは次の（１）式で与えられる。
【００３３】Ｉin＝ＩU ＋ＩV −ＩW ……（１） また、（１，０，１）のパターンでは次の（２）式とな
る。
る。
【００３４】Ｉin＝ＩU −ＩV ＋ＩW ……（２） その他のパターンのパターンも同様である。
【００３５】ここに、ＩU ，ＩV ，ＩW の間には次の
（３）式の関係が成り立つ。
（３）式の関係が成り立つ。
【００３６】ＩU ＋ＩV ＋ＩW ＝０ ……（３） 従って、３つの電流のうち任意の２つを知れば他の１つ
も求められ、これにより（１），（２）式等から入力電
流Ｉinが算出されることとなる。
も求められ、これにより（１），（２）式等から入力電
流Ｉinが算出されることとなる。
【００３７】なお、スイッチング素子としては例えばＧ
ＴＯ（ゲートターンオフ）素子等が使用可能である。
ＴＯ（ゲートターンオフ）素子等が使用可能である。
【００３８】こうして求めたコイル電流ＩL の交流成分
〔ＩL 〕ACと入力電流Ｉinの交流成分〔Ｉin〕ACを減算
器２５に入力して差をとり、その結果を比較器２６で所
定の基準値２８すなわちＩOFF と比較し、その比較結果
を共振スイッチ制御信号として共振スイッチ１４のオン
オフを制御する。
〔ＩL 〕ACと入力電流Ｉinの交流成分〔Ｉin〕ACを減算
器２５に入力して差をとり、その結果を比較器２６で所
定の基準値２８すなわちＩOFF と比較し、その比較結果
を共振スイッチ制御信号として共振スイッチ１４のオン
オフを制御する。
【００３９】このように、本実施例では、コイル電流Ｉ
L 及び入力電流Ｉinの直流成分を含めた絶対値を求める
ことの困難性をうまく回避しつつ、制御に必要な情報で
ある（ＩL −Ｉin）のみを比較的簡単な構成で求めるこ
とができる。
L 及び入力電流Ｉinの直流成分を含めた絶対値を求める
ことの困難性をうまく回避しつつ、制御に必要な情報で
ある（ＩL −Ｉin）のみを比較的簡単な構成で求めるこ
とができる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るＤＣ
リンク並列共振形インバータによれば、共振電流ＩL と
入力電流Ｉinに同一の直流成分が含まれていること、及
び両電流の差のみが制御に関係することに着目し、直流
成分を含めた絶対値の検出をすることなく、それぞれの
交流成分のみを求め、その差が一定値となるよう共振ス
イッチを制御することとしたので、ホール素子センサ等
の特別な素子を用いた場合に生ずる検出応答性の悪さと
発熱という問題を効果的に回避しつつ所期の目的を達成
することができる。すなわち、共振コイルに流れる電流
を応答性良く検出して共振スイッチを的確に制御するこ
とにより、インバータ回路に印加するための安定した共
振電圧波形を得ることができる。
リンク並列共振形インバータによれば、共振電流ＩL と
入力電流Ｉinに同一の直流成分が含まれていること、及
び両電流の差のみが制御に関係することに着目し、直流
成分を含めた絶対値の検出をすることなく、それぞれの
交流成分のみを求め、その差が一定値となるよう共振ス
イッチを制御することとしたので、ホール素子センサ等
の特別な素子を用いた場合に生ずる検出応答性の悪さと
発熱という問題を効果的に回避しつつ所期の目的を達成
することができる。すなわち、共振コイルに流れる電流
を応答性良く検出して共振スイッチを的確に制御するこ
とにより、インバータ回路に印加するための安定した共
振電圧波形を得ることができる。
【図１】本発明の一実施例におけるＤＣリンク並列共振
形インバータの全体構成を示すブロック図である。
形インバータの全体構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＣリンク並列共振形インバータの動作
を示す図である。
を示す図である。
【図３】図１のＤＣリンク並列共振形インバータのコン
トローラの要部を示す概略構成図である。
トローラの要部を示す概略構成図である。
【図４】図３におけるＨＰＦ２１及び積分回路２２の具
体例を示す回路図である。
体例を示す回路図である。
【図５】図１におけるインバータ回路１５の具体例を詳
細に示す回路図である。
細に示す回路図である。
【図６】インバータ回路のスイッチパターンを示す図で
ある。
ある。
【図７】一般のＤＣリンク並列共振形インバータの基本
的動作を示す図である。
的動作を示す図である。
【図８】従来のＤＣリンク並列共振形インバータを示す
ブロック図である。
ブロック図である。
２，４ 入力端子 １１ 平滑コンデンサ １２ 共振コイル １３ 共振コンデンサ １４ 共振スイッチ １５ インバータ回路 １６ モータ １７ コントローラ ２１，２４ ハイパスフィルタ ２２ 積分回路 ２３ 演算回路 ２５ 減算器 ２６ 比較器 ４１−１，４１−２ スイッチング素子（ＩU 用） ４２−１，４２−２ スイッチング素子（ＩV 用） ４３−１，４３−２ スイッチング素子（ＩW 用）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 Ｃ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電圧が印加される一対の入力端子
と、 共振コイルと共振コンデンサと共振スイッチとから構成
され、前記入力端子に印加された直流電圧を基に所定周
波数の共振電圧波形を生成する共振回路と、 前記共振電圧波形が印加される複数のスイッチング素子
から構成され、該共振電圧波形がゼロの期間において該
スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングする
ことにより、前記共振コイルを流れる共振電流ＩL の一
部を入力電流Ｉinとして３相交流のインバータ出力電流
ＩU ，ＩV ，ＩW に変換するインバータ回路と、 を備えたＤＣリンク並列共振形インバータであって、 前記共振コイルの両端電圧から直流成分を除去する第１
のハイパスフィルタと、 この第１のハイパスフィルタの出力を積分して前記共振
電流ＩL の交流成分を出力する積分回路と、 前記インバータ出力電流のうちの任意の２つの相の電流
を検出する検出センサと、 検出された２つの相のインバータ出力電流と前記所定の
スイッチングパターンを示す情報とを基に、前記入力電
流Ｉinを算出する演算回路と、 前記第１のハイパスフィルタと同一のカットオフ周波数
特性を有し、前記演算回路の出力から直流成分を除去し
て入力電流Ｉinの交流成分を出力する第２のハイパスフ
ィルタと、 前記積分回路から出力された共振電流ＩL の交流成分と
前記第２のハイパスフィルタから出力された入力電流Ｉ
inの交流成分との差が一定値となるように前記共振スイ
ッチのオンオフを制御するスイッチング制御回路と、 を具備することを特徴とするＤＣリンク並列共振形イン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010435A JPH07222450A (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | Ｄｃリンク並列共振形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010435A JPH07222450A (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | Ｄｃリンク並列共振形インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222450A true JPH07222450A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=11750090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6010435A Pending JPH07222450A (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | Ｄｃリンク並列共振形インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07222450A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6960904B2 (en) | 2003-03-28 | 2005-11-01 | Tdk Corporation | Switching power supply controller and switching power supply |
| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| WO2013094871A1 (ko) * | 2011-12-23 | 2013-06-27 | 명지대학교 산학협력단 | 전기 차량용 배터리 충전 장치 |
| JP2014121200A (ja) * | 2012-12-18 | 2014-06-30 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
-
1994
- 1994-02-01 JP JP6010435A patent/JPH07222450A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| US6960904B2 (en) | 2003-03-28 | 2005-11-01 | Tdk Corporation | Switching power supply controller and switching power supply |
| WO2013094871A1 (ko) * | 2011-12-23 | 2013-06-27 | 명지대학교 산학협력단 | 전기 차량용 배터리 충전 장치 |
| KR101288230B1 (ko) * | 2011-12-23 | 2013-07-24 | 명지대학교 산학협력단 | 전기 차량용 배터리 충전 장치 |
| US9481257B2 (en) | 2011-12-23 | 2016-11-01 | Myongji University Industry And Academia Cooperation Foundation | Battery charging device for an electric vehicle |
| JP2014121200A (ja) * | 2012-12-18 | 2014-06-30 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0361389B1 (en) | Dc/ac power converting apparatus including dc component remover | |
| JPH0819263A (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置 | |
| JPH08331850A (ja) | 電源装置 | |
| JPH07222450A (ja) | Ｄｃリンク並列共振形インバータ | |
| Williams et al. | Steady-state control of an induction motor by estimation of stator flux magnitude | |
| JPH0634577B2 (ja) | 電源装置 | |
| Feroura et al. | Sensorless field oriented control of current source inverter fed induction motor drive | |
| Macan et al. | Output DC voltage elimination in PWM converters for railway applications | |
| JP3638030B2 (ja) | 定数測定設定機能付きインバ−タの制御方法 | |
| KR100219851B1 (ko) | 인버터의 전류제어장치 | |
| JPH08126347A (ja) | インバータおよびそれを用いた太陽光発電システム | |
| Blasko | A model of chopper-controlled DC series motor | |
| JPH10106738A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JP2002095264A (ja) | Ｐｗｍインバータ | |
| JP2004320853A (ja) | 電力変換装置 | |
| Rocha et al. | Speed and Position Observer for Non-sinusoidal PMSM Based on a PSD+ PLL Structure | |
| JP2002247855A (ja) | 交流電圧調整装置 | |
| JPS63240391A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| Lee et al. | Decoupling Control of Paralleled Single-Phase GTO PWM Converters for Electric Traction Drives | |
| JPH02231993A (ja) | 可変速駆動装置 | |
| JPH08340679A (ja) | 高周波変圧器の偏磁防止回路 | |
| JP3638700B2 (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| JPH04222464A (ja) | Ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JP3203473B2 (ja) | 節電装置 | |
| JPS633112Y2 (ja) |