CN103872898A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

提供一种电力变换装置。在对DC-DC变换装置的输入侧LC滤波器中产生的电振动进行抑制的倾卸控制中，有时针对输入电压变动无法得到充分的控制响应，无法有效地抑制电振动。作为DC-DC变换装置的控制装置，具备：减法器，其检测第一滤波电容器电压及直流电源的电压，并从该滤波电容器电压中减去直流电源电压；和高通滤波器，其针对该减法器的运算结果而切断直流分量，并且使交流分量的相位移位之后输出倾卸控制量；通过将该倾卸控制量相加到DC-DC变换装置的电压指令上，从而抑制在DC-DC变换装置的输入侧LC滤波器中产生的电振动。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及经由架设线或者第三线路获取直流电力的轨道车辆的电力变换装置，尤其是涉及用于直流电压的稳定化的倾卸(dumping)控制。

背景技术

在轨道车辆中，例如作为代表辅助电源装置、二次电池及双电层电容器的蓄电装置的控制装置，广泛使用DC-DC变换装置。为了对从直流架设线经由受电弓(pantograph)输入的直流电压进行升压或者降压、针对以受电弓离线(pantograph bounce)为代表的架设线变动稳定地控制输出电压、通过在DC-DC变换装置中组装绝缘变压器来使输入侧的电路和输出侧的电路电绝缘等目的，使用该DC-DC变换装置。

上述的DC-DC变换装置一般包括由电力变换用的半导体构成的开关元件、续流二极管、整流用二极管等，通过使开关元件的接通状态和断开状态交替地出现，从而控制从DC-DC变换装置输出的电压或者电流。该DC-DC变换装置的输出电路中设有LC滤波电路，该LC滤波电路由用于使输出电流稳定的平滑电抗器、和用于使输出电压稳定的平滑电容器构成。

此外，基于开关元件的开关动作在DC-DC变换装置的输入电路上产生高频开关噪声，因此为了切断这种噪声，在受电弓与DC-DC变换装置之间设有由滤波电抗器和滤波电容器构成的LC滤波电路。

该LC滤波电路在控制系统中作为振动系统而工作，例如，为了抑制因架设线变动而产生的电振动，并使输入电路的滤波电抗器的电流(以下称为架设线电流)及滤波电容器电压稳定，需要进行倾卸控制。

作为倾卸控制的一例，例如在专利文献1中公开了如下结构：通过带通滤波器提取滤波电容器电压的交流分量，并与电流指令值相乘。在该方式中，通过进行当交流分量的瞬间值为正时向负载释放LC滤波器的谐振能量、并且当瞬间值为负时缩小谐振能量的释放的动作，从而抑制LC滤波器的电振动。

此外，在专利文献2中公开了如下结构：与滤波电抗器串联连接电阻器，并且与电阻器并联连接半导体开关元件。在该方式中，根据滤波电容器电压的谐振频率分量的振幅来切换接通状态和断开状态，并使电阻器消耗LC滤波器的谐振能量，从而抑制LC滤波器的谐振。

专利文献1：专利第4357592号公报

专利文献2：JP特开2004-236395号公报

非专利文献1：深海登世司、藤巻忠雄監修、「改訂 制御工学(上)」、東京電機大学出版局、1995年、p.135～138

在专利文献1公开的方式中，在倾卸控制的控制量中使用了滤波电容器电压，但是例如在产生了伴随架设线电压的变动的电压上升或下降的情况下，流过滤波电抗器的架设线电流发生变动，而该变动被传播，从而变动传至滤波电容器电压。即，若关注相对于架设线电压的架设线电流、及相对于架设线电流的滤波电容器电压、各交流分量的相位，则可知分别是延迟相位的关系。因此存在原理上根据LC滤波电路的常数而在能量传播上产生延迟，无法得到足够的控制响应的课题。

另一方面，在专利文献2记载的方式中，除了与专利文献1相同的课题外，因由电阻器消耗LC滤波器产生的谐振能量，因此存在需要对能量效率的降低、电阻器的温度上升及散热采取对策等课题。

发明内容

为了解决上述课题，本发明具备电力变换装置，该电力变换装置将从直流电源供给的直流电力经由由第一电抗器和第一电容器构成的第一LC滤波器而供给至DC-DC变换装置，并将由该DC-DC变换装置进行电力变换后的直流电力经由由第二电抗器和第二电容器构成的第二LC滤波器而供给至负载，作为该DC-DC变换装置的控制装置，具备：减法器，其检测第一滤波电容器电压和直流电源的电压，并从滤波电容器电压中减去直流电源电压；和高通滤波器，其针对该减法器的运算结果而切断直流分量，并且使交流分量的相位移位之后输出倾卸控制量；通过将该倾卸控制量相加到DC-DC变换装置的电压指令上，从而抑制在第一LC滤波器中产生的电振动。

(发明效果)

根据本发明，在以受电弓离线为代表的架设线电压的变动中，能够提高控制响应，能够使电力供给稳定。由此，能够抑制电压降低时产生的照明器具的闪烁、或电气设备的瞬间停止。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图2是表示架设线变动时简化了电压及电流的动作的图。

图3是简化表示了实施例1的初级侧LC滤波器5及其外围电路的图。

图4是应用了现有技术时的架设线电压降低时的仿真波形。

图5是应用了实施例1时的架设线电压降低时的仿真波形。

图6是表示本发明的实施例2所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图7是表示现有技术的电力变换装置的结构例的图。

符号说明：

1 集电装置

2 车轮

3、6、10 电压传感器

4、8 电流传感器

5 初级侧LC滤波器

5a 初级侧滤波电抗器

5b 初级侧滤波电容器

7 DC-DC变换装置

9 次级侧LC滤波器

9a 次级侧滤波电抗器

9b 次级侧滤波电容器

11 负载

100 控制装置

101、107 内部变量

102 电压控制部

102a 减法器

102b PI控制部

103 倾卸控制部

103a 减法器

103b 初级高通滤波器

104 加法器

105 电流控制部

105a 减法器

105b PI控制部

106 PWM控制部

具体实施方式

以下，利用附图说明本发明的实施例1及2。

【实施例1】

图1是表示本发明的实施例1中的电力变换装置的结构例的图。电力变换装置具备集电装置1、车轮2、电压传感器3、6、10、电流传感器4、8、由滤波电抗器5a及滤波电容器5b构成的初级侧LC滤波器5、DC-DC变换装置7、由滤波电抗器9a及滤波电容器9b构成的次级侧LC滤波器9、和负载11。

电力变换装置的输入电路由与直流架设线连接的集电装置1、与轨道连接的车轮2构成，在直流架设线及轨道的前部连接有未图示的变电站。一般，从变电站供给的直流电力经由直流架设线后，从集电装置1供给至电力变换装置，作为反馈路径而经由车轮2返回轨道。

输入至电力变换装置的直流电力首先经由初级侧LC滤波器5，被输入到DC-DC变换装置7。DC-DC变换装置7一般以电力控制用的半导体元件为中心构成，通过切换开关动作控制用的半导体元件的接通状态、断开状态，从而控制直流电力。

此外，初级侧LC滤波器5由滤波电抗器5a及滤波电容器5b构成，是为了不向架设线或者轨道泄露因DC-DC变换装置7的电力变换产生的高次谐波噪声而设置的高频去除用的滤波电路。

被DC-DC变换装置7变换后的直流电力经由次级侧LC滤波器9后被供给至负载11。该次级侧LC滤波器9与初级侧LC滤波器5同样，由滤波电抗器9a及滤波电容器9b构成，是使从DC-DC变换装置7输出的直流电力平滑化后稳定地输出直流电压的电路。

电力变换装置中设有电压传感器3、6、10、及电流传感器4、8。这些都是用于监视电力变换装置的内部状态的传感器，为了实现输出电压控制的高精度及高响应而使用这些传感器外，还为了防止因未预料的过电压或过电流引起的装置故障而使用这些传感器。

DC-DC变换装置7的控制装置100由内部变量101、电压控制部102、倾卸控制部103、加法器104、电流控制部105、PWM控制部106构成。

本实施例1所示的DC-DC变换装置7的控制装置100大体上具有两种功能。其中，第一功能是，将与DC-DC变换装置7输出侧连接的滤波电容器9b的输出电压Vd控制为恒定值(以下称为恒压控制)，第二功能是，抑制伴随初级侧LC滤波器5的谐振而产生的电振动。

为了实现作为该第一功能的恒压控制，控制装置100具备电压控制部(AVR)102、电流控制部(ACR)105、及PWM控制部106。电压控制部(AVR)102是用于将由电压传感器10检测的输出电压Vd控制为恒定值的模块，取输出电压指令Vd^*与输出电压Vd之差，基于该电压偏差，通过PI控制部102b计算出AVR控制量Id^*。另外，PI控制部102b是由PI控制系统构成的控制模块。

在此，在相对于输出电压指令Vd^*而言输出电压Vd的值较低的情况下，需要使次级侧滤波电容器9b的电压上升，因此使AVR控制量Id^*增加。由此，滤波电容器9b的充电电流会增加，能够使滤波电容器9b的电压上升。

相反，在相对于输出电压指令Vd^*而言输出电压Vd的值较高的情况下，由于需要降低次级侧滤波电容器9b的电压，因此使AVR控制量Id^*减少。由此，滤波电容器9b的充电电流会减少，能够降低滤波电容器9b的电压。

通过用于实现以上控制的PI控制部102b的结构，上述的电压偏差与AVR控制量Id^*之间的关系如以下的(1)式。

【数学式1】

${\mathrm{Id}}^{*}=(\mathrm{Kvp}+\frac{\mathrm{Kvi}}{s})\·({\mathrm{Vd}}^{*}-\mathrm{Vd})\·\·\·\left(1\right)$

在此，s是微分算子，Kvp是PI控制部102b的P项增益，Kvi是PI控制部102b的I项增益。

电流控制部(ACR)105是用于将由电流传感器8检测到的输出电流Id控制为恒定值的模块，取输出电流指令Id^**与输出电流Id之差，基于该电流偏差，通过PI控制部105b运算出DC-DC电压指令Vp。另外，PI控制部105b是由PI控制系统构成的控制模块。

上述的电流控制指令Id^**是AVR控制量Id^*和后述的倾卸控制量ΔId^*之和，在此不存在初级侧LC滤波器引起的电振动，假设倾卸控制量ΔId^*为零来说明控制方式。

在此，在相对于输出电流指令Id^**而言输出电流Id的值较低的情况下，需要使DC-DC电压指令Vp上升。相反，在相对于输出电流指令Id^**而言输出电流Id的值较高的情况下，需要使DC-DC电压指令Vp下降。

通过用于实现以上控制的PI控制部105b的结构，上述的电流偏差与DC-DC电压指令Vp之间的关系如以下的(2)式。

【数学式2】

$\mathrm{Vp}=(\mathrm{Kcp}+\frac{\mathrm{Kci}}{s})\·({\mathrm{Id}}^{**}-\mathrm{Id})\·\·\·\left(2\right)$

在此，s是微分算子，Kcp是PI控制部105b的P项增益，Kci是PI控制部105b的I项增益。

PWM控制部106是根据由电流控制部运算出的DC-DC电压指令Vp、和滤波电容器电压Ecf运算DC-DC变换装置的开关动作指令Sp的控制模块。在PWM运算部106中，首先如以下的(3)式所示，DC-DC电压指令Vp除以滤波电容器电压Ecf，计算出传导率γ。

【数学式3】

$\mathrm{\γ}=\frac{\mathrm{Vp}}{\mathrm{Ecf}}\·\·\·\left(3\right)$

此处的传导率γ是DC-DC变换装置7的输出与输入的电压比率，在DC-DC变换装置7为降压形的电力变换装置的情况下，取0至1之间的值。

比较该传导率γ与未图示的载波ec的大小，生成开关动作控制指令Sp，输出给DC-DC变换装置7。传导率γ和载波ec与开关动作指令之间具有以下(4)式所示的关系。

【数学式4】

$\mathrm{Sp}=\left\{\begin{array}{cc}1& (\mathrm{\&gamma;}\&GreaterEqual;\mathrm{ec})\\ 0& (\mathrm{\&gamma;}<\mathrm{ec})\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

在此，载波ec是三角波状或者锯齿波状的控制信号，在0至1之间周期性地变化。相对于此，开关动作指令Sp是将DC-DC变换装置7的输出电压的状态在切断“0”(OFF)和输出“1”(ON)之间切换的控制指令。

即，按照如下方式动作：比较传导率γ和载波ec，在传导率γ比载波ec大的情况下，输出DC-DC变换装置7的电压，在传导率γ比载波ec小的情况下，切断该装置7的电压。

如上所述，若考虑PWM控制部106的动作，则DC-DC电压指令Vp、和根据滤波电容器电压Ecf的除法计算出的传导率γ在DC-DC变换装置7的控制稳定工作时，几乎成为恒定值。

另一方面，如上所述，载波ec的值在0至1之间周期性地变化，因此从DC-DC变换装置7输出的电压交替地反复切断状态和输出状态，通过该开关动作，能够从DC-DC变换装置7输出期望的电压。以上是DC-DC变换装置的恒压控制的概要。

接着，说明控制装置100所具备的第二功能，即用于抑制初级侧LC滤波器5的电振动的倾卸控制。

首先，说明伴随LC滤波电路的谐振现象产生的电振动的产生原理。

在图1中，考察从集电装置1输入的架设线电压Es恒定且稳定地供给该电压、且DC-DC变换装置7向负载11供给的电力也恒定且稳定的情况。由于架设线电压Es和滤波电容器电压Ecf一致，并且架设线电流Is和DC-DC变换装置7输入的电流也一致，因此在初级侧LC滤波器5中不会产生电振动，电力变换装置稳定地工作。

另一方面，考察架设线电压Es的电压变动产生后成为干扰且架设线电压Es暂时降低的情况。图2是简化表示了在因干扰而架设线电压Es降低的情况下的架设线电流Is及滤波电容器电压Ecf的动作的图。为了容易进行说明，假设在滤波电抗器5a中产生的损耗为零，而且从滤波电容器5b向DC-DC变换装置7放电的电流始终恒定。

首先，若关注架设线电流Is的动作，则发现伴随着架设线电压Es的降低架设线电流Is会减少，且滤波电容器电压Ecf也会减少。

架设线电流Is反复进行在滤波电容器电压Ecf大于架设线电压Es的状态下持续减少、相反在滤波电容器电压Ecf小于架设线电压Es的状态下增加的动作，即具有交流分量。

此外，滤波电容器电压Ecf也在架设线电流Is的交流分量为负的状态期间持续减少，而架设线电流Is的交流分量为正时转变为增加，以后与架设线电流Is同样地具有交流分量。

根据以上说明可知，初级侧LC滤波器5的电压及电流因架设线电压的变动而持续振动，不会稳定。

在此，若考察实际的电路构成可知，滤波电容器5b与直流负载并联连接。假设该直流负载是电阻负载，则LC滤波器的谐振能量被该电阻负载消耗，因此电振动会逐渐衰减为自然。

但是，DC-DC变换装置7作为负性电阻而起作用，因此在不存在电振动抑制控制的情况下，其会按照放大电振动的方式进行动作。

在此，负性电阻指电力消耗量恒定的负载，例如，在本实施例1的DC-DC变换装置7中，在以下情况下工作：若滤波电容器电压Ecf降低，则DC-DC变换装置7的输入电流增加，相反，若滤波电容器电压Ecf上升，则输入电流减少。

因此，在LC滤波器的负载为负性电阻的情况下，会按照有助于伴随谐振的电振动的方式进行动作，因此控制系统变得不稳定。因此可知，基于倾卸控制的电振动的抑制是不可欠缺的。

以下，定量说明LC滤波器的谐振原理。图3表示关于本实施例1中的初级侧LC滤波器5及其外围电路的简化图。在图3中，20是直流电源，21是表示负性电阻特性的负载，将该标记与图1记载的符号统一起来直接使用。

负载21相当于图1中的DC-DC变换装置7，是输入负性电阻Rin恒定的负载。在此，相对于滤波电容器电压Ecf、直流输入电流Idc、及DC-DC变换装置7的输入电力Pin的输入负性电阻Rin成为以下的(5)式的关系。

【数学式5】

$\mathrm{Rin}=\frac{\mathrm{Ecf}}{\mathrm{Idc}}$ 其中Pin=Ecfi·Idc(=const)…(5)

在此，作为图3的滤波电抗器5a的电感L、滤波电容器5b的静电电容C，考虑图3中的输入电压Es至滤波电容器电压Ecf的闭环传递函数G(s)。另外，滤波电抗器5a的电阻分量取可忽视程度小的值。

图3所示的电路从输入侧观察时是滤波电抗器5a与由滤波电容器5b和负性电阻Rin构成的并联电路串联连接的结构，因此输入电压Es至滤波电容器电压Ecf的闭环传递函数G(s)可用以下的(6)式表示。

【数学式6】

$G\left(s\right)=\frac{\frac{\mathrm{Rin}}{1+s\&CenterDot;C\&CenterDot;\mathrm{Rin}}}{s\&CenterDot;L+\frac{\mathrm{Rin}}{1+s\&CenterDot;C\&CenterDot;\mathrm{Rin}}}=\frac{\frac{1}{L\&CenterDot;C}}{s^2+\frac{1}{C\&CenterDot;\mathrm{Rin}}\&CenterDot;s+\frac{1}{L\&CenterDot;C}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

$=\frac{{\mathrm{\&omega;}0}^2}{s^2+2\&CenterDot;\mathrm{\&xi;}\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}0\&CenterDot;s+{\mathrm{\&omega;}0}^2}$

(6)式中，s是微分算子，ω0是谐振角频率，ξ是衰减系数。从该式可知，谐振角频率ω0可由以下的(7)式表示，衰减系数ξ可由以下的(8)式表示。

【数学式7】

$\mathrm{\&omega;}0=\frac{1}{\sqrt{L\&CenterDot;C}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

【数学式8】

$\mathrm{\&xi;}=\frac{1}{2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}0\&CenterDot;C\&CenterDot;\mathrm{Rin}}=\frac{1}{2\&CenterDot;\mathrm{Rin}}\&CenterDot;\sqrt{\frac{L}{C}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

在此，(6)式具有二次延迟要素，因此该式为稳定状态的条件是满足

的时候(非专利文献1)。若将该条件代入(8)式可知，想要使该控制系统稳定，需要满足以下的(9)式。

【数学式9】

$\mathrm{Rin}\&le;\sqrt{\frac{1}{2}\&CenterDot;\frac{L}{C}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

根据上述可知，想要抑制直流输入的振动，只要按照满足(9)式的关系的方式控制滤波电容器电压Ecf、及直流输入电流Idc的交流分量即可。因此，若将(5)式变形并变换成与直流输入电流相关的式子，则可得到以下的(10)式。

【数学式10】

$\mathrm{\&Delta;Idc}=\frac{1}{\mathrm{Rin}}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;Ecf}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

在此，(10)式中，ΔIdc是直流输入电流Idc的交流分量，ΔEcf是滤波电容器电压Ecf的交流分量。

另外，根据(10)式的关系可知，通过将直流输入电流ΔIdc和滤波电容器电压ΔEcf设为同相位，从而能够使控制系统稳定。

在利用该(10)式的关系实现电振动的抑制的情况下，需要将直流输入电流ΔIdc替换成DC-DC变换装置7的输出侧的控制量。

相对于直流输入电流ΔIdc的输出电流的交流分量ΔId使用传导率γ表达时，成为以下的(11)式的关系。

【数学式11】

ΔIdc＝γ·ΔId…(11)

根据以上的(10)式及(11)式的关系，用以下的(12)式表示用于使滤波电容器电压ΔEcf稳定的条件。

【数学式12】

$\mathrm{\&Delta;Id}=\mathrm{Kdmp}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;Ecf}=\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}\&CenterDot;\frac{1}{\mathrm{Rin}}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;Ecf}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

在此，Kdmp是用于抑制直流输入振动的系数(以下称为倾卸控制增益)。

若根据(12)式的关系而考虑图1的倾卸控制部103的结构，则通过在该式的滤波电容器电压的交流分量ΔEcf上相加架设线电压Es，能够期待相对于架设线的电压变动的高响应。

因此，倾卸控制部103的结构如以下的式(13)所示。

【数学式13】

$\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{Id}}^{*}=\mathrm{Kdmp}\&CenterDot;\frac{s\&CenterDot;\mathrm{Thpf}}{1+s\&CenterDot;\mathrm{Thpf}}(\mathrm{Ecf}-\mathrm{Es})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

在此，s是微分算子，Kdmp是倾卸控制增益，Thpf是初级高通滤波器103b的时间常数。

对于(13)式中的滤波电容器电压Ecf和架设线电压Es而言，只要能够检测其交流分量即可，因此是通过初级高通滤波器103b去除直流分量的结构。该初级高通滤波器103b的时间常数Thpf只要设定为切断滤波电容器电压Ecf及架设线电压Es的直流分量、且在初级侧LC滤波器的谐振频率附近使输出电流Id的相位一致即可。

接着，倾卸控制增益Kdmp满足(9)式及(12)式所示的关系，由此能够抑制电振动。

用以下的(14)式表示此时的条件。

【数学式14】

$\mathrm{Kdmp}>\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}\sqrt{2\&CenterDot;\frac{C}{L}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

在此，在应用了现有技术的构成及本实施例1的构成的情况下，比较架设线电压Es降低时的仿真波形。图4是图7所示的现有技术的构成所对应的仿真波形，图5是图1所示的本实施例1的构成所对应的仿真波形。

作为仿真条件，采用图的横轴两格，使架设线电压Es在1500V至1200V之间变动。电路常数设为初级侧LC滤波器5的电感L＝8mH、滤波电容器的静电电容C＝3200μF、额定控制时的传导率γ＝0.4，设为(14)式的倾卸控制增益Kdmp＝2.236。此外，设为初级高通滤波器的时间常数Thpf＝7ms。

作为架设线电压Es变动时的仿真结果，图4的(4r)及图5的(5r)表示收敛时间，图4的(4s)及图5的(5s)表示变动电压。在此，收敛时间是在控制系统中产生干扰开始一直到输出电压Vd相对于目标值收敛于±5％以内为止的时间。此外，变动电压被设为在产生干扰时控制量的急速上升或回落最大的电压。

若比较表示输出电压Vd的收敛时间的(4r)和(5r)可知，应用了本实施例1时，(5r)中将该收敛时间抑制得缩短了30％。

此外，若比较表示输出电压Vd的变动电压的(4s)和(5s)可知，应用了本实施例1时，(5s)中将该变动电压抑制了一半。

根据以上结果可以确认，通过应用本实施例1的控制，能够提高响应速度。此外，还能够确认可抑制输出电压Vd的急速上升。

由此，通过应用本实施例1的DC-DC变换装置的倾卸控制，能够期待与以架设线电压为代表的输入电压的急剧的变动相应的控制响应的提高。

【实施例2】

图6是表示本发明的实施例2的电力变换装置的结构例的图。

对具有与图1相同的功能的部分赋予同一符号。

电力变换装置具备：集电装置1、车轮2、电压传感器3、6、电流传感器4、8、由滤波电抗器5a及滤波电容器5b构成的初级侧LC滤波器5、DC-DC变换装置7、由滤波电抗器9a及滤波电容器9b构成的次级侧LC滤波器9、和负载11。

此外，DC-DC变换装置7的控制装置100具备：内部变量107、由减法器103a和初级高通滤波器103b构成的倾卸控制部103、加法器104、由减法器105a和PI控制部105b构成的电流控制部105、和PWM控制部106。

在本实施例2中，DC-DC变换装置7的控制装置100起到如下作用：将与DC-DC变换装置7的输出侧连接的滤波电抗器9a的输出电流Id控制为恒定，并且抑制伴随初级侧LC滤波器5的谐振而产生的电振动。

由此，如本实施例2所示，通过在将输出电流Id控制为恒定的装置中使用倾卸控制部，能够针对输入电压的急剧的变动抑制LC滤波器的谐振振动，能够期待控制响应的提高。

Claims (6)

1.一种电力变换装置，具备直流电源、由半导体元件构成的DC-DC变换电路、以及与该DC-DC变换电路的输入侧连接的由第一电抗器和第一电容器构成的第一LC滤波器，该电力变换装置的特征在于，

基于由所述第一电容器检测的第一电压检测值、和由所述直流电源检测的第二电压检测值，生成对由所述第一LC滤波器产生的电振动进行抑制的电振动抑制指令。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

使用从所述第一电压检测值减去所述第二电压检测值而得到的运算结果，生成所述电振动抑制指令。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

使根据减法运算得到的所述运算结果通过高通滤波器，从而生成所述电振动抑制指令。

4.根据权利要求1至3的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置具备电压控制部，该电压控制部根据由所述DC-DC变换电路的输出侧电路检测的第三电压检测值输出用于使所述DC-DC变换电路的输出电压稳定的电压指令，

在该电压指令上相加所述电振动抑制指令。

5.根据权利要求1至3的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述DC-DC变换电路的输出侧连接由第二电抗器和第二电容器构成的第二LC滤波器，

所述电力变换装置还具备：

电压控制部，其根据由该第二电容器检测的第四电压检测值输出用于使所述DC-DC变换电路的输出电流稳定的电流指令；和

电流控制部，其根据在该电流指令上相加所述电振动抑制指令而得到的信号、和由所述第二电抗器检测的第一电流检测值输出用于使所述DC-DC变换器的输出电流稳定的电压指令。

6.根据权利要求1至3的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述DC-DC变换电路的输出侧连接由第二电抗器和第二电容器构成的第二LC滤波器，

所述电力变换装置还具备：

加法器，其在用于对所述DC-DC变换电路的输出电流进行恒流控制的电流指令上相加所述电振动抑制指令；和

电流控制部，其根据该加法器的输出信号和由所述第二电抗器检测的第一电流检测值，输出用于所述恒流控制的电压指令。

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