CN103248259B - 三相lcl滤波型pwm整流器的单电流反馈控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，针对现有的双电流反馈控制的有源阻尼方法，本发明仅需要检测PWM整流网侧的电流值，无需对电容电流进行采样，从而减少了额外的传感器，提高系统可靠性并降低了硬件成本；通过实时调整网侧电流的反馈系数增加了系统阻尼，从而抑制了LCL滤波器的谐振尖峰；通过引入前馈的电网电压量，并对网侧输入电流进行功率解耦控制，进一步提高了系统动态性能；本发明的三相PWM整流器具有功率因素高，响应速度快，可靠性高，设计相对简单等优点。

Description

三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法

技术领域

本发明涉及PWM整流控制领域,特别是一种LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法。

背景技术

整流器在整个电力电子装置所占的比例很大，绝大多数DC电源都需通过AC电源整流获取。但是常规的二极管整流或相控整流存在功率因素低、交流侧输入侧电流严重畸变等特点，给大电网带来了严重的谐波污染。高功率因素的整流器具有能量回馈、功率因素高、交流输入侧电流波形正弦化等特点，但整流单元与大电网连接的是LC型滤波器，对高次谐波的衰减作用效果不是很明显，且电感的值较大。目前很多整流器采用LCL型滤波器，但是该滤波器是一个三阶系统，具有一个阻尼系数很低的谐振尖峰，同时相位会发生180。跳变，很容易发生震荡造成系统不稳定，因此对系统的控制设计提出了更高的要求，传统的LCL滤波器谐振尖峰的抑制方法分为无源电阻和有源电阻两种，无源电阻是在电容或电感上串联电阻或在电容上并联电阻，但这样会增加系统的功率损耗；而现在的有源阻尼方法，均是对电容电流进行反馈，这些方法均需要额外的传感器，增加了系统的硬件成本，同时，电容电流的采样需要复杂的器件连接方式及电路结构，增加了系统的设计成本，而且电容电流反馈有阻尼方法时，如果电容电流反馈系数过少，LCL滤波器的谐振尖峰难以被有效阻尼，如果电容系数反馈过大，会显著减少系统的相位裕度。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，解决现在三相LCL型整流器需要额外传感器，电容电流的采样器件的连接方式及电路结构复杂，设计成本高，且网侧电流谐波大等问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，包括三相PWM整流器，所述三相PWM整流器包括整流电路、LCL滤波电路、A/D采样电路、锁相环电路、控制模块、驱动保护电路，所述LCL滤波电路与所述整流电路连接，所述整流电路连接负载，所述LCL滤波电路与电网相接；所述A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；所述控制模块与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述电网连接；所述驱动保护电路驱动所述整流电路，该方法为：

1）在每个采样周期的起始点，A/D采样电路对电网电压u_a,u_b,u_c和网侧电流i_ga,i_gb,i_gc及整流电路直流侧电容电压U_dc分别进行采样，并将采样数据送给控制模块处理；

2）对网测电流i_ga,i_gb,i_gc做dq同步旋转坐标变换，得到输入直流有功电流i_d和直流无功电流i_q；

3）对直流有功电流i_d、直流无功电流i_q的值与直流有功电流指令值

直流无功电流的指令值

进行PI调节，得到网侧电感的有功电压u_sd和无功电压u_sq；

4）引入电流状态反馈ωL_gi_q和ωL_gi_d作为前馈补偿，解耦系统，得到u_sd和u_sq的指令值

和

5）将dq同步旋转坐标变换到abc三相静止坐标，得到电网电压未前馈时LCL滤波电路电容电压指令值

6）将电网电压乘以前馈系数G₁(s)，然后与相加，得到LCL滤波电路电容电压的指令值

7）将网侧电流i_ga,i_gb,i_gc乘以反馈系数H'(s)进行反馈；

8）对

网侧电流i_ga,i_gb,i_gc与反馈系数H'(s)的乘积进行比例积分调节，得到SPWM调制波信号d_A、d_B、d_C；

9）SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得出整流电路开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制整流电路开关管的开通与关断。

所述步骤2）中，直流有功电流i_d和直流无功电流i_q的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ga}}\\ i_{\mathrm{gb}}\\ i_{\mathrm{gc}}\end{array}\right].$

所述步骤3）中，u_sd和u_sq的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}=(K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{S})(i_d^{*}-i_d)\\ u_{\mathrm{sq}}=(K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{S})(i_q^{*}-i_q)\end{array}\right.,$

其中，K_p1和K_i1为PI环的调节系数，s=jω，j是虚部单位符号，ω为电网电压的角频率。

所述步骤4）中，

和

的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}^{*}={-u}_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q\\ u_{\mathrm{sq}}^{*}={-u}_{\mathrm{sq}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d\end{array}\right.,$

其中ω为电网电压的角频率，L为LCL滤波电路网侧的电感值。

所述步骤6）中，前馈系数G₁(s)的计算公式如下：

(G₁(s)-1)G_c(s)=H(s)，

其中，H(s)为整流电路直流侧电容电压的反馈系数， $G_c\left(S\right)=\frac{(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{S})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(S\right)}{Z_L\left(S\right)+Z_c\left(S\right)-H\left(S\right)(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{S})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(S\right)}+1,$ 其中，K_p2和K_i2为PI调节参数；Z_L(s)、Z_g(s)、Z_c(s)分别为LCL滤波电路的三相阻抗值，Z_L(s)=sL_f+R_L，Z_g(s)=sL_g+R_g，Z_c(s)=1/(sC_f)+R_c，L_f、R_L为整流电路侧电感的电感值和电阻值，L_g、R_g为电网侧电感的电感值和电阻值，C_f、R_c为LCL滤波电路电容值和电阻值；s=jω，ω为电网电压角频率；G_inv为整流电路的传递函数。

所述步骤6）中，

的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ca}}^{*}=u_a^{*}+u_a{G}_1\left(S\right)=(i_{\mathrm{ga}}^{*}-i_{\mathrm{ga}})G_D\left(S\right)+u_a{G}_1\left(S\right)\\ u_{\mathrm{cb}}^{*}=u_b^{*}+u_b{G}_1\left(S\right)=(i_{\mathrm{gb}}^{*}-i_{\mathrm{gb}})G_D\left(S\right)+u_b{G}_1\left(S\right)\\ u_{\mathrm{cc}}^{*}=u_c^{*}+u_c{G}_1\left(S\right)=(i_{\mathrm{gc}}^{*}-i_{\mathrm{gc}})G_D\left(S\right)+u_c{G}_1\left(S\right)\end{array}\right.,$

其中，G_D(s)为从i_ga,i_gb,i_gc到

的传递函数，

所述步骤7）中，反馈系数H'(s)的计算公式为：

$H^{\′}\left(S\right)=H\left(S\right)*\frac{1}{Z_{\mathrm{Lg}}\left(S\right)},$

其中，Z_Lg(s)为电网侧的电感阻抗值。

所述步骤8）中，SPWM调制波信号d_A、d_B、d_C的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_A=(u_a^{*}\left(S\right)-i_{\mathrm{ga}}{H}^{\′}\left(S\right)-u_{\mathrm{ga}}{G}_1\left(S\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{S})\\ d_B=(u_b^{*}-i_{\mathrm{gb}}{H}^{\′}\left(S\right)-u_{\mathrm{gb}}{G}_1\left(S\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{S})\\ d_C=(u_c^{*}-i_{\mathrm{gc}}{H}^{\′}\left(S\right)-u_{\mathrm{gc}}{G}_1\left(S\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{S})\end{array}\right.,$

其中，K_p2和K_i2为PI调节参数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明采用的是LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法，针对现有的双电流反馈控制的有源阻尼方法，本发明仅需要检测PWM整流网侧的电流值，无需对电容电流进行采样，从而减少了额外的传感器，提高系统可靠性并降低了硬件成本；通过实时调整网侧电流的反馈系数增加了系统阻尼，从而抑制了LCL滤波器的谐振尖峰；通过引入前馈的电网电压量，并对网侧输入电流进行功率解耦控制，进一步提高了系统动态性能；本发明的整流器具有功率因素高，响应速度快，可靠性高，设计相对简单等优点。

附图说明

图1为本发明一实施例LCL滤波型的三相PWM整流器系统结构图；

图2为本发明一实施例LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法控制框图；

图3为本发明一实施例基于解耦和电压前馈电容电压指令值控制框图；

图4为本发明一实施例单电流反馈有源阻尼的单相控制框图示意图；图4（a）等效变换1；图4（b）等效变换2；图4（c）等效变换3。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例三相PWM整流器包括整流电路、LCL滤波电路、A/D采样电路、锁相环电路、控制器DSP2812、驱动保护电路，所述LCL滤波电路、整流电路、负载依次连接，所述LCL滤波器与电网相接；所述所述A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；所述控制器DSP2812与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与电网连接；所述驱动保护电路驱动所述整流电路。整流电路为IGBT开关管S₁～S₆组成的三相整流电路。电感L_ga,L_gb,L_g,c和电感L_fa,L_fb,L_fc及其电容C_1,C_2,C₃构成三相PWM整流器的滤波电路，用来滤除网侧输入电流的高次谐波，具有显著的衰减作用。U_dc为整流电路直流侧电容电压，i_La,i_Lb,i_Lc为整流器侧电感上流过的电流，i_ga,i_gb,i_gc为网侧电感上电流，u_ca,u_cb,u_cc为LCL滤波电路电容电压，u_a,u_b,u_c为电网输入的电压值。

整流电路与LCL滤波电路连接，DSP控制器分别与A/D采样电路、锁相环PLL电路、驱动保护电路连接，驱动保护电路与整流电路的开关管连接。驱动保护电路的输出控制逆变电路中开关管S₁～S₆的通断。直流侧电压U_dc，网侧电压u_a,u_b,u_c，网测电流i_ga,i_gb,i_gc经过A/D采样电路后，送入DSP控制器进行运算处理。

本发明的LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法如下：

1）每个采样周期的起始点，控制器DSP2812通过A/D采样电路对电网电压u_a,u_b,u_c和网侧电流i_ga,i_gb,i_gc以及直流输出电压U_dc分别进行采样，采样数据送给控制器进行处理；

2）采样的数据用于基于解耦和电压前馈电容电压指令值控制和单电流反馈有源阻尼的单相控制中，具体实现过程如下：

a)将网测电流i_ga,i_gb,i_gc通过变换矩阵到dq同步旋转坐标系，得到输入电流的直流用功分量i_d和直流无功分量i_q；

b）直流用功分量i_d和直流无功分量i_q与指令值

和

进行PI调节，得到u_sd和u_sq；

c）在此引入电流状态反馈（ωLI_q和ωLI_d）作为前馈补偿，使得系统解耦，得到指令值

和

d）再进行dq同步旋转坐标到abc三相静止坐标变换；

e）电网电压乘以前馈系数G₁(s)；

f）将电网电压与前馈系数G₁(s)的乘积与

相加，得到电容电压的指令值

g）网侧电流i_ga,i_gb,i_gc乘以反馈系数H'(s)进行反馈;

h）

与i_ga,i_gb,i_gc乘以反馈系数H'(s)的乘积进行比例积分调节，得到SPWM调制波信号d_A、d_B、d_C；

j）SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制开关管S₁～S₆的开通与关断。

图2为发明的一种LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法中控制总框图。电网输入三相电流i_ga,i_gb,i_gc经过abc/dq（三相静止坐标系到同步旋转坐标系）变换转变成直流有功分量i_d、直流无功分量i_q，与电流基准

比较经过PI调节，并进行解耦控制，再经过abc/dq逆变换，得到的信号再次加上乘以修正后的前馈系数的电网电压，减去反馈系数的网测电流，经过PI调节后，最终得到控制信号d_a、d_b、d_c。锁相环（PLL）为abc/dq变换提供所需的电网电压相角信息。从该控制总框图中，本发明具有:

a)引入了电流状态反馈（ωL_gI_q和ωL_gI_d）和电网电压作为前馈补偿，使得系统输入电流解耦，动态性能进一步提高；

b)将前馈的电网电压后移，减少dq同步旋转坐标到abc三相静止坐标转换的计算量，控制算法更加简洁；

c)采用单电流反馈控制方法，减少电容处的传感器，节省硬件成本。

图3为发明的一种LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法中基于解耦和电压前馈电容电压指令值控制框图。定义三相开关函数为S_a、S_b、S_c，当S_i=1表示i桥臂上管器件导通，下管器件关断；当S_i=0表示i桥臂上管器件关断，下管器件导通。可列出整流器相对于中性点的系统微分方程如(1):

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{ga}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ga}}}{\mathrm{dt}}=u_a-R_{\mathrm{ga}}{i}_{\mathrm{ga}}-u_{\mathrm{ca}}\\ L_{\mathrm{gb}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gb}}}{\mathrm{dt}}=u_b-R_{\mathrm{gb}}{i}_{\mathrm{gb}}-u_{\mathrm{cb}}\\ L_{\mathrm{gc}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gc}}}{\mathrm{dt}}=u_c-R_{\mathrm{gc}}{i}_{\mathrm{gc}}-u_{\mathrm{cc}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

把上式通过矩阵变到dq同步旋转坐标系中，计算公式如（2）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_g\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d-R_{\mathrm{ga}}{i}_d-u_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\ω}{L}_g{i}_q\\ L_g\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-R_{\mathrm{gb}}{i}_q-u_{\mathrm{sq}}-\mathrm{\ω}{L}_g{i}_d\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中有:

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ga}}\\ i_{\mathrm{gb}}\\ i_{\mathrm{gc}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

从上式可以看出输入电流的d轴分量和q轴分量之间存在耦合，那么假定理想的电容电压的指定值为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}^{*}={-u}_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q\\ u_{\mathrm{sq}}^{*}={-u}_{\mathrm{sd}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，L_g为网侧电感值，R_ga,R_gb,R_gc为电感i_La,i_Lb,i_Lc的寄生电阻，其中u_sd为i_d与

的差经PI调节后的值，u_sq为i_q与

的差经PI调节后的值，

为直流侧的实测电压值与指令值经过PI调节后的值。具体公式如（6）和（7）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}=(i_d^{*}-i_d)(K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{s})\\ u_{\mathrm{sq}}=(i_q^{*}-i_q)(K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{s})\end{array}\right.---\left(6\right)$

$i_d^{*}=(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})(K_p+\frac{K_i}{s})---\left(7\right)$

把得到的

和

通过dq同步旋转坐标到abc三相静止坐标的坐标变换，其中u_d和u_q是u_a,u_b,u_c变换过来的，因此本发明把u_d和u_q后移至坐标变换后在进行加减计算，在图3中椭圆虚线框移到矩形虚线框中，体现出来，减少DSP的计算工作量。变换后得到是LCL滤波器中电容电压的指令值从i_ga,i_gb,i_gc到

的传递函数为G_D(s)，计算公式为：

$G_D\left(s\right)={-C}_{23}\left(s\right)\left\{\begin{array}{cc}{K}_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{s}& \mathrm{\ωL}\\ -\mathrm{\ωL}& K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}}{s}\end{array}\right\}{C}_{32}\left(S\right)---\left(8\right)$

其中C₂₃(s)是dq/abc变换矩阵的拉普拉斯变换，C₃₂(S)是abc/dq变换矩阵的拉普拉斯变换。

经过化简可以得到一个传递函数（未加谐波反相修正量）如下所示，其中K_p1和K_i1、K_p和K_i为两个PI环的调节系数(0<K_p1<0.5,0<K_i1<0.0002,0<K_p<1,0<K_i<0.0001)。

$G_D^{\&prime;}\left(s\right)=-\left\{\begin{array}{ccc}{K}_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}*s}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}^2}& 0& 0\\ 0& K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}*s}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}^2}& 0\\ 0& 0& K_{p1}+\frac{K_{\mathrm{il}}*s}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}^2}\end{array}\right\}---\left(9\right)$

图4为发明的一种LCL网侧滤波型的三相PWM整流器单电流反馈控制方法中单电流反馈有源阻尼的单相控制框图。假定三相电网电压稳定对称，该整流器的状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_{\mathrm{fk}}}{u}_{\mathrm{ck}}-\frac{R_{\mathrm{Lk}}}{L_{\mathrm{fk}}}{i}_{\mathrm{Lk}}-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L_{\mathrm{fk}}}{d}_k\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_{\mathrm{gk}}}{u}_k-\frac{R_{\mathrm{Lk}}}{L_{\mathrm{gk}}}{i}_{\mathrm{Lk}}-\frac{1}{L_{\mathrm{gk}}}{u}_{\mathrm{ck}}\\ \frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{ck}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_k}{i}_{\mathrm{gk}}-\frac{1}{C_k}{i}_{\mathrm{Lk}}+R_{\mathrm{ck}}(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{gk}}}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lk}}}{\mathrm{dt}})\end{array}\right.---\left(10\right)$

式中，u_k为电网电；R_Lk、R_gk、R_Ck分别为L_fk、L_gk、C_k的寄生电阻；d_k为控制信号，可以得到整流器系统的模型框图。寄生电阻由于阻值很小，系统阻尼系数极小，存在极高的谐振尖峰，容易引起振荡，由上状态方程可知，各相传递函数之间没有任何耦合关系，并且其形式与单相整流器的状态方程一致，因此，该整流电路的控制策略及其稳定性的讨论可以基于单相整流器展开。本发明中基于有前馈的电网电压，通过适当的等效变换，提出一种单电流反馈的控制方法。具体等效变换步骤如下所示：

（a）如图4（a），该控制原理就是通过电容电压乘以一反馈系数，增加系统阻尼系数，其中的占空比：

$d_A=(k_{p2}+\frac{k_{i2}}{s})[(i_{\mathrm{ga}}^{*}-i_{\mathrm{ga}}(G_D\left(s\right)+H^{\&prime;}\left(s\right))+G_1\left(s\right)u_a]$

$d_B=(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})[(i_{\mathrm{gb}}^{*}-i_{\mathrm{gb}}(G_D\left(s\right)+H^{\&prime;}\left(s\right))+G_1\left(s\right)u_b]$

$d_C=(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})[(i_{\mathrm{gc}}^{*}-i_{\mathrm{gc}}(G_D\left(s\right)+H^{\&prime;}\left(s\right))+G_1\left(s\right)u_c]---\left(11\right)$

其中d_A、d_B、d_C为abc三相的占空比，K_p2和K_i2为PI调节参数(0<K_p2<0.1,0<K_i2<0.0001)，

为每相中电容电压指令值，u_c为每相中的实际值，H(s)为电容电压的反馈系数，G₁(s)为电网电压前馈系数，G_D(s)为到

的传递函数。

（b）将反馈量i_g反馈至1/Z_L(s)的输出端，调整至Z_C(s)的输出端，继续将反馈量u_c反馈至G_inv的输出端，与1/Z_L(s)和Z_c(s)合并，继续将反馈量H(s)与之合并，得到的如图4（b）所示。

$G_c\left(s\right)=\frac{(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(s\right)}{Z_L\left(s\right)+Z_c\left(s\right)-H\left(s\right)(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(s\right)}+1---\left(12\right)$

G_L(s)=1/(Z_g(s)-Z_L(s))

其中Z_L(s)=sL_f+R_L，Z_g(s)=sL_g+R_g，Z_c(s)=1/(sC_f)+R_c，分别为LCL滤波器中阻抗值，其中G_inv整流桥的传递函数。

（c）在u_g和u_c汇集的节点处，有

u_z=u_g-u_c           (13)

其中对前馈的电网电压的修正量为

△u_g=H(s)u_g     (14)

u_cH(s)=u_gH(s)-u_ZH(s)     (15)

即要把Z_c(s)输出的反馈量移到1/Z_g(s)的输出侧，前馈的电网电压需要加上修正量△u_g，此时前馈系数应满足以下的关系：

(G₁(s)-1)G_c(s)=H(s)      (16)

其中G_c(s)为图4（b）等效变换2中的到u_c的传递函数。

将反馈的电容电压加上修正的电网电压量得到网侧电感电压值，除以网侧阻抗值，即为网侧电流值，对网侧电流值再次进行反馈，其反馈系数H'(s)的计算公式如下所示；

$H^{\&prime;}\left(s\right)=H\left(s\right)*\frac{1}{Z_{\mathrm{Lg}}}---\left(17\right)$

等效框图如图4（c）所示。

本发明在网测电流dq同步旋转变换时，对有功电流和无功电流进行解耦，引入电流反馈状态量和电网电压作为前馈补偿，提高了系统动态性能；通过调整前馈的电网电压，将原有需要检测用于反馈的LCL滤波电容电流值，通过再次反馈网侧电流来实现，调整网侧电流的反馈系数来实现系统阻尼的增加，从而抑制了LCL滤波器的谐振尖峰，提高系统稳定性。该控制方法无需对电容电流进行采样，从而减少了额外的传感器，提高系统可靠性和降低了硬件成本。

Claims (3)

1.一种三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，包括三相PWM整流器，所述三相PWM整流器包括整流电路、LCL滤波电路、A/D采样电路、锁相环电路、控制模块、驱动保护电路，所述LCL滤波电路与所述整流电路连接，所述整流电路连接负载，所述LCL滤波电路与电网相接；所述A/D采样电路输入端与所述LCL滤波电路连接；所述控制模块与所述驱动保护电路输入端、A/D采样电路输出端、锁相环电路输出端连接；所述锁相环电路输入端与所述电网连接；所述驱动保护电路驱动所述整流电路，其特征在于，该方法为：

1）在每个采样周期的起始点，A/D采样电路对电网电压u_a,u_b,u_c和网侧电流i_ga,i_gb,i_gc及整流电路直流侧电容电压U_dc分别进行采样，并将采样数据送给控制模块处理；

2）对网测电流i_ga,i_gb,i_gc做dq同步旋转坐标变换，得到输入直流有功电流i_d和直流无功电流i_q；

3）对直流有功电流i_d、直流无功电流i_q的值与直流有功电流指令值

直流无功电流的指令值

进行PI调节，得到网侧电感的有功电压u_sd和无功电压u_sq；

4）引入电流状态反馈ωL_gi_q和ωL_gi_d作为前馈补偿，解耦系统，得到u_sd和u_sq的指令值

和

5）将dq同步旋转坐标变换到abc三相静止坐标，得到电网电压未前馈时LCL滤波电路电容电压指令值

6）将电网电压乘以前馈系数G₁(s)，然后与

相加，得到LCL滤波电路电容电压的指令值

前馈系数G₁(s)的计算公式如下：

(G₁(s)-1)G_c(s)=H(s)，

其中，H(s)为整流电路直流侧电容电压的反馈系数， $G_c\left(s\right)=\frac{(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(s\right)}{Z_L\left(s\right)+Z_c\left(s\right)-H\left(s\right)(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})G_{\mathrm{inv}}{Z}_c\left(s\right)}+1,$ 其中，K_p2和K_i2为PI调节参数；Z_L(s)、Z_g(s)、Z_c(s)分别为LCL滤波电路的三相阻抗值，Z_L(s)=sL_f+R_L，Z_g(s)=sL_g+R_g，Z_c(s)=1/(sC_f)+R_c，L_f、R_L为整流电路侧电感的电感值和电阻值，L_g、R_g为电网侧电感的电感值和电阻值，C_f、R_c为LCL滤波电路电容值和电阻值；s=jω，ω为电网电压角频率；G_inv为整流电路的传递函数；

的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ca}}^{*}=u_a^{*}+u_a{G}_1\left(s\right)=(i_{\mathrm{ga}}^{*}-i_{\mathrm{ga}})G_D\left(s\right)+u_a{G}_1\left(s\right)\\ u_{\mathrm{cb}}^{*}=u_b^{*}+u_b{G}_1\left(s\right)=(i_{\mathrm{gb}}^{*}-i_{\mathrm{gb}})G_D\left(s\right)+u_b{G}_1\left(s\right)\\ u_{\mathrm{cc}}^{*}=u_c^{*}+u_c{G}_1\left(s\right)=(i_{\mathrm{gc}}^{*}-i_{\mathrm{gc}})G_D\left(s\right)+u_c{G}_1\left(s\right)\end{array}\right.,$

其中，G_D(s)为从i_ga,i_gb,i_gc到

的传递函数，

s=jω，j是虚部单位符号，ω为电网电压的角频率，K_p1和K_i1为PI环的调节系数；

7）将网侧电流i_ga,i_gb,i_gc乘以反馈系数H'(s)进行反馈；反馈系数H'(s)的计算公式为：

$H^{\&prime;}\left(s\right)=H\left(s\right)*\frac{1}{Z_{\mathrm{Lg}}\left(s\right)},$

其中，Z_Lg(s)为电网侧的电感阻抗值；

8）对网侧电流i_ga,i_gb,i_gc与反馈系数H'(s)的乘积进行比例积分调节，得到SPWM调制波信号d_A、d_B、d_C；SPWM调制波信号d_A、d_B、d_C的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_A=(u_a^{*}-i_{\mathrm{ga}}{H}^{\&prime;}\left(s\right)-u_{\mathrm{ga}}{G}_1\left(s\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})\\ d_B=(u_b^{*}-i_{\mathrm{gb}}{H}^{\&prime;}\left(s\right)-u_{\mathrm{gb}}{\mathrm{HG}}_1\left(s\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})\\ d_C=(u_c^{*}-i_{\mathrm{gc}}{H}^{\&prime;}\left(s\right)-u_{\mathrm{gc}}{G}_1\left(s\right))(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})\end{array}\right.,$

其中，K_p2和K_i2为PI调节参数；

9）SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得出整流电路开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制整流电路开关管的开通与关断。

2.根据权利要求1所述的三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，其特征在于，所述步骤3）中，网侧电感有功电压u_sd和无功电压u_sq的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(i_d^{*}-i_d)\\ u_{\mathrm{sq}}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(i_q^{*}-i_q)\end{array}\right.,$

其中，K_p1和K_i1为PI环的调节系数，s=jω，j是虚部单位符号，ω为电网电压的角频率。

3.根据权利要求1所述的三相LCL滤波型PWM整流器的单电流反馈控制方法，其特征在于，所述步骤4）中，

和

的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}^{*}=-u_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\&omega;}{\mathrm{Li}}_q\\ u_{\mathrm{sq}}^{*}=-u_{\mathrm{sq}}-\mathrm{\&omega;}{\mathrm{Li}}_d\end{array}\right.,$

其中ω为电网电压的角频率，L为LCL滤波电路网侧的电感值。

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