CN103219906B

CN103219906B - 一种三相逆变器并联的有源环流抑制方法

Info

Publication number: CN103219906B
Application number: CN201310123179.5A
Authority: CN
Inventors: 游江; 孟繁荣; 罗耀华; 巩冰; 张敬南; 张强; 张镠钟; 程鹏; 张文义
Original assignee: Harbin Engineering University
Current assignee: Harbin Engineering University
Priority date: 2013-04-10
Filing date: 2013-04-10
Publication date: 2015-07-22
Anticipated expiration: 2033-04-10
Also published as: CN103219906A

Abstract

本发明提供的是一种三相逆变器并联的有源环流抑制方法。将三相逆变器并联系统中表征各模块零序电压控制作用的时间变量T_u0N，送至数字CAN通信总线，任一逆变器模块均可接收其它逆变器模块的T_u0N分量，并在各自控制系统中完成对该分量的平均值运算，将其与自身零序电压控制作用的时间变量T_u0N之差作为本逆变器模块零序电流控制环路的前馈补偿量，结合零序电流控制通道的输出和并联系统采用dq轴解耦控制时SVPWM调制输出所得的非零电压矢量作用时间，按照线性分配机制对零电压矢量作用时间进行调整，来获得单个三相逆变器各桥臂功率器件通断控制信号。在不增加额外硬件成本和体积重量的情况下，提高各并联逆变模块的电流均衡控制能力。

Description

一种三相逆变器并联的有源环流抑制方法

技术领域

本发明涉及的是一种逆变器并联系统中的环流抑制方法。

背景技术

由于电力电子技术的快速发展及其应用领域的日益扩大，许多设备对供电系统的可靠性、功率容量、性能等提出了越来越高、越来越严格的新要求，传统的集中式供电方式已经不能满足这些要求。在逆变器并联系统中，各个模块分担负载电流、便于能量分配;具有冗余功能，系统可靠性高;同时具有易于模块化、标准化、良好的维护性等优点。因此被广泛地应用于重要和敏感性负载的供电系统，诸如金融、航空航天等重要部门和领域。逆变器并联技术，能够方便的实现电源的高可靠性、高功率容量、优良的动静态性能等。在逆变器并联系统中，如何减小环流、实现系统均流是逆变器并联技术的重点和难点。逆变器直接并联运行时，可使系统体积减少、成本降低，但并联逆变器之间会产生环流。传统的方法多采用阻断环流通路的方法，例如采用各并联逆变器模块的直流母线电压分离，即非共直流母线方式，或者在各并联逆变器模块交流侧加隔离变压器或通过增加电抗器等来抑制环流。但这些方法使系统的体积增大，降低了整个装置的功率密度且成本提高（如：陈良亮，肖岚等发表的学术论文《一种基于耦合电感的逆变器并联系统环流抑制方法》）。为了减少并联运行逆变器的体积和降低成本，又有学者提出使用相间阻抗来提供高零序分量阻抗，但该相间阻抗在中、高频时阻抗比较大，而在低频时阻抗比较小，因此该方法不能很好的抑制低频环流。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在不增加额外硬件成本和体积重量的情况下，提高各并联逆变模块的电流均衡控制能力的三相逆变器并联的有源环流抑制方法。

本发明的目的是这样实现的：

N个分布式并联的三相逆变器模块的输出连接共同的负载构成三相逆变器并联系统，N=1，2，……，单个逆变器模块主电路及其控制系统；将三相逆变器并联系统中表征各模块零序电压控制作用的时间变量T_u0N，N=1，2，……，送至数字CAN通信总线，任一逆变器模块均可接收其它逆变器模块的T_u0N分量，并在各自控制系统中完成对该分量的平均值运算，将其与自身零序电压控制作用的时间变量T_u0N之差作为本逆变器模块零序电流控制环路的前馈补偿量，结合零序电流控制通道的输出和并联系统采用dq轴解耦控制时SVPWM调制输出所得的非零电压矢量作用时间，按照线性分配机制对零电压矢量作用时间进行调整，来获得单个三相逆变器各桥臂功率器件通断控制信号。

本发明的技术方案可以进一步描述为：

逆变器模块的控制系统在每个开关周期采样输出的三相交流电压和交流电流，分别对采样所获得的三相电压和三相电流信号进行三相静止到同步旋转的C3s/2r坐标变换，即abc坐标系到正交dq坐标系；

一方面，将对三相电压和电流进行坐标变换所得结果分别作为dq通道的电压和电流的反馈量，在dq坐标系下分别在dq通道对逆变器模块施加解耦的电压外环和电流内环的双环控制，将电流内环控制的结果用于进行SVPWM调制，根据SVPWM调制的结果得到任一扇区相邻非零电压矢量在下一开关周期的作用时间T_uN1和T_uN2，N=1，2，……，并据此解算出零序电压的作用时间T_uN0，N=1，2，……，同时逆变器模块的控制系统将各自的T_uN0送至数字CAN通信总线，三相逆变器并联系统中的任一逆变器模块将接受所有其它模块的T_uN0值，并在各自的控制系统中计算出所有T_uN0的平均值T_u0avg；

另一方面，根据电流的C3s/2r变换结果，提取出三相电流的零序分量，作为专门的零序电流控制通道的反馈量用于闭环控制；融合零序电流闭环控制通道的输出T_c0N、SVPWM调制输出T_uN1、T_uN2和T_uN0以及T_u0avg，对扇区相邻非零电压矢量和零电压矢量即000和111在下一开关周期的作用时间进行分配，并形成通断控制脉冲形成三相逆变器模块主电路功率器件通断控制的脉冲信号，此脉冲信号将经过驱动电路放大后施加到功率器件的控制级。

本发明提供了一种适用于三相逆变器并联模块间环流抑制的有源控制方法。通过对空间矢量调制（SVPWM）算法中两个零矢量（000和111）在每一个PWM周期中作用时间的动态调节来抑制零序环流，此调节量是由零序电流闭环控制结合并联系统中各模块解耦控制所得控制量和表征零序电压控制量平均值前馈补偿构成的复合控制共同作用得到的。

本发明的主要贡献和特点在于：提出了一种适用于三相逆变器并联模块间零序环流抑制的有源控制方法。在不增加额外硬件成本和体积重量的情况下，通过软件控制的方式可显著抑制多模块并联的逆变电源系统中各模块间零序谐波环流的幅值，提高各并联逆变模块的电流均衡控制能力。

理论上本发明所提供的方法可适用于N个分布式并联的三相逆变器模块（N=1，2，……），它们的输出连接共同的负载。结合附图1，以两逆变器模块并联为例，对本发明所提逆变器并联系统进行说明。

所述单个逆变器模块包括两大部分：主电路及其控制系统。其中主电路为三相半桥电路，各逆变模块共直流电源，如附图1中的u_dc。其输出采用LC型滤波器，以使负载上获得平滑的正弦波，电感为滤波为L_N，滤波电容为C_N，滤波电感等效串联电阻为R_N（N=1，2，……）。负载电压来自于LC滤波器的输出。

所有逆变器模块通过数字CAN总线进行数据交换，交互的数据包括表征各自输出相位角θ_syn的同步信号、电压控制器输出信号和表征各逆变器模块零序电压分量作用时间T_uN0（N=1，2，……）。

控制系统的基本结构为典型的电压电流双闭环结构，如附图1虚线框中所示，整个控制系统的设计是建立在dq同步旋转坐标系下的，采用在dq同步旋转坐标系下的解耦控制方式。对于电压控制环而言，其dq通道控制器的电压给定分别为u_dref和u_qref，电压控制的反馈信号来自于三相交流输出电压，即LC滤波器的电容电压u_aN，u_bN，u_cN（N=1，2，……）经C3s/2r变换（三相静止坐标系到两相旋转坐标系）后得到两个信号u_dN和u_qN（N=1，2，……），电压控制器分别对dq通道的电压偏差（u_dref-u_dN）和（u_qref-u_qN）进行调节，其结果i_dcN和i_qcN（N=1，2，……）被送至数字CAN总线，连接在总线上的其它任一逆变器模块均可接收到这个信号，并将各自相应的i_dcN和i_qcN（N=1，2，……）也送至CAN总线。各逆变器模块接收到其它所有逆变器模块发送的电压控制器输出信号后，分别经“电流指令平均”环节对自身电压控制器dq通道输出信号与接收到的dq通道信号累加求取平均值，其结果i_dref和i_qref即作为并联系统中所有逆变器模块电流控制器的给定信号。

电流控制器环的反馈信号来自于LC滤波器中的电感电流经C3s/2r变换后得到两个信号i_dN和i_qN（N=1，2，……）。电流控制器分别对dq通道的电流偏差（i_dref-i_dN）和（i_qref-i_qN）进行调节，其运算结果u_dN和u_qN（N=1，2，……）被用于进行SVPWM（空间矢量脉宽调制）。

SVPWM调制在每个开关周期均进行运算，其输出为扇区相邻两空间电压矢量在下一开关周期作用时间的分配值T_uN1和T_uN2（N=1，2，……），以及表征经由SVPWM调制所获得的下一开关周期的零序电压分量作用时间T_uN0（N=1，2，……）。

T_uN0被送至数字CAN总线，并联系统中的每一个逆变器模块可以接受其它任一逆变器模块发送的此信号，各逆变器模块接收到其它所有逆变器模块发送的T_uN0信号后，连同表征自身零序电压分量作用时间信号经由“T_u0平均”环节累加求取平均值，其结果T_u0avg与T_uN0之差作为并联系统中各逆变器模块零序电流控制环路的前馈补偿分量。

T_uN1和T_uN2被送至“脉冲生成”环节，将结合包含T_uN0和T_u0avg之差前馈的零序电流控制环路的输出T_ΔN（N=1，2，……），用于进行下一开关周期中扇区相邻非零电压矢量和零电压矢量作用时间的分配（即占空比调节），并以此形成主电路功率开关器件通断控制的脉冲信号。

由于理论上希望零序环流为零，因此将零序电流控制环路的给定设置为零，而零序电流控制环路的反馈信号来自于三相LC滤波器电感电流i_aN，i_bN，i_cN（N=1，2，……）经C3s/2r变换所得的零序电流分量i_0N（N=1，2，……）。零序电流控制器G_c0对零序电流偏差（0-i_0N）进行调节，其输出T_c0N（N=1，2，……）被送至“脉冲生成”环节，该信号与SVPWM调制结果T_uN1和T_uN2配合形成主电路功率开关器件通断控制的脉冲信号。

附图说明

图1为三相逆变器并联和环流抑制的控制结构示意图。

图2为零序电压调控的SVPWM示意图。

图3为采用本发明所述方法前仿真五模块并联系统所得的五模块零序环流波形图。

图4为采用本发明所述方法后仿真五模块并联系统所得的五模块零序环流波形图。

图5为采用本发明所述方法试验实测的五个并联逆变器模块同相电流波形图。

具体实施方式

下面和附图对本发明的实施要点做更详细地说明。

由于被采样的电压和电流信号来自于具有高压大电流的主电路，因此采样最好采用隔离型霍尔电压传感器和霍尔电流传感器，除了安全性和可靠性方面的考虑而外，采用隔离采样可减少采样信号中的干扰，有助于获得更准确的零序电流信号。在三相负载对称的条件下，根据i_aN+i_bN+i_cN=0和u_aN+u_bN+u_cN=0的关系采样两相电流或电压均可。

在三相半桥主电路结构、无输出中点且三相平衡的情况下，可以通过采样两个线电压值换算出三个相电压，例如采样了u_abN和u_caN（N=1，2，……），则：

u_caN=-（u_abN+u_bcN）

u_aN=（u_abN-u_caN）/3

u_bN=（u_bcN-u_abN）/3

u_cN=（u_caN-u_bcN）/3

对采样所获得的三相电压信号u_aN，u_bN，u_cN进行三相abc静止坐标系到两相dq旋转同步坐标系的C3s/2r变换，获得dq通道电流分量u_dN和u_qN（N=1，2，……），电压控制器分别对dq通道的电压偏差（u_dref-u_dN）和（u_qref-u_qN）进行调节，其结果i_dcN和i_qcN被送至数字CAN总线。其中，为保证各逆变器模块具有相同的理想空载电压，并联系统中所有逆变器模块的dq通道电压给定值u_dref和u_qref均相等。

特别的，从实际系统处理的方便性来考虑，若将每个逆变器模块输出的三相电压矢量定位于d通道，即采用虚拟的电压定向控制方式，则由于dq通道的正交性，可使u_qref=0，u_dref=U_m，U_m为相电压峰值。

单个逆变器模块发送到CAN总线上的i_dcN和i_qcN可被连接在总线上的其它任一逆变器模块接收到，每个逆变器根据各自电压控制器输出的i_dcN和i_qcN结合接收到的其它逆变器模块发送的同类i_dcN和i_qcN信号求取平均值，各逆变器模块将获得相同的i_dref和i_qref信号，并以此作为各逆变器模块电流控制器的给定信号。为了保证电流闭环控制的快速性和有效性，必须设置CAN总线通信具有足够高的波特率，原则上在保证通信传输无故障的情况下波特率越高越好，以提高电流控制环路的带宽。

对采样所获得的三相电流信号进行三相abc静止坐标系到两相dq旋转同步坐标系的C3s/2r变换，获得dq通道电流分量i_dN、i_qN和i_0N（N=1，2，……）。i_dN、i_qN被送入dq通道电流控制器，分别对dq通道的电流偏差（i_dref-i_dN）和（i_qref-i_qN）进行调节，其运算结果u_dN和u_qN（N=1，2，……）被用于进行SVPWM调制。

在总体上，本发明所述的SVPWM调制的过程与一般文献所述的方法并无差异。一般SVPWM在获得T_uN1和T_uN2的基础上，根据T₀=T_s-T_uN1-T_uN2在求取下一个开关周期（T_s）中零电压矢量的作用时间，之后就直接根据T_uN1、T_uN2和T₀采用分段原则进行脉冲时间的分配。

与上述过程不同的是，在本发明中根据在不同扇区调制所得的T_uN1和T_uN2，首先将其映射到静止的三相abc坐标系，分别求取对应abc三相的时间调制信号T_uNa，T_uNb和T_uNc（N=1，2，……），即对应于三相逆变器模块abc各相桥臂上管触发导通的时刻，依据T_uN0=（T_uNa+T_uNb+T_uNc）/3求取零序电压分量作用时间T_uN0。

T_uN0也被送至数字CAN总线，并联系统中的每一个逆变器模块均通过CAN总线交换各自的T_uN0并接收其他所有模块的T_uN0，并在各自控制系统中求取此变量的平均值T_u0avg。

将T_u0avg与T_uN0之差作为各逆变器模块零序电流控制环路的前馈补偿分量的方法是为了进一步抑制由各逆变器模块零序电压差异而导致的零序电流变化，通过控制并联系统中逆变器模块输出零序电压之差能够达到控制零序电流的目的。实际使用时，除了如附图1所示将其直接前馈至零序电流控制器输出而外，一种可取的方式是将其经由一个滤波器F后再叠加到零序电流控制器的输出信号上，滤波器可为低通或带通形式，由于零序电压信号具有自身的频谱特性，滤波器F的带宽应覆盖零序电压波动的主要频带并衰减频带外的信号，如此才能保证零序电压信号的所携带信息不丢失，并具有一定的干扰抑制性能。

零序电流控制器的反馈量i_0N可由C3s/2r变换直接得到，为了抑制零序电流分量而将零序电流给定值设置为零，零序电流控制器G_c0对零序电流偏差（0-i_0N）进行调节，其输出T_c0N叠加T_u0avg与T_uN0之差连同SVPWM调制结果T_uN1和T_uN2被送至“脉冲生成”环节，形成控制主电路功率器件通断的脉冲信号。

“脉冲生成”环节实际上包含了两个紧密相关的功能，一是电压矢量作用时间的分配，一是脉冲的生成。

在电压矢量作用时间的分配方面，T_ΔN=T_c0N+（T_u0avg-T_uN0）作为下一周期中由原SVPWM调制所得T₀（T₀=T_s-T_uN1-T_uN2）的调节量，即用于零电压矢量作用时间的调整。

对照附图2，以第一扇区为例。图中表示出电压矢量u₁（100）、u₂（110）和u₀（000和111）在一个开关周期T_s中不同时间片段的工作状态。

附图2中所示为采用常规的7段式线性组合的结果。T_0N为原来第N个逆变器模块采用SVPWM调制零矢量（即三相桥臂上管全通电压矢量111或下管全通电压矢量000）的全部作用时间，T_P0N为原来第N个逆变器模块采用SVPWM调制所得三相桥臂上管全通（施加111电压矢量的结果）的作用时间，T_ΔN即为第N个逆变器模块包含零序电压作用前馈环节的零序电流控制输出，它被用于对T_P0N进行调整，T_PN为第N个逆变器模块调整后111矢量作用时间。

(T_0N-T_PN)调整后的电压矢量000在一个开关周期T_s中的作用时间。

S_a，S_b和S_c即为根据u₁（100）、u₂（110）和u₀（000和111）在一个开关周期中不同时刻作用而形成的主电路开关器件通断控制脉冲信号。此信号经由硬件电路驱动放大后被施加在主电路功率器件的控制端上，如IGBT模块的GE极间。

仿真验证

对比图3和图4可以看到，在采用本发明所述环流抑制控制方法之后，仿真的五个逆变器模块的零序环流的幅值被显著抑制，而在此之前，各逆变器模块间存在最大幅值超过25A的零序谐波环流。

试验验证

采用所述的控制方法对一个包括5个逆变器模块的并联系统进行实验，各模块同相电流波形如附图5所示，可见电流波形有很好的一致性，数据分析的结果表明各模块同相电流差小于3%，获得了很好的电流均衡控制性能。

Claims

1.一种三相逆变器并联的有源环流抑制方法，N个分布式并联的三相逆变器模块的输出连接共同的负载构成三相逆变器并联系统，N＝1，2，……，单个逆变器模块包括主电路及其控制系统；其特征是：将三相逆变器并联系统中表征各模块电流信息i_dcN和i_qcN、并联逆变器相位角θ_syn的同步信号和零序电压控制作用的时间变量T_u0N的数字量，N＝1，2，……，送至数字CAN通信总线，任一逆变器模块均可接收其它逆变器模块的T_u0N分量，并在各自控制系统中完成对该分量的平均值运算得到T_u0avg，将其与自身零序电压控制作用的时间变量T_u0N之差作为本逆变器模块零序电流控制环路的前馈补偿量，结合零序电流控制通道的输出和并联系统采用dq轴解耦控制时SVPWM调制输出所得的非零电压矢量作用时间，按照线性分配机制对零电压矢量作用时间进行调整，来获得单个三相逆变器各桥臂功率器件通断控制信号；

将每个逆变器模块输出的电压矢量定位于d轴方向，即外环采用虚拟的电压定向控制方式，单个逆变器模块发送到CAN总线上的电流信号i_dcN和i_qcN，N＝1，2，……，被连接在总线上的其它任一逆变器模块接收到，每个逆变器根据各自电压控制器输出的电流信号i_dcN和i_qcN，结合接收到的其它逆变器模块发送的同类i_dcN和i_qcN信号求取平均值，各逆变器模块将获得完全相同的i_dref和i_qref电流内环指令信号，并以此作为各逆变器模块电流控制器的给定信号，所述电压控制作用的时间变量T_u0N的获取过程为：逆变器模块的控制系统在每个开关周期采样输出的三相交流电压和交流电流，分别对采样所获得的三相电压和三相电流信号进行三相静止到同步旋转的C3s/2r坐标变换，即abc坐标系到正交dq坐标系；对三相电压和电流进行坐标变换所得结果分别作为dq通道的电压和电流的反馈量，在dq坐标系下分别在dq通道对逆变器模块施加解耦的电压外环和电流内环的双环控制，将电流内环控制的结果用于进行SVPWM调制，根据SVPWM调制的结果得到任一扇区相邻非零电压矢量在下一开关周期的作用时间T_uN1和T_uN2，N＝1，2，……，并据此解算出零序电压的作用时间T_uN0，N＝1，2，……；在获得T_uN0之后，将数字量T_u0avg与数字量T_uN0之差经由一个数字滤波器F后再叠加到零序电流控制器的输出信号上，滤波器为低通或带通形式，由于零序电压信号具有自身的频谱特性，滤波器F的带宽覆盖零序电压波动的主要频带并衰减频带外的信号，保证零序电压信号的所携带信息不丢失；

获得单个三相逆变器各桥臂功率器件通断控制信号的过程成为：根据电流的C3s/2r变换结果，提取出三相电流的零序分量，作为专门的零序电流控制通道的反馈量用于闭环控制；融合零序电流闭环控制通道的输出T_c0N、SVPWM调制输出T_uN1、T_uN2和T_uN0以及T_u0avg，对扇区相邻非零电压矢量和零电压矢量即000和111在下一开关周期的作用时间进行分配，并形成三相逆变器模块主电路功率器件通断控制的脉冲信号，即各模块中的零电压矢量调整量为T_Δ _N＝T_c0N+(T_u0avg-T_uN0)，其中T_c0N为零序电流控制器输出的数字量，N＝1，2，……，将其作为下一周期中由SVPWM调制算法所得T₀的调整量，T₀＝T_s-T_uN1-T_uN2，T_s为一个开关周期，并以此配合T_uN1和T_uN2来获得单个三相逆变器各桥臂功率器件通断控制脉冲信号，此脉冲信号将经过驱动电路放大后施加到功率器件的控制极。