CN105591549A - 一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，该方法通过采集输出电流电压、电源电流电压和变换器输入电压，实现负载有功功率、无功功率和输入无功功率预测以及有源阻尼控制；本方法在选择开关状态使得指标函数即功率平均值与其给定值之间的误差绝对值之和最小时，无需调整指标函数的权重，即可获得较好的输入和输出电流性能；且能够精确实现有源阻尼控制，根据有源阻尼控制等效电路，同时修正输入无功功率和负载有功功率的给定值，以抑制预测控制技术引发的输入<i>LC</i>滤波器的振荡。本发明的方法简化了预测控制的实现，能够有效地抑制输入侧振荡，保证了系统安全稳定运行。

Description

一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法

技术领域

本发明涉及一种矩阵变换器，尤其涉及一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，该方法同样适用于传统矩阵变换器，属于矩阵变换器控制技术领域。

背景技术

矩阵变换器(MatrixConverter，MC)是一种直接AC-AC功率变换器，具有正弦输入/输出、能量可双向流动、结构紧凑无需直流储能元件和可靠性高的优点，被认为是传统AC-AC变换器的一种具有发展前景的替代品。本发明研究的MC拓扑为间接式矩阵变换器(IndirectMatrixConverter，IMC)。典型的IMC应用结构如图1所示，主要包括电源、输入侧LC滤波器、变换器主电路、负载、反馈检测及控制电路。

相对于传统的AC-AC变换器，矩阵变换器的开关数量较多，而且输入和输出相互耦合，其调制和控制策略复杂得多。研究人员为此提出了多种方案。如Venturini算法、载波调制、空间矢量调制(SVM)、直接转矩控制等。其中，SVM是迄今为止在实际的矩阵变换器系统中应用最为广泛的一种方法。它在每个采样周期内，选择多个基本矢量合成期望的输入电流和输出电压矢量。它以较低的采样频率和开关频率，就能产生正弦的输入和输出波形，具有较大的实用价值。

随着数字处理器的快速发展，SVM受到了预测控制的挑战。预测控制的原理简单、易于理解、动态性能快，适用于不同种类的功率变换器。预测控制已被广泛应用于MC系统中，通过设计合适的指标函数，十分容易控制输入无功功率、提升效率、减小共模电压等。因而被认为是一种非常有发展前景的MC控制方法。

然而，MC目前常采用的预测控制存在如下两方面问题。一方面，MC的输入侧一般采用预测无功功率控制，而输出侧采用预测电流/转矩控制。为了保证良好输出性能的同时提高输入性能，已有控制策略需要在指标函数中设定输入无功功率偏差的权重。增大权重有助于提高输入性能，但可能降低输出性能。为获得较好的折中效果，需根据经验调整权重系数。而且，不同的工作条件下，最佳的权重系数不同，这增加了控制策略的实现难度。

另一方面，相对于SVM等已有调制算法，预测控制容易引起输入滤波器振荡，电源电流波形质量较差。无源阻尼控制和有源阻尼控制均可解决这一问题，其中有源阻尼不增加功率损耗和电源电流中的高次谐波，因此具有较大的应用价值。已有预测控制将经过高通滤波后的输入电压注入到输出电流dq分量的给定值中，有源阻尼控制的完全实现要求对输入侧和输出侧的控制变量同时进行修正。因此已有有源阻尼控制方法虽然能够在一定程度上能够抑制振荡，但并未完全实现有源阻尼，降低了抑制效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，对负载有功功率、无功功率和输入无功功率进行预测，并选择使预测值与它们的给定值之间的误差绝对值之和(即指标函数)最小的MC开关状态，从而获得较好的输入和输出电流性能；另外，对输入无功功率和负载有功功率的给定值同时进行修正，完全实现了有源阻尼，抑制了输入滤波器的振荡。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，包括如下步骤：

步骤1，采集第k个周期矩阵变换器的输出电流i_o[k]和负载电压u_L[k]的值，根据i_o[k]和u_L[k]，预测出第k+2个周期内负载有功功率的平均值和负载无功功率的平均值

步骤2，采集第k个周期的电源电压u_s[k]和电源电流i_s[k]，以及矩阵变换器的输入电压u_i[k]的值，根据u_s[k]、i_s[k]和u_i[k]，预测出第k+2个周期内输入无功功率的平均值

步骤3，对负载有功功率和输入无功功率的给定值进行修正，产生修正后的给定值，利用修正后的给定值和无需修正的负载无功功率的给定值，以及步骤1和步骤2得到的平均值，计算指标函数，选择使指标函数的值最小的开关脉冲作用对矩阵变换器进行有源阻尼预测控制；所述指标函数g的计算公式为：

其中，λ_pL、λ_qL和λ_qi分别为权重系数，且取值均为1，分别为修正后负载有功功率和输入无功功率的给定值，为无需修正的负载无功功率给定值。

优选的，所述修正后负载有功功率和输入无功功率的给定值的计算公式分别为：其中，Re(·)和Im(·)分别表示实部和虚部，u_i为矩阵变换器的输入电压，上标c表示共轭，i_vd为阻尼电流，分别为负载有功功率、输入无功功率的给定值。

优选的，所述阻尼电流i_vd的表达式为：其中，j为虚数单位，ω_s为电源电压频率，L_fi为滤波电感，R_vd为虚拟阻尼电阻，L_vf为虚拟滤波电感，u_s为电源电压，电源电流 分别为负载有功功率、输入无功功率的给定值。

优选的，所述第k+2个周期内负载有功功率的平均值负载无功功率的平均值和输入无功功率的平均值的计算公式为：

其中，p_L[k+1]、q_L[k+1]和q_i[k+1]分别为第k+1个周期结束时负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值，p_L[k+2]、q_L[k+2]和q_i[k+2]分别为第k+2个周期结束时负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值。

优选的，所述p_L[k+1]、q_L[k+1]、q_i[k+1]、p_L[k+2]、q_L[k+2]和q_i[k+2]的计算公式为：

q_i[k+1]＝Φ_iq_i[k]+Γ_i[q_iis[k]q_uis[k]]^T，q_i[k+2]＝Φ_iq_i[k+1]+Г_i[q_iis[k+1]q_uis[k+1]]^T；

其中，[k]、[k+1]、[k+2]分别表示第k、k+1、k+2个周期的值，p_L、q_L、q_i分别为负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值， Re(·)和Im(·)分别表示实部和虚部，I为单位矩阵，T_s为采样时间，其中，L_fi为输入滤波电感，R_fi为输入滤波电阻，C_fi为输入滤波电容，R_fo为输出滤波电阻，L_fo为输出滤波电感，C_L为负载电容，R_L为负载电阻，i_i为输入电流，u_i为输入电压，i_s为电源电流，u_s为电源电压，i_o为输出电流，u_o为输出电压，u_L为负载电压，上标c、T分别表示共轭、转置。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明所提出的矩阵变换器预测控制，对功率进行直接控制，且选择第k+2个开关周期的负载有功功率和无功功率、输入无功功率平均值进行计算评价(指标)函数，即可补偿数字控制器的延时作用并提高控制精度。

2、本发明所提出的矩阵变换器预测控制，将有功和无功偏差的权重系数均设为1，即使输出频率发生改变，也可获得较好的输入电流和输出电流、负载电压波形，无需根据经验对权重系数进行调整。

3、本发明所提出的有源阻尼控制，根据虚拟阻尼电流对输入无功功率和负载有功功率的给定值修正，即可精确实现有源阻尼控制，从而抑制LC滤波器振荡；当负载为无源负载时，所提出的预测控制技术只能间接控制负载电压和频率，因此负载电压和频率存在控制误差，而这可通过提高预测控制的控制精度改善；当负载为电压源等有源负载时，无需控制负载电压和频率，因此所提控制方法将具有较好的适用性和较高的理论研究意义。

附图说明

图1是矩阵变换器的典型应用结构图。

图2是本发明所提的系统结构及控制框图。

图3(a)-图3(b)分别是目前已有的及本发明采用的输入有源阻尼控制方法的等效电路图。

图4是L_vf＝2mH，R_vd由1Ω增大到100Ω时，G_is(s)的幅频特性图。

图5是R_vd＝16Ω，L_vf由0.1mH增大到10mH时，G_is(s)的幅频特性图。

图6是无阻尼控制时，电源电流(i_sA)、电源电压(u_sA)、输出电流(i_oU)和负载电压(u_LU)的波形图。

图7(a)-图7(d)是有源阻尼控制时，负载电压幅值给定值U_Lm ^*为75V，输出频率f_o设为80Hz的实验结果图，其中，图7(a)是电源电流(i_sA)、电源电压(u_sA)、输出电流(i_oU)和负载电压(u_LU)的波形；图7(b)是i_sA的谐波分布；图7(c)是i_oU的谐波分布；图7(d)是u_LU的谐波分布。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提出的系统控制结构如图2所示，由图可得输出电流i_o和负载电压u_L的微分方程为：

负载的瞬时视在功率s_L表达式为：

其中，上标c表示共轭；p_L和q_L分别为负载瞬时有功功率和无功功率。由式(1)和(2)可得s_L的导数为：

由式(3)可知，式(4)的实部和虚部分别为p_L和q_L的导数，则：

其中，矩阵A_L和B_L的表达式分别为：

变量p_ioo、p_uLL、p_uoL和q_uoL的表达式为：

式中Re(·)和Im(·)分别表示取实部和虚部。

由式(5)可得其离散域表达式为：

其中，矩阵φ_L和Γ_L的表达式为：

其中，I为单位矩阵，T_s为采样时间。

由于数字控制的延时作用，当前周期内产生的开关状态只能在下一个周期内作用于MC，因此需进行延时补偿。常用的延迟补偿算法为根据式(8)计算出第k+2个周期的值，即：

式中，p_L[k+1]和q_L[k+1]由式(8)产生；由于滤波电感L_fo和负载电容C_L的滤波作用，可认为输出电流i_o[k+1]≈i_o[k]，负载电压u_L[k+1]≈u_L[k]，则由式(7)可得p_ioo[k+1]≈p_ioo[k]，p_uLL[k+1]≈p_uLL[k]；式(8)中，p_uoL[k]和q_uoL[k]可根据上一个周期选择出的最佳开关状态计算出；p_uoL[k+1]和q_uoL[k+1]为当前周期内根据MC不同开关状态计算出的值。

根据MC现有预测控制算法的原理，可以直接将预测出的p_L[k+2]和q_L[k+2]应用于评价函数的计算中。但p_L[k+2]和q_L[k+2]是第k+2个周期结束时候的值，不能描述p_L和q_L在整个周期内的变化，因此上述做法会产生控制误差。为提高控制精度，选择第k+2个周期的平均值进行计算评价函数。第k+2个周期开始即第k+1个周期结束时p_L和q_L的值为p_L[k+1]和q_L[k+1]，则它们在第k+2个周期内的平均值为：

同样的，由图2可得电源电流i_s和输入电压u_i的微分方程为：

定义输入瞬时视在功率s_i为：

则由式(13)和(14)可得s_i的导数为：

由于MC的输入瞬时有功功率和输出瞬时有功功率相等，输出侧已经对有功功率进行了预测控制，输入侧只需对无功功率进行预测控制即可。由式(15)和(16)可得输入无功功率的微分方程为：

其中，变量q_iis和q_uis的表达式为：

由式(17)可得其离散域表达式为：

q_i[k＋1]＝φ_iq_i[k]＋Γ_i[q_iis[k]q_uis[k]]^T(19)

式中，上标T表示转置。矩阵Φ_i和Γ_i的表达式为：

与负载有功功率和无功功率预测控制一样，为补偿数字控制器的延时作用，需预测出第k+2个周期的无功功率值：

q_i[k+2]＝Φ_iq_i[k+1]+Γ_i[q_iis[k+1]q_uis[k+1]]^T(21)

式(21)中：q_i[k+1]由式(19)产生；由于滤波电感L_fi和滤波电容C_fi的滤波作用，可认为输入电流i_i[k+1]≈i_i[k]，输入电压u_i[k+1]≈u_i[k]，并且电源电流i_s[k+1]≈i_s[k]，电源电压u_s[k+1]≈u_s[k]则由式(18)可得q_iis[k+1]≈p_iis[k]，p_uis[k+1]≈p_uis[k]。

同样，需获得第k+2个周期的平均值以提高控制精度：

需要说明的是，控制的输入无功功率q_i并不是电源实际发出的无功功率q_s，但两者之间的差别非常小，可以忽略，现进行说明。由图2可知，电源无功功率的表达式为：

即q_s和q_i之间的差异由滤波电感压降产生。一般情况下，滤波电感压降相对于电源电压都很小，从而其产生的无功功率也很小，则q_s和q_i可认为近似相等。选择q_i而不是q_s进行预测控制的原因在于：根据已有预测控制策略的分析，计算q_s的预测值需先计算出电源电流和输入电压的预测值，无法根据q_s的微分方程直接计算出其预测值，因此这是一种间接控制；而由式(19)可知，可直接由q_i的微分方程计算出其预测值，因此所提控制方法具有更好的输入无功功率控制能力。

计算得负载有功功率、无功功率和输入无功功率后，由指标函数决定选择何种开关状态。本发明中，评价函数g为预测出的负载有功功率p_L、无功功率q_L及输入无功功率q_i在第k+2个周期的平均值与给定值之间的偏差绝对值之和，即

式中，λ_pL、λ_qL和λ_qi分别为p_L偏差、q_L偏差和q_i偏差的权重系数。在不同的开关状态下均计算g的值，并选择使g最小的开关状态，将其作用于MC。

根据式(3)可知，p_L和q_L共同决定了负载电压和输出电流，而由(15)可知p_L(与p_i相等)和q_i共同决定了电源电流，则p_L、q_L和q_i的地位相同，则式(24)中权重系数λ_pL、λ_qL和λ_qi均设定为1，以同时获得较好的输出和输入性能。因此，本发明所提预测控制方法无需根据MC的工作条件调整q_i偏差的权重系数λ_qi，这是相对于MC的传统预测控制的一大优势之一。当然，在所提出的预测控制技术中，也可以减小λ_qi，以突出输出性能的地位，但正常情况下这并没有必要，因为所提控制策略已经可以获得良好的输出性能。

图2中P_L ^*和Q_L ^*为未修正的负载有功功率和无功功率给定值。本发明验证过程采用了RC无源负载，P_L ^*和Q_L ^*满足：

式中，U_Lm ^*为负载电压幅值的给定值，f_o为负载电压频率。式(25)表明，通过控制负载吸收的有功功率和无功功率，间接的控制了负载电压幅值和频率。对于有源负载的情况(如MC并网运行)，P_L ^*和Q_L ^*相互独立，不受负载频率的影响，此时本发明所提控制策略具有更好的控制效果。

图2中Q_i ^*为输入无功功率的给定值，将其设为0以使得电源的功率因数为1，也可设定为其它值以控制电源的无功功率。

同已有的MC预测控制策略一样，本发明提出的预测控制技术也易引发输入滤波器振荡。尽管可以在滤波电感L_fi旁安装阻尼电阻，但这会增加功率损耗和电源电流谐波，有源阻尼控制不存在这样的问题，因此更为适合抑制滤波器振荡。根据文献，MC的有源阻尼控制的基本原理为在输入滤波器的滤波电容C_fi旁并联一个虚拟的支路，并通过控制算法产生期望的阻尼电流，从而提高滤波器的阻尼系数。已有输入有源阻尼控制方法等效电路如图3(a)所示。图中，虚线框中部分为实现阻尼功能的虚拟支路，i_vd为阻尼电流，i_cf为滤波电容电流，R_vd为虚拟阻尼电阻，C_vf为虚拟滤波电容。对于图3(a)所示的控制方法，阻尼电流i_vd的表达式为：

已经证明这种方法可以获得和无源阻尼控制相同的阻尼性能及更好的滤波性能。

然而，图3(a)所示的控制方法并不能直接应用于预测控制。由式(26)可知，阻尼电流i_vd包含了输入电压u_i的谐波分量。在预测控制中，由于MC的开关频率并不固定，因此u_i的谐波分布广泛。若直接根据i_vd对输入侧和输出侧的控制变量进行修正，则其包含的谐波会影响输入和输出电流波形质量性能。此外，由式(26)和图3(a)可知，i_vd与滤波电感L_fi的压降成正比，电感压降包含了基波分量，将导致i_vd也包含基波分量。这部分基波电流不会增加或降低滤波器的阻尼，但对会影响有功和无功的控制精度。

因此，本发明在图3(a)所示的控制方法的基础上提出了一种改进的有源阻尼控制方法，如图3(b)所示。图中，L_vf为虚拟滤波电感，ω_s为电源电压频率，i_s为稳态时的电源电流矢量，可由下式计算出：

由图可得阻尼电流i_vd的表达式为：

由式(26)和(28)可知，本文所提方法相当于在消除图3(b)所示的控制方法的阻尼电流基波分量后再对其进行低通滤波。低通滤波的引入虽然会略微降低了阻尼性能，但却消除了i_vd中高次谐波对输入和输出电流波形质量的影响。

由图3(b)可得本文所提有源阻尼控制方法下输入电流的小信号分量Δi_i到电源电流小信号分量Δi_s的传递函数为：

其中分母Den(s)的表达式为：

当其它参数保持不变，分别改变R_vd和L_vf的值时，G_is(s)的幅频特性分别如图4和图5所示。由图可知，在L_vf一定时，随着R_vd增大，G_is的谐振峰值先减小，再逐渐增大，在中间某个值时达到最小值，此时G_is的阻尼最大。而由式(28)知，L_vf越大，对i_vd中高次谐波的滤波效果越好，输入和输出电流波形质量受到的影响越小。但增大L_vf的值时，G_is的谐振频率会降低，阻尼减小。因此，在实际中应根据需要调整L_vf和R_vd参数，以同时获得较好的阻尼性能和电流波形质量。

当获得阻尼电流i_vd后，可用其对输入电流的给定值或者输入电流矢量相角和输出电压幅值给定值进行修正，就可以完全实现有源阻尼控制。然而，MC的预测控制无需产生输入电流给定值或者输出电压给定值，因此上述实现方法并不适用于预测控制。本发明基于前述的预测控制技术，给出了完全实现有源阻尼控制的方法。

由图3(b)所示的有源阻尼控制等效电路中，电源电流的表达式为：

i_s＝i_cf+i_i+i_vd(31)

在实际电路中，图3(b)所示的虚拟支路并不存在。式(31)中i_cf和i_i之和为实际电路中的电源电流，而i_vd需要通过控制算法注入到电源电流i_s中。由于本发明对功率进行直接控制，因此考虑i_vd对功率的影响。在有源阻尼控制的作用下，输入视在功率s_i的表达式为：

式(32)表明，要想将i_vd注入到电源电流中，只要将u_i ^ci_vd注入到输入视在功率。由于输入有功功率和输出有功功率相等。因此只要分别对负载有功功率的给定值P_L ^*和输入无功功率的给定值Q_i ^*进行如下修正：

再将经过修正后的p_L ^*和q_i ^*应用于预测控制技术中，就可使得实际的电源电流包含阻尼分量i_vd，从而实现有源阻尼控制策略。

下面介绍本发明的一个实验实例。

为验证本发明所提控制策略的有效性，搭建了一台IMC实验平台。其中电源采用Chroma61511可编程交流电源。LC的滤波器无实际的阻尼电阻。IMC的采样频率为50kHz，但各开关的平均开关频率远小于50kHz。在实验中，所有的相电压和相电流分别由带宽为30MHz的电压和电流探头测出，其数据同时用于Matlab软件里的谐波分析。所有的直流信号由数字信号控制器DSP通过ADC芯片采样获得，并经DAC芯片输出到示波器中。

首先对无阻尼控制进行了实验验证。实验结果如图6所示。由图可知，由于LC滤波器没有阻尼，电源电流发生了严重振荡。MC无储能元件，这部分振荡传递到了输出侧，导致输出电流和输出电压的波形发生畸变。同时，由于电源内阻并不为0，电源电压波形也受到影响。需要说明的是，在实际中，由于电源电流振荡容易引发平台的保护程序，因此在进行该实验时，将电源电压的幅值降低到85V，而负载电压幅值的给定值设定为30V，以避免过大的电流振荡引发保护。

随后，将本发明提出的有源阻尼控制加入到预测功率控制中，其中虚拟阻尼电阻为16Ω，虚拟滤波电感为2mH。此时将电源电压的幅值恢复到标定的141V。负载电压的给定值设为75.19V，频率设为80Hz。根据式(25)可计算出未修正的负载有功功率给定值P_L ^*约为800W，无功功率给定值Q_L ^*约为147Var。电源无功功率的给定值Q_s ^*的给定值为0Var，以获得单位功率因数运行。图7(a)-图7(d)给出了电源电压(u_sA)、电源电流(i_sA)、输出电流(i_oU)和负载电压(u_LU)的波形以及i_sA、i_oU、u_LU的谐波分析结果。由图可知，在采用有源阻尼控制时，电源电流的振荡得到了抑制，其THD为8.85％。同时，输出电流和负载电压均具有较好的正弦度，它们的THD分别为7.02％和1.61％。实际测得的负载电压幅值为75.05V，与给定值相差了0.19％；输出频率为79.1Hz，与给定值相差了1.13％。这是由于负载为无源负载，所提控制方法对负载电压和输出频率是一种间接的控制。当负载为更常见的电压源型负载时，则可以获得更好的控制精度。实验结果验证了本发明方法的有效性和可行性。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，采集第k个周期矩阵变换器的输出电流i_o[k]和负载电压u_L[k]的值，根据i_o[k]和u_L[k]，预测出第k+2个周期内负载有功功率的平均值和负载无功功率的平均值

步骤2，采集第k个周期的电源电压u_s[k]和电源电流i_s[k]，以及矩阵变换器的输入电压u_i[k]的值，根据u_s[k]、i_s[k]和u_i[k]，预测出第k+2个周期内输入无功功率的平均值

步骤3，对负载有功功率和输入无功功率的给定值进行修正，产生修正后的给定值，利用修正后的给定值和无需修正的负载无功功率的给定值，以及步骤1和步骤2得到的平均值，计算指标函数，选择使指标函数的值最小的开关脉冲作用对矩阵变换器进行有源阻尼预测控制；所述指标函数g的计算公式为：

$g={\mathrm{\&lambda;}}_{pL}|p_L^{*}-{\stackrel{\&OverBar;}{p}}_L\&lsqb;k+2\&rsqb;|+{\mathrm{\&lambda;}}_{qL}|Q_L^{*}-{\stackrel{\&OverBar;}{q}}_L\&lsqb;k+2\&rsqb;|+{\mathrm{\&lambda;}}_{qi}|q_i^{*}-{\stackrel{\&OverBar;}{q}}_i\&lsqb;k+2\&rsqb;|,$

其中，λ_pL、λ_qL和λ_qi分别为权重系数，且取值均为1，分别为修正后负载有功功率和输入无功功率的给定值，为无需修正的负载无功功率给定值。

2.如权利要求1所述具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，其特征在于，所述修正后负载有功功率和输入无功功率的给定值的计算公式分别为：

$p_L^{*}=P_L^{*}+\mathrm{Re}\left(u_i^c{i}_{vd}\right),q_i^{*}=Q_i^{*}+Im\left(u_i^c{i}_{vd}\right),$

其中，Re(·)和Im(·)分别表示实部和虚部，u_i为矩阵变换器的输入电压，上标c表示共轭，i_vd为阻尼电流，分别为负载有功功率、输入无功功率的给定值。

3.如权利要求2所述具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，其特征在于，所述阻尼电流i_vd的表达式为：

$i_{vd}=\frac{u_i+{\mathrm{j\&omega;}}_s{L}_{fi}{i}_s-u_s}{R_{vd}}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_{vf}/R_{vd}+1},$

其中，j为虚数单位，ω_s为电源电压频率，L_fi为滤波电感，R_vd为虚拟阻尼电阻，L_vf为虚拟滤波电感，u_s为电源电压，电源电流 分别为负载有功功率、输入无功功率的给定值。

4.如权利要求1-3任一所述具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，其特征在于，所述第k+2个周期内负载有功功率的平均值负载无功功率的平均值和输入无功功率的平均值的计算公式为：

${\stackrel{\&OverBar;}{p}}_L\&lsqb;k+2\&rsqb;=\frac{p_L\&lsqb;k+1\&rsqb;+p_L\&lsqb;k+2\&rsqb;}{2}$

${\stackrel{\&OverBar;}{q}}_L\&lsqb;k+2\&rsqb;=\frac{q_L\&lsqb;k+1\&rsqb;+q_L\&lsqb;k+2\&rsqb;}{2}$

${\stackrel{\&OverBar;}{q}}_i\&lsqb;k+2\&rsqb;=\frac{q_i\&lsqb;k+1\&rsqb;+q_i\&lsqb;k+2\&rsqb;}{2},$

其中，p_L[k+1]、q_L[k+1]和q_i[k+1]分别为第k+1个周期结束时负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值，p_L[k+2]、q_L[k+2]和q_i[k+2]分别为第k+2个周期结束时负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值。

5.如权利要求4所述具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法，其特征在于，所述p_L[k+1]、q_L[k+1]、q_i[k+1]、p_L[k+2]、q_L[k+2]和q_i[k+2]的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{p}_L\&lsqb;k+1\&rsqb;\\ q_L\&lsqb;k+1\&rsqb;\end{array}\right]={\mathrm{\&Phi;}}_L\left[\begin{array}{c}{p}_L\&lsqb;k\&rsqb;\\ q_L\&lsqb;k\&rsqb;\end{array}\right]+{\mathrm{\&Gamma;}}_L\left[\begin{array}{c}{p}_{ioo}\&lsqb;k\&rsqb;\\ p_{uLL}\&lsqb;k\&rsqb;\\ p_{uoL}\&lsqb;k\&rsqb;\\ q_{uoL}\&lsqb;k\&rsqb;\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{p}_L\&lsqb;k+2\&rsqb;\\ q_L\&lsqb;k+2\&rsqb;\end{array}\right]={\mathrm{\&Phi;}}_L\left[\begin{array}{c}{p}_L\&lsqb;k+1\&rsqb;\\ q_L\&lsqb;k+1\&rsqb;\end{array}\right]+{\mathrm{\&Gamma;}}_L\left[\begin{array}{c}{p}_{ioo}\&lsqb;k+1\&rsqb;\\ p_{uLL}\&lsqb;k+1\&rsqb;\\ p_{uoL}\&lsqb;k+1\&rsqb;\\ q_{uoL}\&lsqb;k+1\&rsqb;\end{array}\right],$

q_i[k+1]＝Φ_iq_i[k]+Γ_i[q_iis[k]q_uis[k]]^T，q_i[k+2]＝Φ_iq_i[k+1]+Γ_i[q_iis[k+1]q_uis[k+1]]^T；

其中，[k]、[k+1]、[k+2]分别表示第k、k+1、k+2个周期的值，p_L、q_L、q_i分别为负载有功功率、负载无功功率和输入无功功率的值， ${\mathrm{\&Phi;}}_L=e^{A_L\&CenterDot;T_s},{\mathrm{\&Gamma;}}_L=A_L^{-1}({\mathrm{\&Phi;}}_L-I)B_L,{\mathrm{\&Phi;}}_i=e^{-\frac{R_{fi}}{L_{fi}}{T}_s},$ ${\mathrm{\&Gamma;}}_i=-\frac{L_{fi}}{R_{fi}}\left({\mathrm{\&Phi;}}_i-1\right)\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{C_{fi}}& \frac{1}{L_{fi}}\end{array}\right],q_{iis}=\mathrm{Im}\left(i_i^{*}{i}_s\right),q_{uis}=\mathrm{Im}\left(u_i^{*}{u}_s\right),p_{ioo}=i_o^c{i}_o,p_{uLL}=u_L^c{u}_L,p_{uoL}=\mathrm{Re}\left(u_L^c{u}_o\right),$ Re(·)和Im(·)分别表示实部和虚部，I为单位矩阵，T_s为采样时间， $A_L=-\left[\begin{array}{cc}1/C_L{R}_L+R_{fo}/L_{fo}& 0\\ 0& 1/C_L{R}_L+R_{fo}/L_{fo}\end{array}\right],B_L=\left[\begin{array}{cccc}1/C_L& -1/L_{fo}& 1/L_{fo}& 0\\ 0& 0& 0& 1/L_{fo}\end{array}\right],$ 其中，L_fi为输入滤波电感，R_fi为输入滤波电阻，C_fi为输入滤波电容，R_fo为输出滤波电阻，L_fo为输出滤波电感，C_L为负载电容，R_L为负载电阻，i_i为输入电流，u_i为输入电压，i_s为电源电流，u_s为电源电压，i_o为输出电流，u_o为输出电压，u_L为负载电压，上标c、T分别表示共轭、转置。