CN104638939A - 一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，该方法采用一种新型数字高通滤波器，对输入电压的αβ分量同时进行滤波，将滤波后的输入电压信号作为阻尼电流注入到参考输入电流中，从而抑制滤波器的振荡。无论矩阵变换器传输正向功率还是反向功率，该方法均能有效地抑制电源电流和输入电压振荡；此外，该方法无需额外的电流传感器，不增加系统硬件成本，具有较大的实用性；更重要的是，本发明采用新型数字高通滤波器得到的阻尼电流不包含基波分量，对变换器的正常运行没有影响。

Description

一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法

技术领域

本发明涉及一种矩阵变换器的控制方法，特别涉及一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法。

背景技术

矩阵式变换器是一种新型AC-AC变换器，具有体积小、重量轻和工作寿命长的特点，被当作目前大量应用的双PWM变换器的替代拓扑之一，在国内外被广泛研究。矩阵变换器系统结构如附图1所示。三相电源电压通过LC滤波器接到矩阵变换器的输入侧。附图1中R_f为滤波电感L_f的内阻。矩阵变换器的拓扑结构为双级矩阵变换器，也可为传统的单级矩阵变换器。矩阵变换器的输出侧负载可为无源负载、电机负载或公用电网。为抑制矩阵变换器输入电压波动对输出侧性能的影响，控制器直接采集三相输入电压，根据空间矢量调制算法产生变换器所需的PWM驱动信号。

许多文献已经证明，在这种控制方式下，对于输入LC滤波器而言矩阵变换器可等效为恒功率负载。论文“矩阵变换器若干关键问题研究，中南大学博士学位论文，2010年”指出，矩阵变换器在传输正向功率(正向模式)时，d轴输入阻抗为负值；在传输反向功率(反向模式)时，q轴输入阻抗为负值。负的输入阻抗会使得LC滤波器的阻尼为负，导致系统不稳定而引发大幅度振荡，危害半导体器件的安全。该文同时提出了使得滤波器稳定的通用构造法，在正向模式下对输入电压的幅值进行滤波处理，在反向模式下对输入电压的相角进行滤波处理，通过增加输入阻抗而抑制滤波器的振荡。但这两种模式下的构造法相互冲突，同时使用时不能提高稳定性，因此需分别使用，增加了算法实现的复杂度。论文“Stability Analysisand Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System,in Proc.29th Annu.Conf.IEEEIECON,Roanoke,VA,2003,pp.2059–2065”也提出了类似的方法，它对输入电压的幅值和相角同时滤波，通过改变滤波器的时间常数以抑制。但这种方法只有一个可变参数，控制范围有限，而且不能适用于反向模式。专利“一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，申请号201310058761.8”提出了基于电源电流反馈控制的方法，抑制了输入滤波器的振荡，但需要额外的电流传感器，增加了硬件电路成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的新型控制方法，以解决现有方法存在的不足。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，其特征在于，在每个开关周期内，控制器进行如下步骤：

步骤1，采集矩阵变换器三相输入电压、三相输出电流；

步骤2，采用一种可完全滤除基波分量的数字高通滤波器，对采集到的输入电压αβ分量进行滤波，得到阻尼电流的αβ分量；

步骤3，将步骤2所得阻尼电流的αβ分量添加到参考输入电流的αβ分量中，采用输出电流合成添加了阻尼电流后的参考输入电流；

步骤4，根据矩阵变换器的空间矢量调制算法的原理，得到变换器的调制比和输入电流矢量相角，产生PWM控制信号。

本方法的具体实施步骤为：

步骤1.1，采集矩阵变换器三相输入电压u_iA、u_iB和u_iC，并根据下式所示的Clarke坐标变换得到输入电压的αβ分量u_iα和u_iβ：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{i\α}}\\ u_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{iA}}\\ u_{\mathrm{iB}}\\ u_{\mathrm{iC}}\end{array}\right];$

步骤1.2，采集矩阵变换器三相输出电流i_oU、i_oB和i_oC，并根据下式所示的Clarke坐标变换得到输出电流的αβ分量i_oα和i_oβ：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}\\ i_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{oU}}\\ i_{\mathrm{oV}}\\ i_{\mathrm{oW}}\end{array}\right];$

步骤1.3，设期望的输出电压αβ分量为u_oα ^*和u_oβ ^*，根据下面三式分别计算出矩阵变换器传输的有功功率P、直流母线电流I_dc和输出电压的相角θ_ou：

$P=1.5(u_{\mathrm{o\α}}^{*}{i}_{\mathrm{o\α}}+u_{\mathrm{o\β}}^{*}{i}_{\mathrm{o\β}})$

$I_{\mathrm{dc}}=\frac{\sqrt{3}(u_{\mathrm{o\α}}^{*}{i}_{\mathrm{o\α}}+u_{\mathrm{o\β}}^{*}{i}_{\mathrm{o\β}})}{2\sqrt{(u_{\mathrm{o\α}}^{*2}+u_{\mathrm{o\β}}^{*2})}}$

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ou}}=\arctan \frac{u_{\mathrm{o\β}}^{*}}{u_{\mathrm{o\α}}^{*}};$

步骤1.4，结合步骤1.3计算出的有功功率P，由下式计算出不包含阻尼电流的输入电流αβ分量给定值i_iα ^*和i_iβ ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\α}}^{*}=\frac{P{u}_{\mathrm{i\α}}}{1.5(u_{\mathrm{i\α}}^2+u_{\mathrm{i\β}}^2)}\\ i_{\mathrm{i\β}}^{*}=\frac{P{u}_{\mathrm{i\β}}}{1.5(u_{\mathrm{i\α}}^2+u_{\mathrm{i\β}}^2)}\end{array}\right.;$

步骤1.5，根据步骤1.2计算出的u_iα和u_iβ，采用数字高通滤波器对其滤波，得到阻尼电流的αβ分量i_iαe和i_iβe；

步骤1.6，根据步骤1.4计算出的i_iα ^*和i_iβ ^*与步骤1.5计算出的i_iαe和i_iβe，由下式计算出添加阻尼电流后的输入电流给定值i_iα ^**和i_iβ ^**：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\α}}^{**}=i_{\mathrm{i\α}}^{*}+i_{\mathrm{i\αe}}\\ i_{\mathrm{i\β}}^{**}=i_{\mathrm{i\β}}^{*}+i_{\mathrm{i\βe}}\end{array}\right.;$

步骤1.7，根据步骤1.3计算出的I_dc和步骤1.6计算出的i_iα ^**和i_iβ ^**，由下面两式计算出矩阵变换器的调制比m和输入电流矢量的相角θ_ii：

$m=\frac{\sqrt{i_{\mathrm{i\α}}^{**2}+i_{\mathrm{i\β}}^{**2}}}{I_{\mathrm{dc}}}$

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ii}}=\left\{\begin{array}{cc}\arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}},& I_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;0\\ \arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}}+\mathrm{\&pi;},& I_{\mathrm{dc}}<0\end{array}\right.;$

步骤1.8，根据步骤1.3计算出的θ_ou、步骤1.7计算出的m和θ_ii，采用矩阵变换器常用的空间矢量调制算法产生PWM控制信号。

步骤1.5采用数字高通滤波器计算出阻尼电流i_iαe和i_iβe的具体实现步骤为：

5.1由下式解算出中间计算变量x_iα和x_iβ：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_d\frac{d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&alpha;}}-x_{\mathrm{i\&alpha;}}-{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&beta;}}\\ T_d\frac{{\mathrm{dx}}_{\mathrm{i\&beta;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&beta;}}-x_{\mathrm{i\&beta;}}+{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}\end{array}\right.;$

式中，T_d为设定的数字高通滤波器的时间常数，ω_s为输入电压角频率；

5.2由下式计算出阻尼电流i_iαe和i_iβe：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;e}}=K_d(u_{\mathrm{i\&alpha;}}-x_{\mathrm{i\&alpha;}})\\ i_{\mathrm{i\&beta;e}}=K_d(u_{\mathrm{i\&beta;}}-x_{\mathrm{i\&beta;}})\end{array}\right.$

式中，K_d为设定的数字高通滤波器的增益。

期望的输出电压αβ分量u_oα ^*和u_oβ ^*，可为开环给定，也可由输出侧电流闭环控制产生。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明提供的抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法向αβ轴输入电流中分别注入阻尼电流，该阻尼电流信号在矩阵变换器传输正向功率和反向功率时均能有效增加LC滤波器的阻尼，抑制电源电流和输入电压的振荡；

采用本发明提供的方法无需额外的电流传感器，不增加硬件成本；

该方法在抑制滤波器振荡的同时，阻尼电流信号的基波电流分量为0，因此，本发明的控制方法不会影响变换器的正常运行；

本发明所采用的数字高通滤波器结构简单，容易实现。

附图说明

图1矩阵变换器系统结构；

图2恒定功率控制策略下，输入电流到电源电流传递函数的根轨迹；

图3采用本发明提出的抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法时，输入电流到电源电流传递函数的根轨迹；

图4采用传统数字高通滤波器获得的阻尼电流所包含的基波分量；

图5新型数字高通滤波器的原理图；

图6采用新型数字高通滤波器获得的阻尼电流所包含的基波分量；

图7本发明提出的抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法的实现原理图；

图8仿真试验结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

根据论文“矩阵变换器若干关键问题研究，中南大学博士学位论文，2010年”可知，矩阵式变换器常采用恒定功率控制策略，此时，矩阵变换器输入电流的dq分量表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{id}}=\frac{P{u}_{\mathrm{id}}}{1.5(u_{\mathrm{id}}^2+u_{\mathrm{iq}}^2)}\\ i_{\mathrm{iq}}=\frac{P{u}_{\mathrm{iq}}}{1.5(u_{\mathrm{id}}^2+u_{\mathrm{iq}}^2)}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中P为矩阵变换器传输的有功功率；u_id和u_iq为变换器输入电压(即滤波电容上的电压)的dq分量；i_id和i_iq为恒功率控制下，输入电流中的dq分量，它代表了变换器正常运行时的输入电流。本发明中的dq坐标系为基于电源电压定向的坐标系。

根据式(1)可知，输入电流与滤波电容电压(滤波器的状态变量之一)有关，因此滤波器的大信号方程为时变非线性的，此时需考虑滤波器的小信号方程。矩阵变换器的dq轴输入小信号导纳为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=\frac{\&PartialD;i_{\mathrm{id}}}{\&PartialD;u_{\mathrm{id}}}\\ y_q=\frac{\&PartialD;i_{\mathrm{iq}}}{\&PartialD;u_{\mathrm{iq}}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

则由式(1)可得，y_d和y_q的稳态表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_d=\frac{2P(U_{\mathrm{iq}}^2-U_{\mathrm{id}}^2)}{3(U_{\mathrm{id}}^2+U_{\mathrm{iq}}^2)}\\ Y_q=\frac{2P(U_{\mathrm{id}}^2-U_{\mathrm{iq}}^2)}{3{(U_{\mathrm{id}}^2+U_{\mathrm{iq}}^2)}^2}\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中U_id和U_iq分别为u_id和u_iq的稳态值。一般情况下，U_iq远小于U_id，因此式(3)可简化为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d=-\frac{P}{1.5U_{\mathrm{id}}^2}\\ Y_q=\frac{P}{1.5U_{\mathrm{id}}^2}\end{array}\right.---\left(4\right)$

根据附图1可得LC滤波器的小信号状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{dx}}{\mathrm{dt}}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}\\ y=\mathrm{Cx}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中状态变量x＝[Δi_sd,Δi_sq,Δu_id,Δu_iq]^T，符号Δ表示对应变量的小信号变量，i_sd和i_sq为电源电流的dq分量；输入变量u＝[Δu_sd,Δu_sq,Δi_id,Δi_iq]^T，u_sd和u_sq为电源电压的dq分量；输出变量y＝[Δi_sd,Δi_sq]^T。矩阵A、B和C的表达式为：

$A=\left[\begin{array}{cccc}-R_f/L_f& {\mathrm{\&omega;}}_s& -1/L_f& 0\\ -{\mathrm{\&omega;}}_s& -R_f/L_f& 0& -1/L_f\\ 1/C_f& 0& -Y_d/C_f& {\mathrm{\&omega;}}_s\\ 0& 1/C_f& -{\mathrm{\&omega;}}_s& -Y_q/C_f\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{cccc}1/L_f& 0& 0& 0\\ 0& 1/L_f& 0& 0\\ 0& 0& -1/C_f& 0\\ 0& 0& 0& -1/C_f\end{array}\right],C=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]$

其中，ω_s为电源电压角频率。

矩阵A的特征值代表了输入电流的小信号分量Δi_id和Δi_iq到电源电流小信号分量Δi_sd和Δi_sq的传递函数特征根，可以用来分析滤波器的稳定性。设滤波器的参数为：R_f＝0.3Ω，L_f＝1mH，C_f＝12.6μF。电源电压的幅值为200V，频率为50Hz。则由式(4)和(5)可得，当变换器传输的有功功率P在[-3kW,3kW]范围内变化时，滤波器传递函数的根轨迹如附图2所示。如实线箭头所示，当P由-3kW逐渐增大到0时，矩阵A有一对共轭特征根从右半平面逐渐转移到左半平面。如虚线箭头所示，当P由0逐渐增大到3kW时，这一对特征根又按照反向路径转移到右半平面。由图可知，只有当P在0附近的很小一个区域内时，传递函数才不会有正实部特征根。当P为其它值时，传递函数都有正实部特征根。此时，滤波器不稳定，电源电流和输入电压将发生振荡。

为抑制滤波器振荡，本发明给出一种新型控制方法，向dq轴输入电流中分别注入阻尼电流i_ide和i_iqe，其表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ide}}=\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}{u}_{\mathrm{id}}\\ i_{\mathrm{ide}}=\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}{u}_{\mathrm{iq}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

即采用一阶高通滤波器对输入电压的dq分量进行滤波从而得到i_ide和i_iqe，参数T_d为滤波器的时间常数，K_d为比例系数。则输入电流变为：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{i}}_{\mathrm{id}}=\frac{P{u}_{\mathrm{id}}}{1.5(u_{\mathrm{id}}^2+u_{\mathrm{iq}}^2)}+i_{\mathrm{ide}}\\ {\tilde{i}}_{\mathrm{iq}}=\frac{P{u}_{\mathrm{iq}}}{1.5(u_{\mathrm{id}}^2+u_{\mathrm{iq}}^2)}+i_{\mathrm{iqe}}\end{array}\right.---\left(7\right)$

带波浪号“～”的变量表示注入阻尼电流后的值，其物理意义与不带波浪号的对应变量物理意义相同。则由式(7)可得新的小信号输入导纳为：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_d\&ap;-\frac{P}{1.5U_{\mathrm{id}}^2}+\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}\\ {\tilde{Y}}_d=\frac{P}{1.5U_{\mathrm{id}}^2}+\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}\end{array}\right.---\left(8\right)$

将式(8)代入到矩阵A中，可得新的系统矩阵为A°：

当其余参数不变、K_d＝1/15和T_d＝0.75ms时，新型控制方法下，A°的特征值即滤波器传递函数的根轨迹如附图3所示。由图可知，当P在[-3kW,3kW]范围内变化时，所有的根都具有负实部，即滤波器都是稳定的，电源电流和输入电压不会发生振荡。

由于控制器采集变换器输入电压而并不是电源电压进行控制算法的实现，电源电压的相角无法获得。因此Park坐标变换无法实现，式(6)所示的高通滤波器无法在dq坐标系下直接实现，需在两相静止坐标系(αβ坐标系)下实现。此外，由于阻尼电流在数字控制器中获得，式(6)中高通滤波器为数字式高通滤波器。传统的数字式高通滤波器实现方法为直接将式(6)改写成αβ坐标系下的形式，如式(9)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;e}}=\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}{u}_{\mathrm{i\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{i\&beta;e}}=\frac{K_d{T}_{d}s}{T_{d}s+1}{u}_{\mathrm{i\&beta;}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

式中，u_iα和u_iβ为输入电压的αβ分量，i_iαe和i_iβe为阻尼电流的αβ分量。在实际中，u_iα和u_iβ根据下式所示的输入电压Clarke坐标变换得到：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{i\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{i\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{iA}}\\ u_{\mathrm{iB}}\\ u_{\mathrm{iC}}\end{array}\right]---\left(10\right)$

其中，u_iA、u_iB和u_iC为三相输入电压，可由控制器采样得到。由于u_iα和u_iβ主要由基波电压组成，式(9)所示的阻尼电流分量也包含了基波分量。例如，在上述系统参数下，式(9)所示的阻尼电流所包含的基波分量如附图4所示。由图可知，采用传统数字式高通滤波器，阻尼电流的基波电流分量幅值达到了3A左右。此外，可计算出式(7)中由P决定的输入电流基波分量幅值只有10A，该值代表了变换器正常运行时的输入电流。因此，阻尼电流在输入电流中的比重很大，容易引起变换器的调制比饱和，严重影响到变换器传输的有功功率，即会影响变换器的正常运行。

本发明给出了一种新型的数字式高通滤波器，其实现方法如式(11)和式(12)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;e}}=K_d{u}_{\mathrm{c\&alpha;}}-K_d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{i\&beta;e}}=K_d{u}_{\mathrm{c\&beta;}}-K_d{x}_{\mathrm{i\&beta;}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{T}_d\frac{d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&alpha;}}-x_{\mathrm{i\&alpha;}}-{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&beta;}}\\ T_d\frac{{\mathrm{dx}}_{\mathrm{i\&beta;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&beta;}}-x_{\mathrm{i\&beta;}}+{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中，x_iα和x_iβ为中间计算变量。附图5表明了该新型数字高通滤波器的原理，即通过在α轴信号和β轴信号之间引入耦合信号，该耦合信号的作用即为消除阻尼电流中的基波分量。采用该新型数字高通滤波器，阻尼电流的基波电流分量如附图6所示。由图可知，在新型数字高通滤波器的作用下，阻尼电流的基波电流分量为0。因此，本发明控制方法不会影响变换器的正常运行。

为将式(9)所示阻尼电流注入到输入电流中，本发明基于电流空间矢量调制算法对双级式矩阵变换器进行控制，通过输出电流直接合成期望的输入电流，其原理如附图7所示。根据论文“通用瞬时功率定义及广义谐波理论，中国电机工程学报，2001年09期”介绍的瞬时功率理论，可由实际输出电流的αβ分量i_oα和i_oβ、给定的输出电压αβ分量u_oα ^*和u_oβ ^*可计算出变换器传输的有功功率P和直流母线电流I_dc，它们的表达式为：

$P=1.5(u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&alpha;}}+u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&beta;}})---\left(13\right)$

$I_{\mathrm{dc}}=\frac{\sqrt{3}(u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&alpha;}}+u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&beta;}})}{2\sqrt{(u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*2}+u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*2})}}---\left(14\right)$

其中，i_oα和i_oβ根据下式所示的输出电流Clarke坐标变换得到：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{o\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{oU}}\\ i_{\mathrm{oV}}\\ i_{\mathrm{oW}}\end{array}\right]---\left(15\right)$

式中，i_oU、i_oV和i_oW为三相输出电流，可由控制器采样得到。根据P、滤波输入电压的αβ分量u_iα和u_iβ可计算出注入阻尼电流前的输入电流的给定值i_iα ^*和i_iβ ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;}}^{*}=\frac{P{u}_{\mathrm{i\&alpha;}}}{1.5(u_{\mathrm{i\&alpha;}}^2+u_{\mathrm{i\&beta;}}^2)}\\ i_{\mathrm{i\&beta;}}^{*}=\frac{P{u}_{\mathrm{i\&beta;}}}{1.5(u_{\mathrm{i\&alpha;}}^2+u_{\mathrm{i\&beta;}}^2)}\end{array}\right.---\left(16\right)$

根据上述新型高通数字滤波器获得阻尼电流i_iαe和i_iβe，并将其注入到i_iα ^*和i_iβ ^*中，产生注入阻尼电流分量后的输入电流给定值i_iα ^**和i_iβ ^**：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}=i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{*}+i_{\mathrm{i\&alpha;e}}\\ i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}=i_{\mathrm{i\&beta;}}^{*}+i_{\mathrm{i\&beta;e}}\end{array}\right.---\left(17\right)$

随后根据矩阵变换器的空间矢量调制算法的原理，可计算出变换器的调制比m和输入电流矢量相角：

$m=\frac{\sqrt{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**2}+i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**2}}}{I_{\mathrm{dc}}}---\left(18\right)$

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ii}}=\left\{\begin{array}{cc}\arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}},& I_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;0\\ \arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}}+\mathrm{\&pi;},& I_{\mathrm{dc}}<0\end{array}\right.---\left(19\right)$

矩阵变换器空间矢量调制算法的实现还需要输出电压相角θ_ou，由输出给定的输出电压αβ分量u_oα ^*和u_oβ ^*产生：

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ou}}=\arctan \frac{u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}}{u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}}---\left(20\right)$

下面介绍本发明的一个仿真实例。

在Matlab/Simulink软件中建立了图1所示系统结构的仿真型，并对本发明方法进行仿真验证。仿真结果如附图8所示，图8(a)为未加入本发明控制方法的仿真结果，图8(b)为加入本发明控制方法的仿真结果。在两种仿真情况中，在仿真时间为[0,0.04s]之内，矩阵变换器传输的有功功率为3kW(正向模式)；在仿真时间为[0.04,0.08s]之内，矩阵变换器传输的有功功率为-3kW(反向模式)。由仿真结果可知，无论矩阵变换器工作于正向模式还是反向模式，不加入本发明控制方法时，电源电流和输入电压均发生了严重的振荡；在加入本发明控制方法之后，电源电流和输入电压的正弦度很高，振荡得到了抑制。仿真结果验证了本发明方法的有效性和可行性。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (4)

1.一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，其特征在于，在每个开关周期内，控制器进行如下步骤：

步骤1，采集矩阵变换器三相输入电压、三相输出电流；

步骤2，采用一种可完全滤除基波分量的数字高通滤波器，对采集到的输入电压αβ分量进行滤波，得到阻尼电流的αβ分量；

步骤3，将步骤2所得阻尼电流的αβ分量添加到参考输入电流的αβ分量中，采用输出电流合成添加了阻尼电流后的参考输入电流；

步骤4，根据矩阵变换器的空间矢量调制算法的原理，得到变换器的调制比和输入电流矢量相角，产生PWM控制信号。

2.根据权利要求1所述的一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，其特征在于，本方法的具体实施步骤为：

步骤1.1，采集矩阵变换器三相输入电压u_iA、u_iB和u_iC，并根据下式所示的Clarke坐标变换得到输入电压的αβ分量u_iα和u_iβ：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{i\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{i\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{iA}}\\ u_{\mathrm{iB}}\\ u_{\mathrm{iC}}\end{array}\right];$

步骤1.2，采集矩阵变换器三相输出电流i_oU、i_oB和i_oC，并根据下式所示的Clarke坐标变换得到输出电流的αβ分量i_oα和i_oβ：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\&beta;}}\\ i_{\mathrm{o\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{oU}}\\ i_{\mathrm{oV}}\\ i_{\mathrm{oW}}\end{array}\right];$

步骤1.3，设期望的输出电压αβ分量为u_oα ^*和u_oβ ^*，根据下面三式分别计算出矩阵变换器传输的有功功率P、直流母线电流I_dc和输出电压的相角θ_ou：

$P=1.5(u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&alpha;}}+u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&beta;}})$

$I_{\mathrm{dc}}=\frac{\sqrt{3}(u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&alpha;}}+u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}{i}_{\mathrm{o\&beta;}})}{2\sqrt{({u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}}^2+{u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}}^2)}}$

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ou}}=\arctan \frac{u_{\mathrm{o\&beta;}}^{*}}{u_{\mathrm{o\&alpha;}}^{*}};$

步骤1.4，结合步骤1.3计算出的有功功率P，由下式计算出不包含阻尼电流的输入电流αβ分量给定值i_iα ^*和i_iβ ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;}}^{*}=\frac{{\mathrm{Pu}}_{\mathrm{i\&alpha;}}}{1.5(u_{\mathrm{i\&alpha;}}^2+u_{\mathrm{i\&beta;}}^2)}\\ i_{\mathrm{i\&beta;}}^{*}=\frac{{\mathrm{Pu}}_{\mathrm{i\&beta;}}}{1.5(u_{\mathrm{i\&alpha;}}^2+u_{\mathrm{i\&beta;}}^2)}\end{array}\right.;$

步骤1.5，根据步骤1.2计算出的u_iα和u_iβ，采用数字高通滤波器对其滤波，得到阻尼电流的αβ分量i_iαe和i_iβe；

步骤1.6，根据步骤1.4计算出的i_iα ^*和i_iβ ^*与步骤1.5计算出的i_iαe和i_iβe，由下式计算出添加阻尼电流后的输入电流给定值i_iα ^**和i_iβ ^**：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}=i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{*}+i_{\mathrm{i\&alpha;e}}\\ i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}=i_{\mathrm{i\&beta;}}^{*}+i_{\mathrm{i\&beta;e}}\end{array}\right.;$

步骤1.7，根据步骤1.3计算出的I_dc和步骤1.6计算出的i_iα ^**和i_iβ ^**，由下面两式计算出矩阵变换器的调制比m和输入电流矢量的相角θ_ii：

$m=\frac{\sqrt{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**2}+i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**2}}}{I_{\mathrm{dc}}}$

${\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{ii}}=\left\{\begin{array}{cc}\arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}}& I_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;0\\ \arctan \frac{i_{\mathrm{i\&beta;}}^{**}}{i_{\mathrm{i\&alpha;}}^{**}}+\mathrm{\&pi;}& I_{\mathrm{dc}}<0\end{array}\right.;$

步骤1.8，根据步骤1.3计算出的θ_ou、步骤1.7计算出的m和θ_ii，采用矩阵变换器常用的空间矢量调制算法产生PWM控制信号。

3.根据权利要求2所述的一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，其特征在于，步骤1.5采用数字高通滤波器计算出阻尼电流i_iαe和i_iβe的具体实现步骤为：

5.1由下式解算出中间计算变量x_iα和x_iβ：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_d\frac{{\mathrm{dx}}_{\mathrm{i\&alpha;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&alpha;}}-x_{\mathrm{i\&alpha;}}-{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&beta;}}\\ T_d\frac{{\mathrm{dx}}_{\mathrm{i\&beta;}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{i\&beta;}}-x_{\mathrm{i\&beta;}}+{\mathrm{\&omega;}}_s{T}_d{x}_{\mathrm{i\&alpha;}}\end{array}\right.;$

式中，T_d为设定的数字高通滤波器的时间常数，ω_s为输入电压角频率；

5.2由下式计算出阻尼电流i_iαe和i_iβe：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\&alpha;e}}=K_d(u_{\mathrm{i\&alpha;}}-x_{\mathrm{i\&alpha;}})\\ i_{\mathrm{i\&beta;e}}=K_d(u_{\mathrm{i\&beta;}}-x_{\mathrm{i\&beta;}})\end{array}\right.$

式中，K_d为设定的数字高通滤波器的增益。

4.根据权利要求2所述的一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法，其特征在于，期望的输出电压αβ分量u_oα ^*和u_oβ ^*由控制器直接设定或者由输出电流闭环控制产生。