CN113437860B - 一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，涉及矩阵变换器控制技术领域，包括根据输入端电压分别获得dq轴电压分量、滤波电容电流中m1、m2、m3次谐波的α、β轴值；根据输入电流获得dq轴电流分量；根据q轴电压分量、d轴电流分量、d轴电流分量参考值、d轴电压分量、q轴电流分量和q轴电流分量参考值获得αβ轴电流分量输入端电流分量控制值；根据滤波电容电流中m1、m2、m3次谐波的α、β轴值获得αβ轴谐波电流分量提取值；根据αβ轴电流分量控制值和αβ轴谐波电流分量提取值获得αβ轴电流分量修正控制值；据此控制矩阵变换器的工作状态。本发明抑制了输入谐振点附近谐波电流含量，极大提高了输入侧稳定性。

Description

一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法

技术领域

本发明涉及矩阵变换器控制技术领域，具体涉及一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法。

背景技术

矩阵变换器(Matrix Converter,MC)是一种直接交-交变换器，具有控制灵活、结构紧凑、易于实现单位功率因数等优点。矩阵变换器输入侧常采用电感电容(LC)构成滤波器用以消除脉宽调制过程中引入开关频率倍的高频谐波，但由于该LC滤波器为二阶欠阻尼系统，易引起输入侧产生谐振电流，导致矩阵变换器系统不稳定，输入侧性能下降，进而影响输入发电设备的长期安全稳定运行。

现有矩阵变换器输入侧谐振抑制方法主要包括被动阻尼法和主动阻尼法两大类。前者在不改变调制方法的基础上，仅引入了结构简单的电阻就能较好的起到阻尼系统谐振的目的，但该方法也存在着系统损耗较高，且当输入侧LC滤波器参数发生改变时，需要选择不同的电阻以实现良好的谐振抑制效果，同时，现有常规的被动阻尼法使得幅频特性曲线高频段的斜率变平坦，显然这会降低高频段的谐波抑制能力。

例如，文献1(许宇翔,王培良,雷能玮,等.多模块矩阵变换器改进型线电压合成闭环控制策略研究[J].电测与仪表,2020,57(8):122-127.)中提出采集负载电流中高频谐波分量至负载闭环控制中，实现了多模块矩阵变换器的输入谐振抑制，但该方法所需的电压传感器数量与拓扑中模块数量成正比，模块数量较多时，系统的成本较高。

文献2(Lei J X,Zhou B,Wei J D,et al.Predictive power control of matrixconverter with active damping function[J].IEEE Transactions on IndustrialElectronics,2016,63(7):4550-4559.)中提出了一种将电流预测方法与谐振抑制方法相互结合的新型方法，但该方法中的开关频率较高，不利于系统开关损耗的降低。

文献3(陆松,葛红娟,陈思,等.基于滤波器状态反馈的矩阵变换器输入电流闭环策略[J].电工技术学报,2016,31(7):65-71.)中提出了一种基于输入滤波器状态反馈的矩阵变换器谐振抑制方法，该方法通过反馈滤波电感电流与输入端电压中的高频量，有效的提升了输入性能，但该方法采用至少4个电压传感器与2个电流传感器，电路成本较高。

发明内容

因此，为了克服上述缺陷，本发明实施例提供一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法。

为此，本发明实施例的一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，包括以下步骤：

S1、获取输入端电压，将输入端电压分别输入到第一坐标变换单元、第一谐波提取单元、第二谐波提取单元、第三谐波提取单元和锁相环，经第一坐标变换单元进行计算后获得d轴电压分量u_d和q轴电压分量u_q；经第一谐波提取单元进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波的α轴值i_{α_m1}和β轴值i_{β_m1}；经第二谐波提取单元进行计算后获得滤波电容电流中m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和β轴值i_{β_m2}；经第三谐波提取单元进行计算后获得滤波电容电流中m3次谐波的α轴值i_{α_m3}和β轴值i_{β_m3}；经锁相环进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1、m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2、m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3和基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i，并将m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1输入到第一谐波提取单元，将m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2输入到第二谐波提取单元，将m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3输入到第三谐波提取单元，将基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i分别输入到第一坐标变换单元、第二坐标变换单元和第三坐标变换单元；

S2、获取输入电流，将输入电流输入到第二坐标变换单元进行计算后获得d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；

S3、获取负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

将负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

分别输入到误差计算器进行误差计算后再将计算结果输入到PI调节单元进行计算后获得d轴电流分量参考值

PI调节单元用于进行PI调节对输出电流幅值进行控制；

S4、将q轴电压分量u_q、d轴电流分量i_d、d轴电流分量参考值

和q轴电流分量i_q分别输入到第一PI调节及加减单元进行计算后获得输入端d轴电流分量控制值

将d轴电压分量u_d、q轴电流分量i_q、q轴电流分量参考值

和d轴电流分量i_d分别输入到第二PI调节及加减单元进行计算后获得输入端q轴电流分量控制值

S5、将输入端d轴电流分量控制值

和输入端q轴电流分量控制值

分别输入到第三坐标变换单元进行计算后获得输入端α轴电流分量控制值

和输入端β轴电流分量控制值

S6、将m1次谐波的α轴值i_{α_m1}、m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和m3次谐波的α轴值i_{α_m3}分别输入到第三加法器进行计算后获得滤波电容电流中α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}，将m1次谐波的β轴值i_{β_m1}、m2次谐波的β轴值i_{β_m2}和m3次谐波的β轴值i_{β_m3}分别输入到第四加法器进行计算后获得滤波电容电流中β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}；

S7、将输入端α轴电流分量控制值

和α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}分别输入到第一加法器进行计算后获得α轴电流分量修正控制值

将输入端β轴电流分量控制值

和β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}分别输入到第二加法器进行计算后获得β轴电流分量修正控制值

S8、将α轴电流分量修正控制值

和β轴电流分量修正控制值

分别输入到占空比计算及开关组合控制单元，进行占空比计算，获得开关信号以控制矩阵变换器中各开关管的工作状态。

优选地，S1中的第一谐波提取单元、第二谐波提取单元和第三谐波提取单元进行计算的步骤均包括：

S11、将输入端电压输入到第四坐标变换单元进行计算后获得dq坐标系下的值；

S12、将dq坐标系下的值一一对应的分别输入到两个陷波滤波器进行滤波后再输入到反馈系数调节单元进行计算，将计算结果输入到第五坐标变换单元转换成αβ坐标系下后获得mi次谐波的α轴值i_{α_mi}和β轴值i_{β_mi}，i＝1,2或3。

优选地，所述q轴电流分量参考值

的值为0。

优选地，S4中第一PI调节及加减单元的计算公式为：

其中，k_p、k_i为电流内环PI调节器的比例和积分系数，R_f为输入滤波电感等效电阻，C_f为输入滤波电容。

优选地，S4中第二PI调节及加减单元的计算公式为：

其中，k_p、k_i为电流内环PI调节器的比例和积分系数，R_f为输入滤波电感等效电阻，C_f为输入滤波电容。

本发明实施例的技术方案，具有如下优点：

本发明实施例提供的改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，通过采用陷波滤波器对谐振点附近特定谐波进行提取，有效抑制了输入谐振点附近谐波电流的含量，使得输入侧主要谐波含有率分别下降了95.8％、99.7％、99.5％、99.1％和98.1％，输入侧稳定性得到了极大的提高。通过采用输入电流与负载电流的双闭环控制策略，具有良好的静态与动态性能，而且节省了采集输入电压的传感器，整机的经济性得到了提高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例中改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法的一个具体示例的控制策略框图；

图2为本发明实施例中特定谐波提取模块的一个具体示例的控制框图；

图3为本发明实施例中改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法的一个具体示例的流程图；

图4(a)为无谐振抑制方法下输入端电压u_a与电流i_a仿真波形图；

图4(b)为无谐振抑制方法下输出三相电流i_uvw的仿真波形图；

图4(c)为无谐振抑制方法下输入电流i_a的FFT分析结果图；

图5(a)为本发明实施例的双闭环控制方法下输入三相电流i_abc的仿真波形图；

图5(b)为本发明实施例的双闭环控制方法下输入端电压u_a与电流i_a仿真波形图；

图5(c)为本发明实施例的双闭环控制方法下输出三相电流i_uvw的仿真波形图；

图5(d)为本发明实施例的双闭环控制方法下输入电流i_a的FFT分析结果图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并非旨在限制本发明。除非上下文明确指出，否则如本文中所使用的单数形式“一”、“一个”和“该”等意图也包括复数形式。使用“包括”和/或“包含”等术语时，是意图说明存在该特征、整数、步骤、操作、元素和/或组件，而不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元素、组件、和/或其他组合的存在或增加。术语“和/或”包括一个或多个相关列出项目的任何和所有组合。术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通；可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

实施例

本实施例提供一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，可应用于矩阵变换器系统控制器，例如矩阵变换器系统输入电压频率50Hz，输入滤波电感L_f＝3mH，输入滤波电容C_f＝13.2μF，则输入侧理论谐振频率为800Hz，即谐振点的频率为输入电压频率的16次谐波。以滤波电感值误差10％，滤波电容值误差5％为例，则谐振频率的范围为：744Hz～865Hz，该频率段为基波的14.88次谐波～17.3次谐波，假设输入电流中无偶次谐波和3的倍数次谐波，则至少需要提取并消除的特定谐波为基波的13次、17次和19次谐波。

如图1和图2所示，矩阵变换器系统控制器包括第一坐标变换单元1、第二坐标变换单元2、第一PI调节及加减单元3、第二PI调节及加减单元4、第三坐标变换单元5、第一加法器6、第二加法器7、占空比计算及开关组合控制单元8、第一谐波提取单元9、第二谐波提取单元10、第三谐波提取单元11、第三加法器12、第四加法器13、PI调节单元14、误差计算器15和锁相环16等。

第一坐标变换单元1用于将获取到的三相静止坐标系下的输入端电压转换为两相旋转坐标系下并获得两相旋转坐标系下的d轴电压分量u_d和q轴电压分量u_q，并将q轴电压分量u_q输出给第一PI调节及加减单元3和将d轴电压分量u_d输出给第二PI调节及加减单元4。第二坐标变换单元2用于将获取到的三相静止坐标系下的输入电流转换为两相旋转坐标系下并获得两相旋转坐标系下的d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q，并将d轴电流分量i_d输出给第一PI调节及加减单元3和将q轴电流分量i_q输出给第二PI调节及加减单元4。第一PI调节及加减单元3用于将d轴电流分量i_d和d轴电流分量参考值

进行误差计算和PI调节后分别与q轴电压分量u_q转换后值和q轴电流分量i_q转换后值进行加减运算，获得输入端d轴电流分量控制值

第二PI调节及加减单元4用于将q轴电流分量i_q和q轴电流分量参考值

进行误差计算和PI调节后分别与d轴电压分量u_d转换后值和d轴电流分量i_d转换后值进行加减运算，获得输入端q轴电流分量控制值

优选地，q轴电流分量参考值

可取值为0。第三坐标变换单元5用于将输入端d轴电流分量控制值

和输入端q轴电流分量控制值

转换成两相静止坐标系下的输入端α轴电流分量控制值

和输入端β轴电流分量控制值

并将输入端α轴电流分量控制值

输出给第一加法器6和将输入端β轴电流分量控制值

输出给第二加法器7。第一谐波提取单元9用于根据获取到的三相静止坐标系下的输入端电压和滤波电容电流中m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1获得在两相静止坐标系下滤波电容电流中m1次谐波的α轴值i_{α_m1}和β轴值i_{β_m1}。第二谐波提取单元10用于根据获取到的三相静止坐标系下的输入端电压和滤波电容电流中m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2获得在两相静止坐标系下滤波电容电流中m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和β轴值i_{β_m2}。第三谐波提取单元11用于根据获取到的三相静止坐标系下的输入端电压和滤波电容电流中m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3获得在两相静止坐标系下滤波电容电流中m3次谐波的α轴值i_{α_m3}和β轴值i_{β_m3}。优选地，m1、m2和m3分别可取为13、17和19。第三加法器12用于将m1次谐波的α轴值i_{α_m1}、m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和m3次谐波的α轴值i_{α_m3}进行加法运算获得滤波电容电流中α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}。第四加法器13用于将m1次谐波的β轴值i_{β_m1}、m2次谐波的β轴值i_{β_m2}和m3次谐波的β轴值i_{β_m3}进行加法运算获得滤波电容电流中β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}。第一加法器6用于将输入端α轴电流分量控制值

和α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}进行加法运算获得α轴电流分量修正控制值

第二加法器7用于将输入端β轴电流分量控制值

和β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}进行加法运算获得β轴电流分量修正控制值

占空比计算及开关组合控制单元8用于计算出所需要的开关信号控制矩阵变换器中各开关的通断。误差计算器15用于根据负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

进行加减运算。PI调节单元14用于将误差计算器15的运算结果进行PI调节获得d轴电流分量参考值

并将d轴电流分量参考值

输出给第一PI调节及加减单元3。锁相环16用于根据获取到的三相静止坐标系下的输入端电压获得滤波电容电流中m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1、m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2、m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3和基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i。

优选地，第一谐波提取单元9、第二谐波提取单元10和第三谐波提取单元11均包括第四坐标变换单元17、第五坐标变换单元18、两个陷波滤波器和两个反馈系数调节单元等；三相静止坐标系下的输入端电压经第四坐标变换单元17后转换为dq坐标系下的值，然后分别经两路并行的陷波滤波器和反馈系数调节单元处理后输入第五坐标变换单元18，经第五坐标变换单元转换18后获得mi次谐波的α轴值i_{α_mi}和β轴值i_{β_mi}，i＝1,2或3。

如图3所示，本实施例的改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法包括以下步骤：

S1、获取输入端电压，将输入端电压分别输入到第一坐标变换单元1、第一谐波提取单元9、第二谐波提取单元10、第三谐波提取单元11和锁相环16，经第一坐标变换单元1进行计算后获得d轴电压分量u_d和q轴电压分量u_q；经第一谐波提取单元9进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波的α轴值i_{α_m1}和β轴值i_{β_m1}；经第二谐波提取单元10进行计算后获得滤波电容电流中m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和β轴值i_{β_m2}；经第三谐波提取单元11进行计算后获得滤波电容电流中m3次谐波的α轴值i_{α_m3}和β轴值i_{β_m3}；经锁相环16进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1、m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2、m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3和基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i，并将m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1输入到第一谐波提取单元9，将m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2输入到第二谐波提取单元10，将m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3输入到第三谐波提取单元11，将基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i分别输入到第一坐标变换单元1、第二坐标变换单元2和第三坐标变换单元3；

S2、获取输入电流，将输入电流输入到第二坐标变换单元2进行计算后获得d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；

S3、获取负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

将负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

分别输入到误差计算器15进行误差计算后再将计算结果输入到PI调节单元14进行计算后获得d轴电流分量参考值

PI调节单元14用于进行PI调节对输出电流幅值进行控制；

S4、将q轴电压分量u_q、d轴电流分量i_d、d轴电流分量参考值

和q轴电流分量i_q分别输入到第一PI调节及加减单元3进行计算后获得输入端d轴电流分量控制值

将d轴电压分量u_d、q轴电流分量i_q、q轴电流分量参考值

和d轴电流分量i_d分别输入到第二PI调节及加减单元4进行计算后获得输入端q轴电流分量控制值

S5、将输入端d轴电流分量控制值

和输入端q轴电流分量控制值

分别输入到第三坐标变换单元5进行计算后获得输入端α轴电流分量控制值

和输入端β轴电流分量控制值

S6、将m1次谐波的α轴值i_{α_m1}、m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和m3次谐波的α轴值i_{α_m3}分别输入到第三加法器12进行计算后获得滤波电容电流中α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}，将m1次谐波的β轴值i_{β_m1}、m2次谐波的β轴值i_{β_m2}和m3次谐波的β轴值i_{β_m3}分别输入到第四加法器13进行计算后获得滤波电容电流中β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}；

S7、将输入端α轴电流分量控制值

和α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}分别输入到第一加法器6进行计算后获得α轴电流分量修正控制值

将输入端β轴电流分量控制值

和β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}分别输入到第二加法器7进行计算后获得β轴电流分量修正控制值

S8、将α轴电流分量修正控制值

和β轴电流分量修正控制值

分别输入到占空比计算及开关组合控制单元8，进行占空比计算，获得开关信号以控制矩阵变换器中各开关管的工作状态，用以抑制输入谐振点附近谐波电流的含量。

优选地，S1中的第一谐波提取单元9、第二谐波提取单元10和第三谐波提取单元11进行计算的步骤均包括：

S11、将输入端电压输入到第四坐标变换单元进行计算后获得dq坐标系下的值；

S12、将dq坐标系下的值一一对应的分别输入到两个陷波滤波器进行滤波后再输入到反馈系数调节单元进行计算，将计算结果输入到第五坐标变换单元转换成αβ坐标系下后获得mi次谐波的α轴值i_{α_mi}和β轴值i_{β_mi}，i＝1,2或3，当为第一谐波提取单元9进行计算时，i＝1，当为第二谐波提取单元10进行计算时，i＝2，当为第三谐波提取单元11进行计算时，i＝3。

本实施例的改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，通过采用陷波滤波器对谐振点附近特定谐波进行提取，有效抑制了输入谐振点附近谐波电流的含量，使得输入侧主要谐波含有率分别下降了95.8％、99.7％、99.5％、99.1％和98.1％，输入侧稳定性得到了极大的提高。通过采用输入电流与负载电流的双闭环控制策略，具有良好的静态与动态性能，而且节省了采集输入电压的传感器，整机的经济性得到了提高。

下面从特定谐波提取方法和双闭环控制策略的实现过程两个部分对本实施例进行详细描述。

1.特定谐波提取方法

本实施例提出采用陷波滤波器(Notch Filter)对谐振点附近特定谐波进行提取，滤波器传递函数为：

其中：ω_o为滤波器陷波点处的角频率；Q为品质因数，用以限制陷波点的宽度，如仿真中品质因数Q取值500。

谐振点附近各谐波的反馈系数R_m的计算表达式为：

其中：ω_i为输入电压角频率；m为谐波次数；i_m为m次谐波电流上限值，该值由电气标准IEC6100-3-2决定；λ_m为无谐波抑制方法下输入电流中m次谐波的含量；i₀为基波电流幅值；L_f为输入滤波电感；C_f为输入滤波电容。

图2为特定谐波提取模块控制框图，图中：i_{αβ_m1}、i_{αβ_m2}和i_{αβ_m3}分别为矩阵变换器滤波电容电流中的m1、m2和m3次谐波在αβ坐标系下的值。

2.闭环控制策略的实现

矩阵变换器在两相旋转(dq)坐标系下的输入微分方程为：

其中，i_d、i_q为两相旋转坐标系下d轴、q轴电流分量，R_f为输入滤波电感等效电阻，u_d、u_q为输入端电压d轴、q轴分量，e_d、e_q为输入电压d轴、q轴分量，i_d、i_q为输入电流d轴、q轴分量，u_d、u_q为两相旋转坐标系下d”

轴、q轴电压分量，i_d、i_q为输入端电流d轴、q轴分量。

双闭环控制系统以dq轴分量i_d和i_q为控制对象，变换器输入端电流dq轴分量i_d’和i_q’为控制量，二者之间的关系为：

因为dq轴分量都为直流量，稳态时各变量的微分都为零，可令式(5)中微分量为零，得到dq轴下的稳态方程为：

根据电流前馈解耦原则，同时忽略输入端电压dq轴分量u_d和u_q与输入电压dq轴分量e_d和e_q之间的差异，可得以输入电流的dq轴分量i_d和i_q作为控制对象的电流内环方程式为：

其中，k_p、k_i为电流内环PI调节器的比例和积分系数，

为d轴、q轴电流分量参考值，

为d轴、q轴电流分量控制值。

下面对本实施例的改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法进行实验验证。

图4(a)-(c)为无谐振抑制方法下矩阵变换器的输入与输出仿真结果，由图4(a)可知，输入LC滤波器的阻尼非常小，输入侧电流出现了明显的畸变。同时矩阵变换器无中间环节的储能单元，输入与输出通过双向开关直接连通，因此图4(b)中输出三相电流中也存在着明显的谐波电流。由图4(c)的快速傅立叶变换(FFT)分析结果可知，输入电流的总谐波畸变率(THD)为254％，主要谐波集中在谐振频率点(800Hz)附近，该结论与频率计算结果一致。

由图4(c)的FFT分析可进一步得到输入电流中13次、17次、19次、23次和25次谐波的含有率分别为：λ₁₃＝14.01％、λ₁₇＝223.8％、λ₁₉＝115％、λ₂₃＝4.45％、λ₂₅＝3.66％，基波电流幅值为：i₀＝2.242A。电气标准IEC6100-3-2对A类设备的13～25次谐波电流规定的上限值分别为：i_13th＝0.21A；i_17th＝0.15×15/17＝0.132A；i_19th＝0.15×15/19＝0.118A；i_23th＝0.15×15/23＝0.098A；i_25th＝0.15×15/25＝0.09A。根据上述数据和式(2)可得特定谐波消除法下反馈系数的取值分别为：R_13th＝32.45；R_17th＝3.26；R_19th＝2.0；R_23th＝101.38；R_25th＝39.76。由于上述计算中R_17th和R_19th均小于理想阻尼系数ξ＝0.707时的被动阻尼R_d计算值，则17次和19次谐波电压不做提取，即图2中的反馈系数仅计算13次，23次和25次谐波。

图5(a)-(d)为本实施例的闭环控制策略下矩阵变换器的输入与输出仿真结果，由图5(a)可知，输入侧电流正弦度得到了很大的提升，由图5(b)可知，所采用的闭环控制中电流内环中对q轴电流设定值为i_q ^*＝0，因此输入电压与电流几乎同相位，即输入功率因数高；由图5(b)和图5(c)可知，0.2s处输出电流设定值由3A切换至5A，切换点处无明显振荡，动态响应快，且切换前后的输入与输出性能均保持良好。

由图5(d)的FFT分析结果可知，THD为1.75％，谐振点附近的13次、17次、19次、23次和25次谐波电流被极大的抑制，其含有率分别被抑制到：λ₁₃＝0.59％、λ₁₇＝0.62％、λ₁₉＝0.56％、λ₂₃＝0.04％和λ₂₅＝0.07％。

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (4)

1.一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、获取输入端电压，将输入端电压分别输入到第一坐标变换单元(1)、第一谐波提取单元(9)、第二谐波提取单元(10)、第三谐波提取单元(11)和锁相环(16)，经第一坐标变换单元(1)进行计算后获得d轴电压分量u_d和q轴电压分量u_q；经第一谐波提取单元(9)进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波的α轴值i_{α_m1}和β轴值i_{β_m1}；经第二谐波提取单元(10)进行计算后获得滤波电容电流中m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和β轴值i_{β_m2}；经第三谐波提取单元(11)进行计算后获得滤波电容电流中m3次谐波的α轴值i_{α_m3}和β轴值i_{β_m3}；经锁相环(16)进行计算后获得滤波电容电流中m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1、m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2、m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3和基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i，并将m1次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m1输入到第一谐波提取单元(9)，将m2次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m2输入到第二谐波提取单元(10)，将m3次谐波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_m3输入到第三谐波提取单元(11)，将基波空间矢量所在扇区内的扇区角θ_i分别输入到第一坐标变换单元(1)、第二坐标变换单元(2)和第三坐标变换单元(5)；

S2、获取输入电流，将输入电流输入到第二坐标变换单元(2)进行计算后获得d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q；

S3、获取负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

将负载电流幅值I_o和负载参考电流幅值

分别输入到误差计算器(15)进行误差计算后再将计算结果输入到PI调节单元(14)进行计算后获得d轴电流分量参考值

PI调节单元(14)用于进行PI调节对输出电流幅值进行控制；

S4、将q轴电压分量u_q、d轴电流分量i_d、d轴电流分量参考值

和q轴电流分量i_q分别输入到第一PI调节及加减单元(3)进行计算后获得输入端d轴电流分量控制值

将d轴电压分量u_d、q轴电流分量i_q、q轴电流分量参考值

和d轴电流分量i_d分别输入到第二PI调节及加减单元(4)进行计算后获得输入端q轴电流分量控制值

S5、将输入端d轴电流分量控制值

和输入端q轴电流分量控制值

分别输入到第三坐标变换单元(5)进行计算后获得输入端α轴电流分量控制值

和输入端β轴电流分量控制值

S6、将m1次谐波的α轴值i_{α_m1}、m2次谐波的α轴值i_{α_m2}和m3次谐波的α轴值i_{α_m3}分别输入到第三加法器(12)进行计算后获得滤波电容电流中α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}，将m1次谐波的β轴值i_{β_m1}、m2次谐波的β轴值i_{β_m2}和m3次谐波的β轴值i_{β_m3}分别输入到第四加法器(13)进行计算后获得滤波电容电流中β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}；

S7、将输入端α轴电流分量控制值

和α轴谐波电流分量提取值i_{α_th}分别输入到第一加法器(6)进行计算后获得α轴电流分量修正控制值

将输入端β轴电流分量控制值

和β轴谐波电流分量提取值i_{β_th}分别输入到第二加法器(7)进行计算后获得β轴电流分量修正控制值

S8、将α轴电流分量修正控制值

和β轴电流分量修正控制值

分别输入到占空比计算及开关组合控制单元(8)，进行占空比计算，获得开关信号以控制矩阵变换器中各开关管的工作状态；

S1中的第一谐波提取单元(9)、第二谐波提取单元(10)和第三谐波提取单元(11)进行计算的步骤均包括：

S11、将输入端电压输入到第四坐标变换单元(17)进行计算后获得dq坐标系下的值；

S12、将dq坐标系下的值一一对应的分别输入到两个陷波滤波器进行滤波后再输入到反馈系数调节单元进行计算，将计算结果输入到第五坐标变换单元(18)转换成αβ坐标系下后获得滤波电容电流中mi次谐波的α轴值i_{α_mi}和β轴值i_{β_mi}，i＝1,2或3；

谐振点附近各谐波的反馈系数Rm的计算表达式为：

其中：ω_i为输入电压角频率；m为谐波次数；i_m为m次谐波电流上限值，该值由电气标准IEC6100-3-2决定；λ_m为无谐波抑制方法下输入电流中m次谐波的含量；i₀为基波电流幅值；L_f 为输入滤波电感；C_f 为输入滤波电容。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述q轴电流分量参考值

的值为0。

3.根据权利要求1-2任一项所述的方法，其特征在于，S4中第一PI调节及加减单元(3)的计算公式为：

其中，k_p、k_i为电流内环PI调节器的比例和积分系数，R_f为输入滤波电感等效电阻，C_f为输入滤波电容。

4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，S4中第二PI调节及加减单元(4)的计算公式为：

其中，k_p、k_i为电流内环PI调节器的比例和积分系数，R_f为输入滤波电感等效电阻，C_f为输入滤波电容。

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