CN110574272B - 矩阵变换器控制方法和系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种基于矩阵变换器的至少三个开关状态生成控制策略的方法。至少三个开关状态是基于与每个开关状态相关联的至少预测输出电流和期望输出电流选择的。具体来说，期望输出电流的数学变换以及与多个开关状态中的每个开关状态相关联的输出电流用于识别适当的开关状态。

Description

矩阵变换器控制方法和系统
技术领域
本发明涉及矩阵变换器领域，且更具体地涉及用于矩阵变换器的控制方法的领域。
背景技术
矩阵变换器通常是单级AC-AC变换器，其使用开关阵列将(任何数量相位的)第一AC信号变换成具有任意幅值和频率的(任何数量相位的)第二AC信号。矩阵变换器的一个优点在于其不需要任何大量储能元件。
典型矩阵变换器要求开关阵列中的每个开关为能够在两个方向上阻断电压和传导电流的双向开关。双二极管双晶体管双向开关是一种独立地控制矩阵变换器内的电流方向的已知方法。
用于矩阵变换器的一种已知调制技术使用空间矢量调制(SVM)来执行第一AC信号的调制。几种SVM技术是本领域技术人员已知的，例如三-零、二-零和一-零方法。
参考EP 1311057 A1，可以理解矩阵变换器的实例和SVM技术。
发明内容
本发明由权利要求书限定。
根据实施例，提供了一种生成用于多相输出矩阵变换器的控制策略的方法，所述矩阵变换器能够在多个开关状态中操作，所述方法包括：获得目标输出变换结果，所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望多相输出电流的数学变换结果；识别所述矩阵变换器的多个开关状态；对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果，所述预测输出变换结果表示对于所述开关状态预测的输出电流的数学变换结果；从所述多个开关状态中识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，所述目标输出变换结果的位置被与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果的位置限定的区域包含；和基于所述至少三个开关状态生成所述矩阵变换器的控制策略。
实施例由此提供一种基于矩阵变换器的预测输出电流生成矩阵变换器的控制策略的方法。矩阵变换器的可能的开关状态各自与相应的开关状态相关联，其中每个开关状态可以与相应的预测多相输出电流相关联。期望多相输出电流和这些预测输出电流两者的数学变换(例如，α-β变换)用于识别哪些预测输出电流用于控制策略中，并因此识别哪些开关状态用于控制策略中。
具体来说，识别开关状态中的至少三个，其中这三个开关状态的数学变换限定包含期望输出电流的数学变换的区域。
因此，根据实施例的方法至少基于与每个开关状态相关联的预测输出电流的数学变换和矩阵变换器的期望输出电流的数学变换，选择将哪些开关状态用于控制策略中。
实施例允许以高保真度和可靠性增强对矩阵变换器的输出电流的控制。使用预测输出电流确定在控制策略中使用的开关状态使得能够快速且精确地确定要维持的控制策略。
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果可以包括：对于每个开关状态，从所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载获得预测输出变换结果。
因此，实施例可包括查询或另外从矩阵变换器的仿真或数学模型(和相关联负载)确定与一个或多个开关状态相关联的预测输出电流。在实施例中，仿真或数学模型可以是表或数据集，所述表或数据集包括针对各种不同的可能负载和/或输入电流的每个开关状态的预测输出电流(或更优选地，预测输出电流的数学变换)。诸如电路仿真软件包等的其他仿真或数学模型对于技术人员来说是显而易见的。
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果可选地包括：使用所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载来预测与所识别的多个开关状态中的每个开关状态相关联的所述矩阵变换器的输出电流；和对与每个开关状态相关联的预测输出电流执行数学变换，从而获得所识别的多个开关状态中的每个开关状态的预测输出变换结果。
识别所述至少三个开关状态可以包括：对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果误差，所述预测输出变换结果误差表示与所述开关状态相关联的预测输出变换结果和所述目标输出变换结果之间的预测误差；和识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，原点的位置被与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果误差的位置限定的区域所包含。
因此，提出了一种基于由矩阵变换器预测的输出电流和期望的/目标输出电流之间的预测误差生成控制策略的方法。具体来说，可针对矩阵变换器的每个开关状态/状态计算在所述开关状态中操作的矩阵变换器预测的输出电流和期望/目标输出电流之间的预测误差。
可以通过基于预测输出电流和期望输出电流之间的预测误差，确定至少三个开关状态来获得提高的可靠性。
在至少一个实施例中，对哪些开关状态用于生成控制策略的选择可以进一步至少基于与每个开关状态相关联的输入电流和/或与每个开关状态相关联的输出电压而得以缩小。
识别多个开关状态可以包括：获得目标输入变换结果，所述目标输入变换结果表示所述矩阵变换器的期望输入电流的数学变换结果；对于所述矩阵变换器的每个可能的开关状态，获得输入变换结果，所述输入变换结果表示与所述可能的开关状态相关联的所述矩阵变换器的电流输入的数学变换结果；识别多个输入变换结果，所述多个输入变换结果在使用笛卡尔坐标系映射时邻近所述目标输入变换结果的位置；和识别与所识别的多个输入变换结果相关联的多个开关状态。
实施例由此认识到，可以至少基于期望输入电流来减少需要计算预测输出电流的开关状态的数目。
每个开关状态可以与相应的电流输入相关联。每个开关状态的电流输入的数学变换可以用于进一步基于例如期望电流输入的数学变换来识别某些开关状态。
因此，实施例使得能够进一步基于矩阵变换器的期望输入电流来生成控制策略。
识别多个开关状态可以包括：对于所述矩阵变换器的每个可能的开关状态，获得第二输出变换结果，所述第二输出变换结果表示与所述可能的开关状态相关联的所述矩阵变换器的电压输出的数学变换结果；和基于所述第二输出变换结果的幅值识别所述多个开关状态。
实施例实现了至少基于矩阵变换器的输出电压的幅值减少需要计算预测输出电流的开关状态的数目。具体来说，要认识到，每一开关状态可与相应输出电压相关联。
每个开关状态的相应输出电压的数学变换可用于进一步识别或缩减哪些开关状态将用于生成控制策略。
因此，实施例使得能够进一步基于矩阵变换器的电压输出且具体地说基于由矩阵变换器输出的电压的幅值生成策略。
在至少一个实施例中，基于第二输出变换结果的幅值识别多个开关状态包括识别与最大幅值的第二输出变换结果相关联的多个开关状态。
识别所述至少三个开关状态可以包括：识别根据第一开关状态操作的矩阵变换器的所有输出端子之间的电压差基本上为零的第一开关状态；识别根据第二开关状态操作的矩阵变换器的至少两个输出端子之间的电压差为非零的第二开关状态；和识别根据第三开关状态操作的矩阵变换器的至少两个输出端子之间的电压差为非零的第三开关状态。
因此，实施例可包括识别至少一个零开关状态和一个非零或有源开关状态。
生成所述控制策略可以包括：基于所述目标输出变换结果计算所述至少三个开关状态的占空比；和基于所述计算出的占空比生成所述矩阵变换器的控制策略。
优选地，所述数学变换是α-β变换，使得所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望多相输出电流的α-β变换结果，并且每个预测输出变换结果表示对于相应的开关状态预测的输出电流的α-β变换结果。
还提出了一种计算机程序，其适于在计算机上运行时执行如先前所描述的方法。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种用于三相-三相矩阵变换器的调制策略发生器，所述矩阵变换器能够在多个开关状态中操作，每个开关状态与相应的开关状态相关联，所述调制策略发生器包括处理器，所述处理器适于：获得目标输出变换结果，所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望输出电流的数学变换结果；识别所述矩阵变换器的多个开关状态；对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果，所述预测输出变换结果表示对于所述开关状态预测的输出电流的数学变换结果；从所述多个开关状态中识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，所述目标输出变换结果的位置被与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果的位置限定的区域所包含；和基于至少三个开关状态生成所述矩阵变换器的调制策略。
调制策略发生器可适于针对每个开关状态从所述矩阵变换器的仿真模型获得预测输出变换结果。
调制策略发生器可适于使用所述矩阵变换器的仿真模型预测与所识别的多个开关状态中的每个开关状态相关联的所述矩阵变换器的输出电流；和对与每个开关状态相关联的预测输出电流执行数学变换，从而获得所识别的多个开关状态中的每个开关状态的预测输出变换结果。
调制策略发生器可适于：对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果误差，所述预测输出变换结果误差表示与所述开关状态相关联的预测输出变换结果和所述目标输出变换结果之间的预测误差；和识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，原点的位置被与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果误差的位置限定的区域所包含。
附图说明
现在将参考附图详细地描述本发明的实例，在附图中：
图1A、图1B和图1C各自示出矩阵变换器；
图2是说明根据实施例的方法的流程图；
图3A和图3B说明对于矩阵变换器的多个开关状态预测的输出电流的数学变换；
图4说明对于矩阵变换器的多个开关状态预测的输出电流矢量；
图5说明根据实施例的控制策略；
图6A说明对于矩阵变换器的多个开关状态电流输入的数学变换；
图6B-6C各自说明对于矩阵变换器的多个开关状态电压输出的数学变换；
图7说明对于矩阵变换器的多个开关状态预测的输出电流误差的数学变换；
图8说明根据实施例的控制策略发生器；
图9A和图9B分别说明对于矩阵变换器的多个开关状态预测的输出电流和电流输入的数学变换；
图10说明根据实施例的系统；
图11A和图11B说明根据实施例的系统的实验结果。
具体实施方式
根据本发明的实施例，提供了一种基于矩阵变换器的至少三个开关状态生成控制策略的方法。至少三个开关状态是基于与每个开关状态相关联的至少预测输出电流和期望输出电流选择的。具体来说，期望输出电流的数学变换以及与多个开关状态中的每个开关状态相关联的输出电流用于识别适当的开关状态。
实施例至少部分地基于一种实现，即可以基于预测输出电流和期望输出电流，生成实现矩阵变换器的可靠响应控制的控制策略。实施例提供了识别用于生成控制策略的矩阵变换器的合适开关状态的可靠方法。
说明性实施例例如可用于使用矩阵变换器的电驱动或集成驱动中。此类矩阵变换器的其它实施策略对于技术人员来说将是显而易见的。
图1A、图1B和图1C各自示出根据不同实施例的适于将三相输入信号转换成三相输出信号的矩阵变换器10。
矩阵变换器5包括三个输入节点11，所述三个输入节点各自被连接以从三相AC电源12接收输入信号的相应相位。矩阵变换器还包括三个输出节点13，所述三个输出节点各自被连接以将输出信号的相应相位提供到负载14。
电压供应12例如可以是典型的三相干线电源或其它三相AC电源。电压供应12例如可以被建模为三个电压源或电流源，每个电压源或电流源与不同相位相关联。每个电压源或电流源可以具备并联连接的电感器和阻尼电阻器，每对电感器和阻尼电阻器将相应的电压源或电流源连接到相应的输入节点11。
负载14例如可以是电容性负载或电感性负载，使得矩阵变换器可以包括如图1A图示的电容端口15或如图1B图示的电感端口16或这两者。
当然，应了解，在一些实施例中，例如由图1C所说明的实施例，矩阵变换器1不需要包括特定输出端口。例如，如果负载14包含感应机，那么可以使用此类实施例。
每个输出节点13可通过相应双向开关连接到每个输入节点11。矩阵变换器10由此包括九个(3×3)双向开关阵列。
可提供电容器布置18，如图1B中所说明，以便提供每一相的电感电流的路径。例如，如果矩阵变换器包括电容性端口15，例如图1A所说明的电容性端口，那么可能不需要这种电容器布置。
为了防止(电压源的)线-线短路，不应在任何给定时刻接通与单个输出节点相关联的两个双向开关。类似地，为了确保输入信号的每一相位的电感电流经由电容器布置18或电容性端口15的路径，不应从每个输入节点12断开输出节点13。这防止出现大的过电压。换句话说，每个输出节点13必须始终连接以接收电压源12的相位。这两种限制允许改进装置的安全性、可靠性和寿命。
本领域技术人员将显然明白，矩阵变换器10可在有限数目的开关状态下操作，每个开关状态表示双向开关的不同开-关配置。对于图1的矩阵变换器10，仅有符合上述限制的27个开关状态。
如本文中所使用，“零开关状态”定义为其中每个输出节点与参考电压之间的电压基本上相同的开关状态。例如，每个输出节点13可以连接到同一输入节点11。因此，任何输出节点13之间不存在或存在可忽略的电压差(因为每个输出节点处于相同电压)。
“非零开关状态”或“有源开关状态”定义为其中至少两个输出节点中的每一个和参考电压之间的电压差不同的开关状态。例如，两个或更多个输出节点可以连接到不同的输入节点。因此，存在至少两个输出节点之间的电压差。
控制策略可以用于定义哪个输出节点在任何给定时间连接到哪个输入节点(即矩阵变换器在哪个开关状态操作)。此控制策略可实现对负载的电压供应的调制。具体来说，脉冲宽度调制控制策略可用于限定矩阵矢量在特定开关状态下操作多久。
控制器(未示出)，例如现场可编程门阵列(FPGA)，可以使用该控制策略来控制双向开关的开关。仅作为实例，控制器可以向每个双向开关的一个或多个晶体管提供可变电压连接，以便控制晶体管的传导性，从而实现对双向开关的控制。
进一步参考图2-图4，将根据实施例描述生成用于多相输出矩阵变换器10的控制策略的方法2。
对于下文所描述的实施例，变换结果通常是指多相信号的α-β变换的结果。当然，可以使用多相信号的数学变换的其他结果以实现各种优点，诸如直接正交零变换，也称为dq0、dqo、0dq或odq变换。一般来说，数学变换改变特定多相信号的参考帧，并且优选地与复值类似的方式提供二维或两部分结果。技术人员将理解，此结果可以表示为一对数字(例如，坐标)，或通过对应的矢量表示。
图2示出了根据实施例的用于生成控制策略的方法2的流程图。
图3和图4各自示出了与期望输出电流和矩阵变换器的预测输出电流相关联的变换结果，其使用数学(例如α-β)平面中的笛卡尔坐标系绘制。
该方法包括获得20表示矩阵变换器10的期望多相输出电流的数学(例如，α-β)变换结果的目标输出变换结果30。当被视为自原点的矢量时，目标输出转化结果30可视为目标输出电流矢量。
所述方法还包括识别22与矩阵变换器10相关联的多个开关状态。这可包括例如仅识别矩阵变换器10的所有可用开关状态的子集或选择以供进一步处理。在其它实例中，识别与矩阵变换器相关联的所有开关状态以供进一步处理。
优选的是，所识别的多个开关状态包括至少一个零开关状态和两个或更多个非零开关状态。甚至更优选地，所识别的多个开关状态包括至少一个零开关状态以及六个或更多个非零开关状态。
所述方法还包括对于每个识别的开关状态获得24预测输出变换结果31、32、33、34、35、36、37，这些结果表示根据相应的开关状态操作的矩阵变换器10的预测多相输出电流的数学(例如，α-β)变换结果。在被视为自原点的矢量时，每个预测的输出变换结果可被视为与相应开关状态相关联的预测输出电流矢量。
因此，图3和图4可示出与所识别的多个开关状态的预测输出电流相关联的预测输出电流矢量31、32、33、34、35、36、37以及与目标/期望输出电流相关联的目标输出电流矢量30。
预测输出电流(即，预测输出电流矢量)的α-β变换结果可以例如从矩阵变换器的模型或仿真和相关联负载获得，所述相关联负载可以是预测负载或默认负载。例如，模型可以包括数据集或表，或者在一些实施例中，可以包括电路仿真软件。输出电流可以被认为是提供给负载的电流(即负载电流)。
等式(1)和(2)说明用于简单RL负载(具有电阻R和电感L)的预测负载模型。等式使用开关周期TS(为开关频率的倒数)。
Figure BDA0002120536830000081
ej＝Ij o(k+1)-Io(k)   (2)
其中，Io(k+1)和Io(k)是对于j＝{0，1，2…}分别在(k+1)瞬间和k瞬间的负载电流，其中j是所识别的开关状态。
已经认识到，不同的开关状态与不同的预测输出电流相关联，所述不同的预测输出电流分别由限定预测输出电流矢量的不同输出变换结果表示。
如图3A和图3B所示，预测输出电流的变换结果31、32、33、34、35、36、37可以形成一个或多个偏斜的多边形，这里是具有偏置中心的单个偏斜六边形。
方法2还包括识别26至少三个开关状态，与所述至少三个开关状态关联的预测输出变换结果31、32、37限定目标输出变换结果30所处的区域40或区。因此，可以识别与至少三个预测输出电流矢量31、32、37相关联的开关状态，所述预测输出电流矢量限定包含目标输出变换结果30的区域40。
因此，所述方法可包括识别26用于生成控制策略的至少三个开关状态。
识别至少三个开关状态优选地包括识别至少一个零开关状态(即，与零开关状态变换结果37相关联)和至少两个非零开关状态(即，与第一非零开关状态变换结果31和第二非零开关状态变换结果32相关联)。
尽管零开关状态在矩阵变换器的输出节点之间提供相同电压，但由根据零开关状态操作的矩阵变换器提供的输出电流可为非零(例如，由于负载的性质，例如电感、电阻、阻抗、后电磁场效应等等)。这通过图3A最好地说明，图3A将与零开关状态相关联的预测输出电流的数学变换37识别为非零。
具体而言，如图3B中所示，可以用以下方式限定含有目标输出变换结果的区域。与特定零开关状态(即，零开关状态变换结果37)相关联的预测输出变换结果37可限定无限直径的圆的中心。所述方法可包括识别第一非零矢量(与第一非零开关状态变换结果31相关联)和第二非零矢量(与第二非零开关状态变换结果32相关联)，其中，此圆的扇区，当由在零开关状态变换结果37开始的线界定在一边上并与第一非零开关状态变换结果31相交，由在零开关状态变换结果37开始的线界定在另一边上并与第二非零开关状态变换结果32相交时，限定目标输出变换结果30所位于的区域。
作为另一实例，所识别的至少三个开关状态的预测输出变换结果31、32、37可限定包含目标输出变换结果30的区域的顶点，例如三角形。
作为又一实例，识别至少三个开关状态可包括识别最接近目标输出变换结果30的三个预测输出变换结果31、32、37，并识别相关联的开关状态。
以此方式，方法2至少基于针对不同开关状态矩阵变换器的预测输出电流的数学变换和矩阵变换器的期望输出电流的数学变换选择将在生成控制策略中使用哪些开关状态。
方法2还包括生成28针对多个所识别开关状态的控制策略。生成28可以包括确定多个所识别的开关状态中的每个开关状态的适当占空比，并且基于所识别的占空比生成控制方案。
现在还参考图4，且如前文简单描述的，每个变换结果31、32、37可被认为是与相应的开关状态或开关状态相关联的预测的输出电流矢量。
借助于实例，第一非零开关状态变换结果31可与第一预测电流矢量
Figure BDA0002120536830000091
相关联，第二非零开关状态变换结果32可与第二预测电流矢量
Figure BDA0002120536830000092
相关联，且零开关状态变换结果37可与零预测电流矢量
Figure BDA0002120536830000093
相关联。类似地，目标输出变换结果30可以与目标电流矢量
Figure BDA0002120536830000094
相关联。
生成控制策略可包括识别第一预测电流矢量51、第二预测电流矢量52和产生目标电流矢量50的零预测电流矢量的线性组合。计算出的每个预测电流矢量的占空比被分配为其关联开关状态的占空比。
具体来说，可通过考虑以下等式来计算适当的线性组合。
Figure BDA0002120536830000095
d1+d2+d0＝1   (4)
其中，
Figure BDA0002120536830000096
表示第一预测电流矢量，
Figure BDA0002120536830000097
表示第二预测电流矢量，
Figure BDA0002120536830000098
表示零预测电流矢量，
Figure BDA0002120536830000099
表示目标电流矢量，d1表示第一预测电流矢量的占空比，d2表示第二预测电流矢量的占空比，d0表示零预测电流矢量的占空比。
为了清楚起见，合成矢量
Figure BDA0002120536830000101
和
Figure BDA0002120536830000102
在图4中示出。显而易见，这三个合成矢量的组合产生目标电流矢量50。
以此方式，可计算产生适当目标矢量的每个预测电流矢量的占空比(即，相对操作时间)。可基于所确定的占空比计算多个所识别开关状态的控制策略。
例如，参考图5，生成控制策略可包括基于所预测的电流矢量的计算占空比产生矩阵控制器的双侧开关模式。
与零预测电流矢量
Figure BDA0002120536830000103
相关联的零开关状态v0可将其计算占空比d0分成三个部分，其中的两个大小相同，一个的大小是其他两个大的小的两倍。与第一预测电流误差
Figure BDA0002120536830000104
相关联的第一非零开关状态v1可以将其计算占空比d1平均分成两个部分。类似地，与第二预测电流误差
Figure BDA0002120536830000105
相关联的第二非零开关状态v1可以将其计算占空比d2平均分成两个部分。
占空比的分割部分可以如图5所示的模式布置。
提出的实施例实现快速动态响应，而不损害矩阵变换器的输出信号或波形的质量。
提出的方法可用于以提高的准确性预测输出电压，因为输入滤波器的动态特性意味着由例如SVM等的其它控制策略产生的输出电压可能不准确。
在一些实施例中，预测电流矢量可为预测输入电流矢量，以便能够对矩阵变换器的输入电流进行控制。
将参考图6A到图7描述生成控制策略的更详细的实施例。
在实施例中，识别矩阵变换器的多个开关状态可包括迭代地限制或缩小开关状态的选择以识别所有可用开关状态的仅一部分。许多可能的方法可用于缩小或限制此选择。
如先前所提及，对于图1的矩阵变换器10，仅存在符合某些限制的27个开关状态。在这些开关状态中，六个被认为是旋转或同步开关状态，其仅提供输入节点和输出节点之间的幅值和方向的改变。为简单起见，在至少一个实施例中，无需考虑这些开关状态。其余矢量/开关状态可以被称为：0(即零开关状态)、±1、±2、±3、±4、±5、±6、±7、±8和±9。应注意，存在三个零开关状态。
本发明认识到，开关状态的数目可以通过限制满足输入/输出信号的特定标准的开关状态而被进一步缩减或以其它方式缩减。
作为实例，可基于矩阵变换器的多相输入电流和/或矩阵变换器的多相输出电压缩减开关状态的数目。
根据特定开关状态操作的矩阵变换器10可与相应输入电流矢量相关联，所述输入电流矢量表示在特定开关状态下操作的矩阵变换器的输入电流。
类似地，根据特定开关状态操作的矩阵变换器10可与相应输出电压矢量相关联，所述输出电压矢量表示在特定开关状态下操作的矩阵变换器的输出电压。
即，每个开关状态与相应输入电流矢量和输出电压矢量相关联，如图6A和6B中所说明。
图6A说明矩阵变换器10的输入电流矢量，每一矢量是与相应开关状态相关联的矩阵变换器10的输入电流的数学(例如，α-β)变换结果。
图6B说明矩阵变换器10的输出电压矢量，每一矢量是针对每一相应开关状态由矩阵变换器10输出的电压的数学(例如，α-β)变换结果。
开关状态的选择可仅局限于相关联输入电流矢量邻近所期望输入电流矢量的那些开关状态。因此，与所期望输入电流矢量相关联的所期望输入电流可限定选择哪些开关状态。
开关状态的选择可以基于相关联的输出电压矢量的幅值。
例如，在一些实施例中，可以仅选择具有最大幅值(例如，图6B的最外面的输出电压矢量)的输出电压矢量的开关状态。这可确保矩阵变换器的最大功率输出。
在其它实例中，可仅选择具有最低幅值的输出电压矢量的开关状态。这可以确保增大对输入电流角度的控制。
可以使用限制哪些开关状态被识别的多于一种方法以获得特定优点。
在一种情况下，参考图6A，期望的输入电流变换结果位于第一扇区61内。可在该扇区中产生输入电流的开关状态是±3、±6、±9、±1、±4和±7。多个开关状态首先限于这些识别的开关状态，即12个开关状态的初始集合。
图6C说明以上情形的输出电压矢量，其中开关状态的选择一开始已经缩减到仅选择开关状态±3、±6、±9、±1、±4和±7，每一个与可提供所期望输入电流的输入电流相关联。图6C中说明这些开关状态中的每一个的输出电压矢量的分布。
在实施例中，仅选择与最大幅值的输出电压矢量相关联的那些开关状态(即，位于图6C的外部六边形中的那些电压矢量)。
因此，借助于实例，可将开关状态±4、±7和±1选择为所识别的多个开关矢量以供进一步处理。
实施例认识到，矩阵变换器的开关状态可与表示矩阵变换器的不同参数的多个矢量相关联。如先前所描述，开关状态可与预测的输出电流矢量(表示根据开关状态操作的矩阵变换器的预测多相输出电流)、输入电流矢量(表示根据开关状态操作的矩阵变换器的多相电流输入)和电压输出开关矢量(表示由根据开关状态操作的矩阵变换器输出的多相电压)相关联。
实施例还认识到，为开关状态生成控制策略的识别可基于与每个开关状态关联的多个矢量(特性)。
根据优选的实施例，获得每个所识别的开关状态的预测输出变换结果(即，预测电流矢量)包括针对每个所识别的开关状态获得预测电流误差矢量。
预测电流误差矢量可由针对关联的开关状态电流矩阵变换器的输出电流和期望输出电流之间的预测误差的数学(例如，α-β)变换结果表示。因此，可以针对每个相关的开关状态计算预测输出电流与期望输出电流之间的误差。此误差的数学变换可表示该开关状态的预测电流误差矢量。
在其它或另外的实施例中，可将开关状态的预测电流误差矢量建模为与开关状态相关联的预测输出电流的变换结果和期望输出电流的变换结果之间的差。
因此，可以认为预测输出变换结果误差表示与开关状态关联的预测输出变换结果与目标输出变换结果之间的预测误差。
图7说明多个所识别的开关状态的预测电流误差矢量e1、e2、e3、e4、e5、e6。因此，图7说明对于不同开关状态与矩阵变换器的预测多相输出电流误差相关联的变换结果，在数学(例如α-β)平面中使用笛卡尔坐标系绘制这些结果。
根据实施例，目标是最小化或获得零输出电流误差。此目标因此是平面(0，0)的原点。因此可以理解，如参照图2-5描述的“目标输出变换结果”目前体现为平面的原点。也就是说，目标输出变换结果可以是定位在(0，0)的点。
图7中说明的预测电流误差矢量包括至少一个零开关状态预测电流误差矢量e0(为与零开关状态相关联的预测电流误差矢量)和多个非零开关状态预测电流误差矢量，每一个与相应非零开关状态相关联。另一预测电流误差矢量包括至少第一预测电流误差矢量e1、第二预测电流误差矢量e2以及第三e3、第四e4、第五e5、第六e6预测电流误差矢量。
控制问题是要找到将产生零电流误差(即，目标是寻找原点)的至少三个预测电流误差矢量的线性组合。这可通过零开关状态预测电流误差矢量和非零开关状态预测电流误差矢量的线性组合获得。
具体地说，如果目标(原点)位于由零开关状态预测电流误差矢量和至少两个非零开关状态预测电流误差矢量形成的区域内，则存在解。如果目标(原点)位于此区域之外，那么其被视为过度调制状况，且需要采取稍后描述的不同措施来解决其问题。
在特定实施例中，可确定如果目标处于由零开关状态预测电流误差矢量和两个邻近的非零开关状态预测电流误差矢量限定的区域内，则存在解。如果第二非零开关状态预测电流误差矢量e2是两个最接近非零开关状态预测电流误差矢量到第一非零开关状态预测电流误差矢量e1中的一个，则第一非零开关状态预测电流误差矢量e1可被认为邻近于第二非零开关状态预测电流误差矢量e2。
对于每一对相邻非零开关状态预测电流误差矢量，如果满足以下条件则存在解：
(ex-e0)×(-e0)·(ey-e0)×(-e0)≤0   (5)
(ex-e0)·(-e0)＞0   (6)
(ey-e0)·(-e0)＞0   (7)
其中，ex为非零矢量预测电流误差矢量中的一个，且ey为相邻的非零矢量预测电流误差矢量。
图7所示的实施例的解是ex＝e1和ey＝e2。
选择满足这些要求的非零矢量预测电流误差矢量的相邻对(即用作ex和ey)连同零开关状态预测电流误差矢量e0，以便生成控制策略。
然后可以通过求解以下线性方程组来获得这些矢量的线性组合，以获得目标(即原点)
(exα-e0α)·d1+(eyα-e0α)·d2＝-e0α   (8)
(exβ-e0β)·d1+(eyβ-e0β)·d2＝-e0β  (9)
d1+d2+d0＝1   (10)
其中，d1和d2为满足等式(5)-(7)的条件的非零开关状态预测电流误差矢量的相邻对的相应占空比，且d0是零开关状态预测电流误差矢量的占空比。
然而，如果d1+d2＞1，这意味着目标点(原点)位于由非零开关状态预测电流误差矢量e1、e2、e3、e4、e5、e6(即，其它预测电流误差矢量)界定的区域形成的六边形外部。在此情况下，通过在非零矢量预测电流误差矢量的相邻对ex、ey之间调制来实现尝试得到目标点(原点)。即，所述方法包括识别满足等式(5)-(7)的这些要求的产生最接近原点的合成矢量的非零矢量预测电流误差矢量的相邻对的占空比。
取决于误差预测，依据此基础生成策略会产生准确的占空比，且产生固定开关频率的操作。至少由于对预测的输出电流生成控制策略的事实，控制策略将具有快速瞬态效应。
提出的控制方法提供对例如矩阵变换器的期望或目标输出电流的变化的快速动态响应，几乎不损害受控波形或输出信号的质量。
而且，由于方法中包括的调制方法，稳态性能可以得到改善。因此，本文中描述的预测控制和适当调制的组合使得产生具有快速动态响应的良好稳态性能。
此实施例被认为是直接预测电流-误差矢量控制(DPCVC)的方法。提出了考虑在变换平面(例如αβ平面)中以其矢量形式的电流误差作为成本函数以便计算变换器开关状态的占空比或施加时间的构思。目标是最小化负载电流误差，如果可能，使其等于零。因此，绘制负载电流误差时达到的目标点是平面的原点。
图8说明根据实施例的控制策略发生器8。控制策略发生器8适于为矩阵变换控制器88产生适于控制矩阵变换器89的控制策略87a。
控制策略发生器8包括适于提供关于与矩阵变换器89相关联的开关状态的信息的开关状态供应单元81。例如，开关状态供应单元81可指示矩阵变换器的所有可用开关状态，或可只指示矩阵变换器的非旋转开关状态。
控制策略发生器8还包括开关状态识别单元82，其适于识别矩阵变换器的多个开关状态。举例来说，开关状态识别单元可基于矩阵变换器的期望输入电流或基于与开关状态相关联的输出电压矢量的幅值识别多个开关状态，如先前参考图6A-6C所描述的。
控制策略发生器8还包括电路仿真器83，其适于仿真矩阵变换器89的操作。具体来说，电路仿真器83包括AC源83a(其对矩阵变换器89的AC源建模)、输入滤波器83b、矩阵变换器83c(其对变换器89建模)和负载83d(其对矩阵变换器89的负载建模)的模型。预测的多相负载电流(即输出电流)io由电路仿真器输出。
由开关状态识别单元识别的多个开关状态中的每一个由电路仿真器仿真。因此，根据所识别的多个开关状态中的每一个控制矩阵变换器83c的模型。
仿真的多相输出电流io提供给控制策略发生器的数学变换单元84。数学变换单元84以数学方式变换(例如，使用α-β变换)仿真的多相电流io，以对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得表示针对开关状态预测的输出电流的数学变换结果的预测输出变换结果。
此外，数学变换单元84还可获得表示矩阵变换器的所期望多相输出电流的数学变换结果的目标输出变换结果。这可以例如通过对期望输入电流io执行数学变换例如α-β变换来进行。
开关状态选择单元85从多个开关状态中识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，目标输出变换结果的位置被与至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果的位置限定的区域所包含。因此，开关状态选择单元基于预测输出变换结果和目标输出变换结果识别至少三个开关状态。
占空比发生器86例如采用先前描述的方法确定至少三个开关状态中每个开关状态的占空比。
控制策略发生器87基于所确定的至少三个开关状态的占空比例如采用先前描述的方法生成矩阵变换器89的控制策略。在实施例中，控制策略发生器87基于所确定的占空比将至少三个开关状态布置到控制模式中。
在一些实施例中，数学变换单元84基于由电路仿真器预测的输出电流io和期望输出电流84a获得预测输出电流误差的数学变换。
当然，应了解，在一些实施例中，电路仿真器83例如基于期望输出电流84a生成与每个开关状态相关联的预测输出电流误差，使得数学变换单元84执行预测输出电流误差的数学变换。
在实施例中，仿真或数学模型(例如，电路仿真器83)可以是针对各种不同的可能负载和/或输入电流识别每个开关状态的预测输出电流(或更优选地，预测输出电流误差)的表或数据集。诸如电路仿真软件包等的其他仿真或数学模型对于技术人员来说是显而易见的。
可以迭代地重复根据至少一个实施例的方法，因为矩阵变换器所预测的输出电流可以根据例如对矩阵变换器的负载或电流操作的改变而动态地改变。负载可以不同方式对于在不同开关状态下操作的矩阵变换器作出反应或响应，这可能影响对于识别的开关状态输出电流的预测。
特别有利的实施例可包括通过迭代地确定与识别的开关状态相关联的输出电流误差并且如先前所描述基于预测输出电流误差来确定控制策略，来连续地尝试减少输出电流的误差。
预测输出电流可基于关于矩阵变换器的当前开关状态和存在的输出电流的信息来确定。因此，关于矩阵变换器的当前或正在进行的操作的信息可用于预测针对不同可能的开关状态矩阵变换器的可能输出电流。作为实例，关于当前的输出电流的信息可提供关于矩阵变换器的负载特性的信息，所述信息可用于改进负载的仿真。
因此，可以在一段时间内自动调整和改变控制策略。
根据至少另一个实施例，提出了生成控制策略的方法，所述控制策略能够对矩阵变换器的输入电流和输出电流进行控制。
具体来说，根据实施例的方法可以包括识别用于生成控制策略的至少五个开关状态。
以与先前描述的方法类似的方式，识别至少五个开关状态可包括基于预测输出电流、期望输入电流和/或与开关状态相关联的输出电压矢量的幅值从所有可能的开关状态中迭代地选择特定开关状态。
优选地，识别至少五个开关状态包括根据参考至少图2-图7描述的方法识别至少三个开关状态。具体地说，所识别的至少三个开关状态可包括零开关状态和至少两个非零开关状态。
出于下文所描述的实施例的目的，所识别的三个开关状态可包括零开关状态、第一非零开关状态和第二非零开关状态。
如前所述，每个开关状态可与预测输出电流误差的变换结果相关联，所述误差对应于预测输出电流误差矢量。因此，如图9A中所说明，零开关状态与零预测输出电流误差矢量e90相关联，第一非零开关状态与第一预测输出电流误差矢量e91相关联，且第二非零开关状态与第二预测输出电流误差矢量e92相关联。
所述方法还包括识别至少两个其它开关状态，即第三非零开关状态和第四非零开关状态。与第三非零开关状态相关联的第三预测输出电流误差矢量e93基本上位于零预测输出电流误差矢量e90和第一预测输出电流误差矢量e91相交的线上。与第四非零开关状态相关联的第四预测输出电流误差矢量e94基本上位于零预测输出电流误差矢量e90与第二预测输出电流误差矢量e92相交的线上。
以此方式，并且如图9B中所示，与第一非零矢量ii_1和第二非零矢量ii_2相关联的输入电流矢量的相位角是相同的，并且与第三非零矢量ii_3和第四非零矢量ii_4相关联的输入电流矢量的相位角是相同的。然而，第一非零输入电流矢量和第三非零输入电流矢量的幅值可以是不同的，第二非零输入电流矢量和第四非零输入电流矢量的幅值也可以是不同的。
一旦已识别出五个开关状态，包括四个非零开关状态和一个零开关状态，那么可生成用于矩阵变换器的控制策略。目标是实现输入电流角度的控制以及维持零输出电流误差。假定所期望的输入电流与供应到矩阵变换器(即来自电压供应)的电压同相。
具体参考图9B，所选择的四个非零开关状态各自与相应输入电流矢量相关联，所述输入电流矢量表示变换结果。因此，第一非零开关状态与第一输入电流矢量ii_1相关联，第二非零开关状态与第二输入电流矢量ii_2相关联，第三非零开关状态与第三输入电流矢量ii_3相关联，且第四非零开关状态与第四输入电流矢量ii_4相关联。与零开关状态相关联的输入电流是0，使得零开关状态的输入电流矢量为位于原点处的零矢量。
参考输入电流矢量ii_ref可从具有参考输入电流矢量角度bi的电压供应获得。例如，参考输入电流矢量可从通过电压输出的多相电压获得(因为可假设电压供应的电压输出应与矩阵变换器的输入电流同步)。
可识别满足输出电流矢量要求和通过求解以下线性方程组的输入电流矢量要求两者的所识别的五个开关状态的线性组合：
Figure BDA0002120536830000171
(e91β-e90β)·d1+(e92β-e90β)·d2+(e93β-e90β)·d3+(e94β-e90β)·d4＝-e90β  (12)
(-ii_1∝sin(bi)+ii_1βcos(bi))·d1+(-ii_3∝sin(bi)+ii_3βcos(bi))·d3＝0  (13)
(-ii_2∝sin(bi)+ii_2βcos(bi))·d2+(-ii_4∝sin(bi)+ii_4βcos(bi))·d4＝0  (14)
d1+d2+d3+d4+d0＝1   (15)
并且d1,d2,d3,d4是每个相应非零开关状态的占空比，d0是零开关状态的占空比。
至少一个实施例提供了一种基于所期望的输出电流的一次分析使用多个开关状态生成控制策略的方法。这种控制策略对于具有高准确度和低总谐波失真的需求输出电流的变化提供快速响应。可以迭代地生成控制策略以反复地确保输出合适的电流。
本文中描述的控制策略使得能够提供矩阵变换器的固定或可预测的开关频率，这增大了输入滤波器的设计的容易度。
尽管上文所描述的实施例涉及三相到三相矩阵变换器，但应理解，根据本发明的其它实施例的矩阵变换器可连接到任意数目的相位的输入供电，例如两相供电或四相供电。可以想象，实施例可以应用于适于输出任意数目的相位的变换供应的矩阵变换器，例如两相、四相或五相输出。
提出的实施例使得能够修改方法(例如，在饱和或过度调制状况下)以优先控制输入电流和/或输出电流。具体来说，所述方法可经修改以根据要求优先控制输入电流(即，而非输出电流)。这可通过获得预测输入电流及其适当的变换结果来执行。
在一些实施例中，可以提供包括处理布置的系统，所述处理布置适于执行先前参考图1-图7、图9A或图9B描述的任何方法。
作为实例，如图10中所示，实施例可以包括计算机系统100。计算机系统/服务器101的部件可包括但不限于一个或多个处理布置(例如包括处理器或处理单元101)、系统存储器104和将包括系统存储器104的各种系统部件连接到处理单元101的总线108。
总线108表示几种类型的总线结构中的任一种的一个或多个，包括存储器总线或存储器控制器、外围总线、加速图形端口，以及使用各种总线架构中的任一种的处理器总线或本地总线。作为实例而非限制，此类架构包括行业标准架构(ISA)总线、微通道架构(MCA)总线、增强ISA(EISA)总线、视频电子标准协会(VESA)本地总线和外围组件互连(PCI)总线。
计算机系统/服务器100通常包括各种计算机系统可读介质。此类介质可以是可由计算机系统/服务器100访问的任何可用介质，并且其包括易失性和非易失性介质、可移动和不可移动介质。
系统存储器104可以包括呈易失性存储器形式的计算机系统可读介质，诸如随机存取存储器(RAM)105a和/或高速缓冲存储器105b。计算机系统/服务器100还可以包括其他可移动/不可移动、易失性/非易失性计算机系统存储介质。仅作为实例，可提供存储系统104以从不可移动的非易失性磁介质(未示出且通常称为“硬盘驱动器”)读取和写入数据。尽管未示出，但是可提供磁盘驱动器和光盘驱动器，所述磁盘驱动器用于从可移动非易失性磁盘(例如，“软盘”)读取并写入数据，所述光盘驱动器用于从可移动非易失性光盘(诸如CD-ROM、DVD-ROM或其他光学介质)读取或写入数据。在此类情况下，每一个可由一个或多个数据介质接口连接到总线90。如将进一步描绘和在下文描述的，存储器104可包括至少一个程序产品，其具有被配置成执行本发明的实施例的功能的一组(例如，至少一个)程序模块。
具有一组(至少一个)程序模块107b的程序/实用程序107a可以存储在存储器104中，作为实例而非限制，操作系统、一个或多个应用程序、其它程序模块和程序数据也可以存储在存储器中。每个操作系统、一个或多个应用程序、其它程序模块和程序数据或其某一组合可包括网络环境的实施。程序模块108b通常执行如本文所描述的本发明的实施例的功能和/或方法。
计算机系统/服务器100还可以与一个或多个外部装置109a(例如，键盘、指向装置、显示器109b等)、使得用户能够与计算机系统/服务器100进行交互的一个或多个装置和/或使计算机系统/服务器100能够与一个或多个其它计算装置通信的任何装置(例如，网络卡、调制解调器等)通信。此类通信可经由输入/输出(I/O)接口102进行。还有，计算机系统/服务器100可以通过网络适配器103与一个或多个网络(诸如局域网(LAN)、一般广域网(WAN)和/或公用网络(例如，因特网)通信。如所描绘的，网络适配器103经由总线108与计算机系统/服务器100的其他组件通信。应当理解，尽管未示出，但其他硬件和/或软件组件可以与计算机系统/服务器100结合使用。例如，包括但不限于：微代码、装置驱动器、冗余处理单元、外部磁盘驱动器阵列、RAID系统、磁带驱动器和数据归档存储系统等。
图11A和图11B说明具有三相输出矩阵变换器的系统的实验结果，其中矩阵变换器由通过如先前参考至少图1-图6C和图8所描述的方法生成的控制策略控制。
Figure BDA0002120536830000191
表1
表1示出了进行实验的系统的示例性参数。滤波器电感和电容是对过滤提供到先前描述的矩阵变换器(具有电源电压)的AC源的滤波器(例如输入滤波器83b)而言。输入滤波器由LC滤波器组成，其中，(阻尼电阻的)阻尼电阻器与电感器并联。可能需要输入滤波器来衰减开关频率谐波。所述系统具有负载，所述负载具有负载电感和负载电阻。开关频率指示矩阵变换器的开关频率。
考虑系统需要5A、30Hz负载电流的情景，这产生三相输出电流，如图11A的第一图111所说明。具体来说，图示了与第一相111A、第二相111B和第三相111C相关联的电压输出。图11A还图示了示出矩阵变换器输出线电压112的第二图112和图示谐波频谱113(三相中的一个)的第三图。
谐波频谱指示在开关频率(12.5kHz)及其倍数下的谐波。这意味着固定开关频率有利地通过提出的控制策略生成。受控波形的总谐波失真(THD)约为3.97％。
为了测试控制策略的瞬态行为，可要求矩阵变换器的输出电流的幅值(例如2至5A)和频率(例如20-40Hz)的阶跃需求。也就是说，矩阵变换器的期望输出电流可从幅值2A、频率20Hz的电流改变成幅值5A、频率40Hz的电流。
所得负载电流波形在图11B中示出且指示通过此方法实现的快速瞬态响应。
具体而言，图11B指示了三相负载电流114的阶跃需求，这说明对期望输出电流变化的快速响应。即，矩阵装置的输出电流立即响应所期望电流的变化。
图11B还示出由第一线115A和第二线115B表示的矩阵变换器的三相输出电流的数学(例如，α-β)变换结果115。这里，第一线115A表示变换结果的瞬时α部分，并且第二线115B表示变换结果的瞬时β部分。
由于低总谐波失真，可以理解，所描述的方法提供用于具有低谐波失真的矩阵变换器的快速响应控制策略。
本文中所描述的实施例涉及一种生成可在多个开关状态下操作的多相输出矩阵变换器的控制策略的方法。此类方法包括获得矩阵变换器的期望多相输出电流，获得在特定开关状态下操作的矩阵变换器的预测多相输出电流，以及基于期望的多相输出电流和预测的多相输出电流确定控制策略。
在特定实施例中，期望输出电流和预测输出电流的数学变换用于识别用在控制策略中的至少三个开关状态。
本领域的技术人员在实践所要求保护的发明时，通过对附图、本公开和所附权利要求书的研究，可理解并且实现所公开的实施例的其它变化。除本文明显公开的之外其它双向开关将是本领域技术人员已知的，例如，二极管桥接双向开关单元。在权利要求书中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的纯粹事实不指示这些措施的组合无法被有利地使用。权利要求书中的任何附图标记不应解释为限制范围。

Claims (14)

1.一种生成用于多相输出矩阵变换器的控制策略的方法，所述矩阵变换器能够在多个开关状态中操作，所述方法包括：
获得目标输出变换结果，所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望多相输出电流的数学变换结果；
识别所述矩阵变换器的多个开关状态；
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果，所述预测输出变换结果表示对于所述开关状态预测的输出电流的数学变换结果；
从所述多个开关状态中识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，所述目标输出变换结果的位置被由与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果的位置限定的区域所包含；以及
基于所述至少三个开关状态生成用于所述矩阵变换器的控制策略，
其中，识别多个开关状态包括：
获得目标输入变换结果，所述目标输入变换结果表示所述矩阵变换器的期望输入电流的数学变换结果；
对于所述矩阵变换器的每个可能的开关状态，获得输入变换结果，所述输入变换结果表示与所述可能的开关状态相关联的所述矩阵变换器的电流输入的数学变换结果；
识别多个输入变换结果，所述多个输入变换结果在使用笛卡尔坐标系映射时邻近所述目标输入变换结果的位置；以及
识别与所识别的多个输入变换结果相关联的多个开关状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果包括：
对于每个开关状态，从所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载获得预测输出变换结果。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果包括：
使用所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载来预测与所识别的多个开关状态中的每个开关状态相关联的所述矩阵变换器的输出电流；以及
对与每个开关状态相关联的预测输出电流执行数学变换，从而获得所识别的多个开关状态中的每个开关状态的预测输出变换结果。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，识别所述至少三个开关状态包括：
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果误差，所述预测输出变换结果误差表示与所述开关状态相关联的预测输出变换结果和所述目标输出变换结果之间的预测误差；以及
识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，原点的位置被由与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果误差的位置限定的区域所包含。
5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，识别多个开关状态包括：
对于所述矩阵变换器的每个可能的开关状态，获得第二输出变换结果，所述第二输出变换结果表示与所述可能的开关状态相关联的所述矩阵变换器的电压输出的数学变换结果；以及
基于所述第二输出变换结果的幅值识别所述至少三个开关状态。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，基于所述第二输出变换结果的幅值识别多个开关状态包括识别与最大幅值的第二输出变换结果相关联的多个开关状态。
7.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，识别所述至少三个开关状态包括：
识别根据第一开关状态操作的矩阵变换器的所有输出端子之间的电压差基本上为零的第一开关状态；
识别根据第二开关状态操作的矩阵变换器的至少两个输出端子之间的电压差为非零的第二开关状态；以及
识别根据第三开关状态操作的矩阵变换器的至少两个输出端子之间的电压差为非零的第三开关状态。
8.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，生成所述控制策略包括：
基于所述目标输出变换结果计算所述至少三个开关状态的占空比；以及
基于所计算出的占空比生成所述矩阵变换器的控制策略。
9.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，所述数学变换是α-β变换，使得所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望多相输出电流的α-β变换结果，并且每个预测输出变换结果表示对于相应的开关状态预测的输出电流的α-β变换结果。
10.一种存储有计算机程序的计算机可读存储介质，所述计算机程序在处理装置上运行时适于实施权利要求1-9中任一项所述的方法。
11.一种用于多相输出矩阵变换器的控制策略发生器，所述矩阵变换器能够在多个开关状态中操作，每个开关状态与相应的开关状态相关联，所述控制策略发生器包括处理器，所述处理器适于：
获得目标输出变换结果，所述目标输出变换结果表示所述矩阵变换器的期望多相输出电流的数学变换结果；
通过执行包括以下步骤的处理来识别所述矩阵变换器的多个开关状态：
获得目标输入变换结果，所述目标输入变换结果表示所述矩阵变换器的期望输入电流的数学变换结果；
对于所述矩阵变换器的每个可能的开关状态，获得输入变换结果，所述输入变换结果表示与所述可能的开关状态相关联的所述矩阵变换器的电流输入的数学变换结果；
识别多个输入变换结果，所述多个输入变换结果在使用笛卡尔坐标系映射时邻近所述目标输入变换结果的位置；以及
识别与所识别的多个输入变换结果相关联的多个开关状态；
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果，所述预测输出变换结果表示对于所述开关状态预测的输出电流的数学变换结果；
从所述多个开关状态中识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，所述目标输出变换结果的位置被由与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果的位置限定的区域所包含；以及
基于所述至少三个开关状态生成所述矩阵变换器的控制策略。
12.根据权利要求11所述的控制策略发生器，其中，所述处理器适于针对每个开关状态从所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载获得预测输出变换结果。
13.根据权利要求11和权利要求12中任一项所述的控制策略发生器，其中，所述处理器适于：
使用所述矩阵变换器的仿真或数学模型和所述矩阵变换器的负载，预测与所识别的多个开关状态中的每个开关状态相关联的所述矩阵变换器的输出电流；以及
对与每个开关状态相关联的预测输出电流执行数学变换，从而获得所识别的多个开关状态中的每个开关状态的预测输出变换结果。
14.根据权利要求11和权利要求12中任一项所述的控制策略发生器，其中，所述处理器适于：
对于所识别的多个开关状态中的每个开关状态，获得预测输出变换结果误差，所述预测输出变换结果误差表示与所述开关状态相关联的预测输出变换结果和所述目标输出变换结果之间的预测误差；以及
识别至少三个开关状态，其中，当使用笛卡尔坐标系映射时，原点的位置被由与所述至少三个开关状态相关联的预测输出变换结果误差的位置限定的区域所包含。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2557294B (en) 2016-12-05 2022-03-30 Itt Mfg Enterprises Llc Matrix converter control method and system
US11290023B2 (en) * 2019-04-11 2022-03-29 Hamilton Sundstrand Corporation Model predictive control for matrix converter operating in current control mode with load current estimation
US11733680B2 (en) * 2020-03-23 2023-08-22 Hamilton Sundstrand Corporation Control of matrix converters using machine learning
CN111737872B (zh) * 2020-06-24 2022-08-19 山东大学 一种基于无源部件磁特性的余量预测控制方法及系统
CN112350347B (zh) * 2020-12-03 2023-04-07 郑州铁路职业技术学院 一种用于轨道交通车载电网的功率控制方法、系统、装置和介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103326598A (zh) * 2013-05-20 2013-09-25 河南师范大学 三相整流器快速模型预测控制方法
CN105356765A (zh) * 2015-12-09 2016-02-24 哈尔滨理工大学 一种基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法
CN105591549A (zh) * 2016-01-08 2016-05-18 南京航空航天大学 一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4468725A (en) 1982-06-18 1984-08-28 Texas Instruments Incorporated Direct AC converter for converting a balanced AC polyphase input to an output voltage
US5491370A (en) 1994-01-28 1996-02-13 General Motors Corporation Integrated AC machine
US5763969A (en) 1996-11-14 1998-06-09 Reliance Electric Industrial Company Integrated electric motor and drive system with auxiliary cooling motor and asymmetric heat sink
US5939807A (en) 1997-12-16 1999-08-17 Reliance Electric Industrial Company Cap mounted drive for a brushless DC motor
KR20000019160A (ko) * 1998-09-09 2000-04-06 김덕중 이산전류제어를 위한 링크전압 억제형 공진인버터 및 동기전동기 및 예측형 전류제어방법
US6177740B1 (en) 1999-01-29 2001-01-23 Delphi Technologies, Inc. Integrated motor and motor drive unit
DE19958041A1 (de) * 1999-12-03 2001-06-28 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung bidirektionaler Schalter in Matrixumrichtern
DE10011518A1 (de) 2000-03-09 2001-09-27 Siemens Ag Rückspeisefähiger Umrichtermotor
DE10057784A1 (de) * 2000-11-22 2002-06-06 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung eines Matrixumrichters
EP1311057A1 (en) * 2001-11-08 2003-05-14 Phase Motion Control S.r.l. Control method for a three-phase matrix converter
GB0208600D0 (en) 2002-04-15 2002-05-22 Nottingham University Power converter
RU2251199C1 (ru) 2004-01-20 2005-04-27 Ульяновский государственный технический университет Матричный преобразователь частоты и способ управления им
US7362017B2 (en) 2005-06-20 2008-04-22 Reliance Electric Technologies, Llc Motor with integrated drive unit and shared cooling fan
JP4962766B2 (ja) * 2006-10-02 2012-06-27 富士電機株式会社 交流交流直接変換器の制御装置
DE102006047269A1 (de) 2006-10-04 2008-04-10 Robert Bosch Gmbh Umrichtermotor
JP4957304B2 (ja) * 2007-03-14 2012-06-20 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP4957303B2 (ja) * 2007-03-14 2012-06-20 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
EP1973222A1 (en) 2007-03-20 2008-09-24 ALSTOM Technology Ltd Electrical machine with a matrix converter
US7848121B2 (en) * 2007-05-14 2010-12-07 Honeywell International Inc. Advanced matrix converter and method for operation
WO2010032761A1 (ja) 2008-09-22 2010-03-25 ダイキン工業株式会社 電力変換器及びその制御方法並びにダイレクトマトリックスコンバータ
US8395280B2 (en) 2010-02-16 2013-03-12 Infineon Technologies Ag Circuit arrangement including a multi-level converter
JP5720977B2 (ja) * 2010-07-20 2015-05-20 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
US9362839B2 (en) * 2011-02-09 2016-06-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter with common mode voltage reduction
JP5329587B2 (ja) * 2011-03-07 2013-10-30 株式会社安川電機 電力変換装置
JP5437334B2 (ja) 2011-09-06 2014-03-12 日産自動車株式会社 電力変換装置
EP2725706A1 (en) * 2012-10-23 2014-04-30 ABB Technology AG Model predictive control with reference tracking
CN103354424A (zh) * 2013-07-16 2013-10-16 大连理工大学 间接矩阵变换器预电流控制系统
CN104601000A (zh) * 2013-10-31 2015-05-06 通用电气公司 变换器控制器,电能变换系统以及控制方法
JP5888318B2 (ja) * 2013-12-26 2016-03-22 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ、風力発電システム、および、マトリクスコンバータの制御方法
CN103780100B (zh) * 2014-01-15 2017-01-25 天津大学 一种适用于矩阵变换器的共模电压抑制方法
JP6355187B2 (ja) * 2014-02-07 2018-07-11 国立大学法人北海道大学 電力変換装置
US10459472B2 (en) * 2015-12-07 2019-10-29 Hamilton Sundstrand Corporation Model predictive control optimization for power electronics
CN105548792B (zh) * 2015-12-28 2017-12-15 中南大学 基于预测控制的矩阵变换器开关开路故障诊断方法
GB2557294B (en) 2016-12-05 2022-03-30 Itt Mfg Enterprises Llc Matrix converter control method and system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103326598A (zh) * 2013-05-20 2013-09-25 河南师范大学 三相整流器快速模型预测控制方法
CN105356765A (zh) * 2015-12-09 2016-02-24 哈尔滨理工大学 一种基于60°坐标系的间接空间矢量矩阵变换器的控制系统及控制方法
CN105591549A (zh) * 2016-01-08 2016-05-18 南京航空航天大学 一种具有有源阻尼功能的矩阵变换器预测控制方法

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