JP2014204615A - 電力変換装置および該方法ならびにキャリア周波数制御装置および該方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、用途限定されることなく、キャリア周波数に起因するノイズを低減し得る電力変換装置および該方法ならびにキャリア周波数制御装置および該方法を提供する。【解決手段】本発明の電力変換装置は、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換部と、前記電力変換部の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算部と、前記微分演算部で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備える。【選択図】図２

Description

本発明は、ＰＷＭ制御によって入力電力を他の態様の出力電力に変換する電力変換装置および電力変換方法に関する。そして、本発明は、この電力変換装置および該方法で用いられるキャリア周波数制御装置およびキャリア周波数制御方法に関する。

電力変換装置は、例えば、周波数、位相、電流および電圧のうちの少なくとも一つを変えることによって入力電力を、入力電力の態様（形態）とは異なる他の態様（形態）の出力電力に変換する装置であり、コンバータやインバータとして一般に知られている。コンバータには、大別すると、直流入力電力を他の直流出力電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ、交流入力電力を他の交流出力電力に変換するＡＣ−ＡＣコンバータ、および、交流入力電力を直流出力電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータがある。インバータは、直流入力電力を交流出力電力に変換する装置であり、ＤＣ−ＡＣコンバータとも呼ばれる。このような電力変換装置は、様々な機器に活用されており、例えば、家電を駆動する電源装置や、太陽電池のパワーコンディショナーや、モータ制御装置等に活用されている。特に、近年では、ハイブリッド自動車や電気自動車、あるいは、電車等のモータを動力源とする車両に、例えばＶＶＶＦ制御（可変電圧可変周波数制御）等の電力変換装置が活用されている。

このような電力変換装置には、いわゆるＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）制御によって電力変換する装置がある。このＰＷＭ制御を用いた電力変換装置では、スイッチング素子のゲート電極にスイッチング制御信号を流すタイミングを決めるために、例えば三角波や鋸波等の搬送波（キャリア）と、例えば正弦波等の基本波（信号波）とが生成される。そして、キャリアと基本波との交差点が検出され、この検出されたキャリアと基本波との交差タイミングでスイッチング素子がオンオフされる。これによって入力電力が他の態様の出力電力に変換され、入出力間で互いに異なる態様の電力となる。なお、このキャリア（搬送波）の周波数（キャリア周波数）は、スイッチング素子の動作周波数を示しており、基本波の波形は、電力変換装置から出力させたい目標の出力電圧を示している。このようなＰＷＭ制御によって電力を変換する電力変換装置では、キャリア周波数およびこのキャリア周波数の高調波成分を持ったノイズが発生することが知られている。特に、キャリア周波数やその高調波成分の周波数が、人間の可聴域（一般に２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）のうち、人間の感度の高い領域（例えば１００Ｈｚ〜４ｋＨｚ程度）である場合には、電力変換装置は、耳障りな騒音の騒音源となる。

このようなノイズ対策として例えば特許文献１に開示の技術がある。この特許文献１に開示の電力変換装置は、ＰＷＭ制御で駆動されるインバータまたはコンバータのスイッチング部と、車内騒音を検出する騒音レベルセンサと、前記騒音レベルセンサの検出騒音の逆に前記スイッチング部のＰＷＭ制御のキャリア周波数を可変するキャリア周波数制御部とを備える。車両の移動時（走行時）には風きり音やロードノイズ等のいわゆるバックグランドノイズとなる騒音が車内に発生するが、この特許文献１に開示の電力変換装置は、前記バックグランドノイズに基づく車内の騒音が大きくなる高速走行の場合等にはキャリア周波数を低くして電力変換効率を向上し、車内の騒音が小さくなる低速走行の場合等にはキャリア周波数を高くしてノイズ音を抑えている。

特開２００６−３３３５７２号公報

ところで、前記特許文献１に開示の電力変換装置は、車両のバックグランドノイズを利用するので、その用途が車両用に限定されてしまう。

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、用途限定されることなく、キャリア周波数に起因するノイズを低減することができる電力変換装置および電力変換方法ならびにキャリア周波数制御装置およびキャリア周波数制御方法を提供することである。

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。すなわち、本発明の一態様にかかる電力変換装置は、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換部と、前記電力変換部の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算部と、前記微分演算部で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備えることを特徴とする。

このような電力変換装置では、電力変換部の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値に基づいてＰＷＭ制御のキャリア周波数が制御され、この制御されたキャリア周波数で電力変換部がＰＷＭ制御される。このため、キャリア周波数が変更されるので、このような電力変換装置は、キャリア周波数に起因するノイズを低減することができる。そして、キャリア周波数の制御は、電力変換部の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値に基づくので、このような電力変換装置は、用途限定されない。

また、他の一態様では、上述の電力変換装置において、前記微分演算部は、前回のキャリア周波数の制御に用いた前記出力電圧の第１電圧値と、今回のキャリア周波数の制御に用いる前記出力電圧の第２電圧値との差を、前記出力電圧の微分に関する所定値として求めることを特徴とする。

このような電力変換装置は、いわゆる後退差分によって前記出力電圧の微分に関する所定値を求めるので、前記出力電圧の微分に関する所定値を容易に演算することができる。また、このような電力変換装置は、いわゆる後退差分によって前記出力電圧の微分に関する所定値を求めるので、電力変換部の出力電力における出力電圧を時間に対する関数で表した場合に前記関数にいわゆる特異点を含む場合でも、前記出力電圧の微分に関する所定値を求めることができる。

また、他の一態様では、上述の電力変換装置において、前記微分演算部は、前記出力電圧を時間に対する関数で表した場合に、前記出力電圧の微分に関する所定値を前記関数の有限差分法によって求めることを特徴とする。

このような電力変換装置は、有限差分法によって前記出力電圧の微分に関する所定値を求めるので、前記関数が連続関数であったとしても離散関数に置き換わるから、前記出力電圧の微分に関する所定値を容易に演算することができる。

また、本発明の他の一態様にかかる電力変換方法は、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換工程と、前記電力変換工程の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算工程と、前記微分演算工程で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するキャリア周波数制御工程とを備えることを特徴とする。

また、本発明の他の一態様にかかる電力変換装置のキャリア周波数制御装置は、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換装置における前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数制御するキャリア周波数制御装置であって、前記電力変換装置の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算部と、前記微分演算部で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めるキャリア周波数演算部とを備えることを特徴とする。

また、本発明の他の一態様にかかる電力変換装置のキャリア周波数制御方法は、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換装置における前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数制御するキャリア周波数制御方法であって、前記電力変換装置の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算工程と、前記微分演算工程で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めるキャリア周波数演算工程とを備えることを特徴とする。

このような電力変換方法ならびにキャリア周波数制御装置およびキャリア周波数制御方法は、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいてＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するので、キャリア周波数に起因するノイズを低減することができる。そして、キャリア周波数の制御は、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づくので、このような電力変換方法ならびにキャリア周波数制御装置およびキャリア周波数制御方法電力変換装置は、用途限定されない。

本発明にかかる電力変換装置および電力変換方法ならびにキャリア周波数制御装置およびキャリア周波数制御方法は、用途限定されることなく、キャリア周波数に起因するノイズを低減することができる。

実施形態における電力変換負荷駆動システムの構成を示すブロック図である。 実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。 実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＡＣフィルタの構成を示す回路図である。 実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＰＷＭ制御部の動作を示すフローチャートである。 実施形態の電力変換負荷駆動システムのＰＷＭ制御における出力電圧波形およびＰＷＭ波形を示す図である。 実施形態の電力変換負荷駆動システムのＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形の周波数解析結果を示す図である。 キャリア周波数を固定した比較例のＰＷＭ制御における出力電圧波形およびＰＷＭ波形を示す図である。 キャリア周波数を固定した比較例のＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形の周波数解析結果を示す図である。

以下、本発明にかかる実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。また、本明細書において、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。

図１は、実施形態における電力変換負荷駆動システムの構成を示すブロック図である。図２は、実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。図２（Ａ）は、コンバータ用ＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図であり、図２（Ｂ）は、インバータ用ＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。図３は、実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＡＣフィルタの構成を示す回路図である。

実施形態における電力変換負荷駆動システムＳは、所定の電源から受電した電力を電力変換装置で負荷に応じた態様の電力に変換し、この変換した電力を前記負荷に給電し、前記負荷を駆動するシステムである。このような電力変換負荷駆動システムＳは、例えば、図１に示すように、ＡＣフィルタ部１と、コンバータ部２と、ＤＣフィルタ部３と、インバータ部４と、ＡＣフィルタ部５と、コンバータ用ＰＷＭ制御部６と、インバータ用ＰＷＭ制御部７とを備え、前記所定の電源の一例である系統電源ＰＳからＡＣフィルタ部１で受電した電力をコンバータ部２およびインバータ部４で負荷ＬＤに応じた態様の電力に変換し、この変換した電力を負荷ＬＤに給電し、負荷ＬＤを駆動する。このような電力変換負荷駆動システムＳにおけるコンバータ部２およびインバータ部４は、電力変換装置の一例に相当する。

ＡＣフィルタ部１は、その一方が系統電源ＰＳに接続され、その他方がコンバータ部２に接続され、予め設定された所定の第１周波数帯域の交流電力を透過する交流フィルタ回路である。ＡＣフィルタ部１の前記第１周波数帯域は、系統電源ＰＳから受電する電力、例えば商用周波数の電力を透過させる帯域であって、当該ＡＣフィルタ部１より負荷側で生じたノイズを遮断するような帯域に設定される。当該ＡＣフィルタ部１より負荷側で生じるノイズは、主にコンバータ部２で生じる高周波ノイズである。このＡＣフィルタ部１を系統電源ＰＳとコンバータ部２との間に設けることによって、当該ＡＣフィルタ部１より負荷側で生じたノイズが系統電源ＰＳへ流れ込むことを防止または低減できる。

このようなＡＣフィルタ部１は、例えば、図３に示すように、系統電源ＳＰから三線式で電力を受電する場合、３個のコイル（インダクタ）Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３と、３個のコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３とを備える。コイルＬ１は、三線式の第１ラインＰＬ１と第３ラインＰＬ３との間に接続され、コイルＬ２は、三線式の第１ラインＰＬ１と第２ラインＰＬ２との間に接続され、そして、コイルＬ３は、三線式の第２ラインＰＬ２と第３ラインＰＬ３との間に接続される。コンデンサＣ１は、第１ラインＰＬ１とグランド（接地）との間に接続され、コンデンサＣ２は、第２ラインＰＬ２とグランド（接地）との間に接続され、そして、コンデンサＣ３は、第３ラインＰＬ３とグランド（接地）との間に接続される。

コンバータ部２は、その一方がＡＣフィルタ部１に接続され、その他方がＤＣフィルタ部３に接続され、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する回路である。より具体的には、本実施形態では、コンバータ部２は、ＡＣフィルタ部１を介して系統電源ＰＳから受電した交流入力電力を所定の電圧値（コンバータ出力目標電圧値）を持つ直流出力電力に変換して出力する回路である。このようにコンバータ部２は、ＡＣ−ＤＣコンバータであり、周波数および電圧を変えることによって入力電力を、入力電力の態様（形態）とは異なる他の態様（形態）の出力電力に変える。コンバータ部２は、例えば、周知の電力用コンバータと同様に、例えばＩＧＢＴ等の電力用のスイッチング半導体素子の例えばハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路等で構成され、コンバータ用ＰＷＭ制御部６によってＰＷＭ制御される。すなわち、このコンバータ部２における前記スイッチング半導体素子のオンオフは、コンバータ用ＰＷＭ制御部６によってＰＷＭ制御される。コンバータ用ＰＷＭ制御部６によるＰＷＭ制御については、後述する。

ＤＣフィルタ部３は、その一方がコンバータ部２に接続され、その他方がインバータ部４に接続され、コンバータ部２の出力電力に含まれるいわゆるリップル等を除去するためのフィルタ回路である。このＤＣフィルタ部３をコンバータ部２とインバータ部４との間に設けることによって、コンバータ部２から当該ＤＣフィルタ部３を介してインバータ部４へ供給される電力が安定化される。ＤＣフィルタ部３は、例えば、コンデンサと抵抗素子とを用いたＲＣフィルタや、オペアンプを用いたフィルタ等である。

インバータ部４は、その一方がＤＣフィルタ部３に接続され、その他方がＡＣフィルタ部５に接続され、スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する回路である。より具体的には、本実施形態では、インバータ部４は、ＤＣフィルタ部３を介してコンバータ部２から受電した直流入力電力を所定の電圧値（インバータ出力目標電圧値）を持つ交流出力電力に変換して出力する回路である。このようにインバータ部４は、ＤＣ−ＡＣコンバータであり、周波数および電圧を変えることによって入力電力を、入力電力の態様（形態）とは異なる他の態様（形態）の出力電力に変える。インバータ部４は、例えば、周知の電力用インバータと同様に、例えばＩＧＢＴ等の電力用のスイッチング半導体素子の例えばハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路等で構成され、インバータ用ＰＷＭ制御部７によってＰＷＭ制御される。すなわち、このインバータ部４における前記スイッチング半導体素子のオンオフは、インバータ用ＰＷＭ制御部７によってＰＷＭ制御される。インバータ用ＰＷＭ制御部７によるＰＷＭ制御については、後述する。

ＡＣフィルタ部５は、その一方がインバータ部４に接続され、その他方が負荷ＬＤに接続され、予め設定された所定の第２周波数帯域の交流電力を透過する交流フィルタ回路である。ＡＣフィルタ部５の前記第２周波数帯域は、インバータ部４で生成した交流電力を透過させる帯域であって、当該ＡＣフィルタ部５よりインバータ部４側で生じたノイズを遮断するような帯域に設定される。当該ＡＣフィルタ部５よりインバータ部４側で生じるノイズは、主にインバータ部４で生じる高周波ノイズである。このＡＣフィルタ部５をインバータ部４と負荷ＬＤとの間に設けることによって、当該ＡＣフィルタ部５よりインバータ部４側で生じたノイズが負荷ＬＤへ流れ込むことを防止または低減できる。このようなＡＣフィルタ部５は、例えば、回路定数が異なるが、図３に示すＡＣフィルタ部１と同様に構成される。

負荷ＬＤは、電力によって駆動される電気機器や電子機器であり、特に、限定されないが、本実施形態では、例えば、モータである。

コンバータ用ＰＷＭ制御部６は、コンバータ部２のスイッチング素子をＰＷＭ制御する回路である。コンバータ用ＰＷＭ制御部６は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、記憶素子およびその周辺回路を備えるマイクロコンピュータによって構成される。前記記憶素子には、コンバータをＰＷＭ制御するための制御プログラムが記憶されており、前記ＣＰＵが前記制御プログラムを実行することによって、コンバータ用ＰＷＭ制御部６は、図２（Ａ）に示すように、機能的に、コンバータ用スイッチング制御部６１と、コンバータ用キャリア生成部６２と、コンバータ用キャリア周波数制御部６３と、コンバータ用電圧演算基本波生成部６４と、コンバータ用微分演算部６５とを備える。なお、これらコンバータ用スイッチング制御部６１、コンバータ用キャリア生成部６２、コンバータ用キャリア周波数制御部６３、コンバータ用電圧演算基本波生成部６４およびコンバータ用微分演算部６５のうちの１または複数は、前記マイクロコンピュータとは別に、個別の回路で構成されてもよい。

コンバータ用電圧演算基本波生成部６４は、コンバータ部２から出力させたい出力電力の出力電圧を求め、コンバータ部２をＰＷＭ制御するための基本波であって、前記求めた出力電圧に応じた基本波を生成するものである。コンバータ部２から出力させたい出力電力の出力電圧は、例えば、予め設定されてよく、基本波は、前記予め設定された前記出力電力の出力電圧に応じて例えば正弦波等が生成されてよい。また例えば、このコンバータ部２から出力させたい出力電力の出力電圧は、図１に破線で示すように、インバータ部４の出力変動に応じてインバータ用ＰＷＭ制御部７から入力される指令に基づいて求められ、基本波は、前記求められた前記出力電力の出力電圧に応じて例えば正弦波等が生成されてよい。コンバータ用電圧演算基本波生成部６４は、この生成した基本波をコンバータ用スイッチング制御部６１およびコンバータ用微分演算部６５へそれぞれ出力する。

コンバータ用微分演算部６５は、コンバータ部２の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求めるものである。この基本波は、上述のように、コンバータ部２の出力電力における出力電圧の波形であるので、コンバータ用微分演算部６５は、コンバータ用電圧演算基本波生成部６４から入力された基本波の微分に関する所定値を求める。微分に関する所定値は、微分値そのものであってよく、また、差分値であってもよい。この差分値が用いられる場合、例えば、コンバータ用微分演算部６５は、前回のキャリア周波数の制御に用いた前記出力電圧（基本波）の第１電圧値と、今回のキャリア周波数の制御に用いる前記出力電圧（基本波）の第２電圧値との差（後退差分による差分値）を、前記出力電圧の微分に関する所定値として求めるように、構成されてよい。また例えば、コンバータ用微分演算部６５は、前記出力電圧（基本波）を時間ｔに対する関数ｆ（ｔ）で表した場合に、前記出力電圧の微分に関する所定値を前記関数ｆ（ｔ）の有限差分法によって求めるように、構成されてよい。例えば、有限差分法は、公知の手法であり、大略、微分係数が△ｔを０に近づけた場合の｛（ｆ（ｔ＋△ｔ）−ｆ（ｔ））／△ｔ｝の値であると定義された場合に、当該微分係数を差分商｛（ｆ（ｔ＋△ｔ）−ｆ（ｔ））／△ｔ｝で置き換える近似法である。なお、コンバータ用微分演算部６５は、他の手法によって差分値を求めてもよい。そして、コンバータ用微分演算部６５は、この求めた前記出力電圧の微分に関する所定値をコンバータ用キャリア周波数制御部６３へ出力する。

コンバータ用キャリア周波数制御部６３は、コンバータ用微分演算部６５で求められた、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するものである。より具体的には、コンバータ用キャリア周波数制御部６３は、コンバータ用微分演算部６５で求められた、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいてＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めて決定し、この決定したキャリア周波数をコンバータ用キャリア生成部６２に出力する。そして、コンバータ用キャリア生成部６２がこの通知されたキャリア周波数でキャリアを生成することで、コンバータ用キャリア周波数制御部６３は、前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御する。

この前記出力電圧の微分に関する所定値に基づくＰＷＭ制御のキャリア周波数の演算では、例えば、前記出力電圧の微分に関する所定値とＰＷＭ制御のキャリア周波数との対応関係を登録したいわゆるルックアップテーブルを用いて参照することによって、前記出力電圧の微分に関する所定値からＰＷＭ制御のキャリア周波数が求められてよい。また例えば、前記出力電圧の微分に関する所定値とＰＷＭ制御のキャリア周波数との対応関係を表す関数式を用いることによって、前記出力電圧の微分に関する所定値からＰＷＭ制御のキャリア周波数が求められてよい。例えば、本実施形態では、出力電圧ｆ（ｔ）の微分に関する所定値をＸｃ（Ｖ／ｓｅｃ）とし、ＰＷＭ制御のキャリア周波数をＹｃ（Ｈｚ）とする場合に、Ｙｃ＝ａ×Ｘｃ＋ｂの一次関数式が用いられる。なお、関数ｆ（ｔ）は、高次の多項式であってもよく、非線形であってもよい。

コンバータ用キャリア生成部６２は、コンバータ用キャリア周波数制御部６３の制御に従いコンバータ用キャリア周波数制御部６３によって指定されたキャリア周波数で、コンバータ部２をＰＷＭ制御するための例えば三角波や鋸波等のキャリア（搬送波）を生成するものである。前記三角波では、時間経過に対する電圧変化は、ピークに対し左右対称であり、前記鋸波では、時間経過に対する電圧変化は、ピークに対し左右非対称である。本実施形態では、コンバータ用キャリア生成部６２は、三角波のキャリアを生成する。このキャリア（搬送波）は、コンバータ部２におけるスイッチング素子の動作周波数を示している。コンバータ用キャリア生成部６２は、この生成した基本波をコンバータ用スイッチング制御部６１へ出力する。

コンバータ用スイッチング制御部６１は、コンバータ部２のスイッチング素子をＰＷＭ制御でオンオフ制御する回路である。より具体的には、コンバータ用スイッチング制御部６１は、コンバータ用キャリア生成部６２から入力されたキャリアと、コンバータ用電圧演算基本波生成部６４から入力された基本波との交差点を検出し、この検出されたキャリアと基本波との交差タイミングでコンバータ部２のスイッチング素子をオンオフする。すなわち、コンバータ用スイッチング制御部６１は、前記キャリアの大きさ（電圧値）と前記基本波の大きさ（電圧値）とを比較し、前記キャリアの大きさが前記基本波の大きさ以上である期間（ＰＷＭ制御信号のパルス幅）、コンバータ部２のスイッチング素子をオンし、前記キャリアの大きさが前記基本波の大きさを下回る期間、コンバータ部２のスイッチング素子をオフする。

インバータ用ＰＷＭ制御部７は、インバータ部４のスイッチング素子をＰＷＭ制御する回路である。インバータ用ＰＷＭ制御部７は、例えば、ＣＰＵ、記憶素子およびその周辺回路を備えるマイクロコンピュータによって構成される。前記記憶素子には、コンバータをＰＷＭ制御するための制御プログラムが記憶されており、前記ＣＰＵが前記制御プログラムを実行することによって、インバータ用ＰＷＭ制御部７は、図２（Ａ）に示すコンバータ用ＰＷＭ制御部６と同様に、図２（Ｂ）に示すように、機能的に、インバータ用スイッチング制御部７１と、インバータ用キャリア生成部７２と、インバータ用キャリア周波数制御部７３と、インバータ用電圧演算基本波生成部７４と、インバータ用微分演算部７５とを備える。なお、これら各部７１〜７５のうちの１または複数は、前記マイクロコンピュータとは別に、個別の回路で構成されてもよい。

インバータ用電圧演算基本波生成部７４は、インバータ部４から出力させたい出力電力の出力電圧を求め、コンバータ部２をＰＷＭ制御するための基本波であって、前記求めた出力電圧に応じた基本波を生成するものである。インバータ部４から出力させたい出力電力の出力電圧は、例えば、予め設定されてよく、基本波は、前記予め設定された前記出力電力の出力電圧に応じて例えば正弦波等が生成されてよい。また例えば、このインバータ部４から出力させたい出力電力の出力電圧は、図１に破線で示すように、負荷ＬＤの変動に応じたフィードバック制御で負荷ＬＤから入力される指令に基づいて求められ、基本波は、前記求められた前記出力電力の出力電圧に応じて例えば正弦波等が生成されてよい。この基本波は、インバータ部４から出力させたい出力電力の波形であり、インバータ部４の出力電力における出力電圧の波形でもある。インバータ用電圧演算基本波生成部７４は、この生成した基本波をインバータ用スイッチング制御部７１およびインバータ用微分演算部７５へそれぞれ出力する。

インバータ用微分演算部７５は、インバータ部４の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求めるものである。この基本波は、上述のように、インバータ部４の出力電力における出力電圧の波形であるので、インバータ用微分演算部７５は、インバータ用電圧演算基本波生成部７４から入力された基本波の微分に関する所定値を求める。微分に関する所定値は、微分値そのものであってよく、また、差分値であってもよい。この差分値が用いられる場合、例えば、インバータ用微分演算部７５は、前回のキャリア周波数の制御に用いた前記出力電圧（基本波）の第１電圧値と、今回のキャリア周波数の制御に用いる前記出力電圧（基本波）の第２電圧値との差（後退差分による差分値）を、前記出力電圧の微分に関する所定値として求めるように、構成されてよい。また例えば、インバータ用微分演算部７５は、前記出力電圧（基本波）を時間ｔに対する関数ｈ（ｔ）で表した場合に、前記出力電圧の微分に関する所定値を前記関数ｈ（ｔ）の有限差分法によって求めるように、構成されてよい。なお、インバータ用微分演算部７５は、他の手法によって差分値を求めてもよい。インバータ用微分演算部７５は、この求めた前記出力電圧の微分に関する所定値をインバータ用キャリア周波数制御部７３へ出力する。

インバータ用キャリア周波数制御部７３は、インバータ用微分演算部７５で求められた、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するものである。より具体的には、インバータ用キャリア周波数制御部７３は、インバータ用微分演算部７５で求められた、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいてＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めて決定し、この決定したキャリア周波数をインバータ用キャリア生成部７２に出力する。そして、インバータ用キャリア生成部７２がこの通知されたキャリア周波数でキャリアを生成することで、インバータ用キャリア周波数制御部７３は、前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御する。

この前記出力電圧の微分に関する所定値に基づくＰＷＭ制御のキャリア周波数の演算では、上述と同様に、ルックアップテーブルが用いられてよく、また例えば、関数式が用いられてもよい。本実施形態では、出力電圧ｈ（ｔ）の微分に関する所定値をＸｉ（Ｖ／ｓｅｃ）とし、ＰＷＭ制御のキャリア周波数をＹｉ（Ｈｚ）とする場合に、Ｙｉ＝ａ×Ｘｉ＋ｂの一次関数式が用いられる（例えばａ＝−３００×１０^−６、ｂ＝４００×１０^−６）。なお、関数ｈ（ｔ）は、高次の多項式であってもよく、非線形であってもよい。

インバータ用キャリア生成部７２は、インバータ用キャリア周波数制御部７３の制御に従いインバータ用キャリア周波数制御部７３によって決定されたキャリア周波数で、インバータ部４をＰＷＭ制御するための例えば三角波や鋸波等のキャリア（搬送波）を生成するものである。本実施形態では、インバータ用キャリア生成部７２は、三角波のキャリアを生成する。このキャリア（搬送波）は、インバータ部４におけるスイッチング素子の動作周波数を示している。そして、インバータ用キャリア生成部７２は、この生成した基本波をインバータ用スイッチング制御部７１へ出力する。

インバータ用スイッチング制御部７１は、インバータ部４のスイッチング素子をＰＷＭ制御でオンオフ制御する回路である。より具体的には、インバータ用スイッチング制御部７１は、インバータ用キャリア生成部７２から入力されたキャリアと、インバータ用電圧演算基本波生成部７４から入力された基本波との交差点を検出し、この検出されたキャリアと基本波との交差タイミングでインバータ部４のスイッチング素子をオンオフする。すなわち、インバータ用スイッチング制御部７１は、前記キャリアの大きさ（電圧値）と前記基本波の大きさ（電圧値）とを比較し、前記キャリアの大きさが前記基本波の大きさ以上である期間（ＰＷＭ制御信号のパルス幅）、インバータ部４のスイッチング素子をオンし、前記キャリアの大きさが前記基本波の大きさを下回る期間、インバータ部４のスイッチング素子をオフする。

次に、本実施形態の動作について説明する。図４は、実施形態の電力変換負荷駆動システムにおけるＰＷＭ制御部の動作を示すフローチャートである。図５は、実施形態の電力変換負荷駆動システムのＰＷＭ制御における出力電圧波形およびＰＷＭ波形を示す図である。図６は、実施形態の電力変換負荷駆動システムのＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形の周波数解析結果を示す図である。図７は、キャリア周波数を固定した比較例のＰＷＭ制御における出力電圧波形およびＰＷＭ波形を示す図である。図８は、キャリア周波数を固定した比較例のＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形の周波数解析結果を示す図である。図５および図７の各横軸は、秒（ｓｅｃ）単位で表す時間（経過時間）であり、各縦軸は、電圧レベル（振幅）である。図６および図８の各横軸は、Ｈｚ単位で表す周波数であり、各縦軸は、ノイズレベルである。

このような電力変換負荷駆動システムＳでは、系統電源ＰＳからＡＣフィルタ部１を介して電力がコンバータ部２へ給電される。

コンバータ部２は、コンバータ用ＰＷＭ制御部６のＰＷＭ制御に従って入力電力を他の態様の出力電力に変換する。より具体的には、コンバータ部２では、そのスイッチング素子がコンバータ用ＰＷＭ制御部６によってＰＷＭ制御され、交流入力電力が所定の電圧値を持つ直流出力電力に変換される。この変換された直流出力電力は、ＤＣフィルタ部３を介してインバータ部４へ給電される。

インバータ部４は、インバータ用ＰＷＭ制御部７のＰＷＭ制御に従って入力電力を他の態様の出力電力に変換する。より具体的には、インバータ部４では、そのスイッチング素子がインバータ用ＰＷＭ制御部７によってＰＷＭ制御され、直流入力電力が所定の周波数および電圧値を持つ交流出力電力に変換される。この変換された交流出力電力は、ＡＣフィルタ部５を介して負荷ＬＤへ給電される。負荷ＬＤは、この受電した交流出力電力によって駆動する。

このような電力変換負荷駆動システム２の動作において、コンバータ用ＰＷＭ制御部６がコンバータ部２をＰＷＭ制御する場合に、そのキャリア周波数は、次のように設定され、そして、インバータ用ＰＷＭ制御部７がインバータ部４をＰＷＭ制御する場合に、そのキャリア周波数は、次のように設定される。ここで、このキャリア周波数を決定するコンバータ用ＰＷＭ制御部６およびインバータ用ＰＷＭ制御部７の各動作は、同様であるので、インバータ用ＰＷＭ制御部７におけるキャリア周波数の決定動作を以下に説明し、コンバータ用ＰＷＭ制御部６におけるキャリア周波数の決定動作の説明を省略する。

このキャリア周波数の決定動作において、図４に示すように、まず、処理Ｓ１では、インバータ用ＰＷＭ制御部７のインバータ用電圧演算基本波生成部７４は、インバータ部４から出力させたい出力電力の出力電圧を求め、この求めた出力電圧に応じた基本波を生成する。そして、インバータ用電圧演算基本波生成部７４は、この生成した基本波をインバータ用スイッチング制御部７１およびインバータ用微分演算部７５へそれぞれ出力する。

次に、処理Ｓ２では、インバータ用ＰＷＭ制御部７のインバータ用微分演算部７５は、インバータ部４の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める。

例えば、前記基本波を表す関数ｈ（ｔ）が与えられている場合に、インバータ用微分演算部７５は、前記出力電圧の微分に関する所定値として、この関数ｈ（ｔ）の時間微分を求めて微分値（ｄｈ（ｔ）／ｄｔ）を求めてもよい。

また例えば、図５に示すように、今回時点（ｔ）の前記出力電圧の微分に関する所定値を求める場合に、インバータ用微分演算部７５は、前回（ｔ−１）のキャリア周波数の制御に用いた前記出力電圧（基本波）の第１電圧値ＢＶ（ｔ−１）と、今回（ｔ）のキャリア周波数の制御に用いる前記出力電圧（基本波）の第２電圧値ＢＶ（ｔ）との差（後退差分による差分値）△Ｖを（△Ｖ＝｜ＢＶ（ｔ）−ＢＶ（ｔ−１）｜）、前記出力電圧の微分に関する所定値として求めてもよい。このようなインバータ用ＰＷＭ制御部７は、前記出力電圧の微分に関する所定値を容易に演算することができる。また、このようなインバータ用ＰＷＭ制御部７は、前記関数ｈ（ｔ）にいわゆる特異点を含む場合でも、前記出力電圧の微分に関する所定値を求めることができる。

また例えば、前記基本波を表す関数ｈ（ｔ）が与えられている場合に、インバータ用微分演算部７５は、差分商｛（ｈ（ｔ＋△ｔ）−ｈ（ｔ））／△ｔ｝を用いた前記関数ｈ（ｔ）の有限差分法によって前記出力電圧の微分に関する所定値を求めてもよい。このようなインバータ用ＰＷＭ制御部７は、前記関数ｈ（ｔ）が連続関数であったとしても離散関数に置き換わるから、前記出力電圧の微分に関する所定値を容易に演算することができる。

そして、インバータ用微分演算部７５は、この求めた前記出力電圧の微分に関する所定値をコンバータ用キャリア周波数制御部６３へ出力する。

次に、処理Ｓ３では、インバータ用ＰＷＭ制御部７のインバータ用キャリア周波数制御部７３は、インバータ用微分演算部７５で求められた、前記出力電圧の微分に関する所定値に基づいてＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めて決定し、この決定したキャリア周波数をインバータ用キャリア生成部７２に出力する。例えば、インバータ用キャリア周波数制御部７３は、出力電圧ｈ（ｔ）の微分に関する所定値をＸｉ（Ｖ／ｓｅｃ）とし、ＰＷＭ制御のキャリア周波数をＹｉ（Ｈｚ）とする場合に、Ｙｉ＝ａ×Ｘｉ＋ｂ（例えばａ＝−３００×１０^−６、ｂ＝４００×１０^−６）の一次関数式を用いることによって、前記所定値ＸｉからＰＷＭ制御のキャリア周波数Ｙｉ（Ｈｚ）を求めて決定する。

次に、処理Ｓ４において、インバータ用ＰＷＭ制御部７のインバータ用キャリア生成部７２は、インバータ用キャリア周波数制御部７３の制御に従いインバータキャリア周波数制御部７３によって上述のように決定されたキャリア周波数で、インバータ部４をＰＷＭ制御するための例えば三角波のキャリア（搬送波）を生成する。そして、インバータ用キャリア生成部７２は、この生成した基本波をインバータ用スイッチング制御部７１へ出力する。インバータ用ＰＷＭ制御部７のインバータ用スイッチング制御部７１は、インバータ用キャリア生成部７２から入力されたキャリアと、インバータ用電圧演算基本波生成部７４から入力された基本波との交差点を検出し、この検出されたキャリアと基本波との交差タイミングでインバータ部４のスイッチング素子をオンオフし、インバータ部４をＰＷＭ制御する。

このような前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値に基づいてキャリア周波数を可変した場合におけるＰＷＭ制御のパルスの一例が図５に示されている。また、図５には、正弦波の基本波（インバータ部４の出力電力における出力電圧、インバータ部４から出力させた出力電力における出力電圧）も示されている。そして、この図５に示すパルスでＰＷＭ制御した場合におけるＰＷＭ波形の周波数解析結果が図６に示されている。

一方、この比較例としてキャリア周波数を一定値に固定した場合におけるＰＷＭ制御のパルスの一例が図７に示され、そのＰＷＭ波形の周波数解析結果が図８に示されている。

キャリア周波数（図８に示す例では１０ｋＨｚ）を変更しない比較例の場合では、キャリアに起因するノイズは、図８に示すように、大略、キャリア周波数の成分およびその整数倍の周波数の高調波成分のみを含み、ノイズのエネルギーは、これらキャリア周波数およびその高調波のみに離散的に分布することになる。一方、本実施形態のインバータ部４では、キャリア周波数が変更されるので、ノイズは、所定の周波数帯域全体に亘った周波数成分を持つことになり、ノイズのエネルギーは、この周波数帯域全体に亘って分布することになる。したがって、ノイズの全エネルギーは、キャリア周波数の変更に関係なく略一定であるので、キャリア周波数を変更することによってノイズの最大値（ピーク）がキャリア周波数を変更しない場合に較べて低減される。図６および図８に示す例では、キャリア周波数を変更しない場合、その最大値（ピーク）は、約１０ｋＨｚの周波数付近に約８０ｄＢ（図８）であるが、キャリア周波数を可変する本実施形態の場合、その最大値（ピーク）は、約８ｋＨｚの周波数付近に約７５ｄＢ（図６）である。このようにキャリア周波数に起因するノイズの最大値（ピーク）が人間の可聴域であっても、その官能レベルを低減できる。

コンバータ部２の場合は、上述したように、その図示および説明を省略するが、インバータ部４の場合と同様となる。

このように本実施形態のコンバータ部２およびインバータ部４は、キャリア周波数に起因するノイズを低減することができる。したがって、コンバータ部２やインバータ部４に接続される他の機器やその周辺の人間に対し、コンバータ部２やインバータ部４におけるキャリア周波数に起因する高調波ノイズの影響を低減することができる。そして、キャリア周波数の制御は、コンバータ部２およびインバータ部４の出力電力における出力電圧の微分に関する所定値に基づくので、本実施形態のコンバータ部２およびインバータ部４は、用途限定されない。

また、前記特許文献１に開示の電力変換装置は、低速走行の場合にはキャリア周波数を高くするので、低速走行の場合には電力変換効率を向上させることができない。しかしながら、本実施形態のコンバータ部２およびインバータ部４は、キャリア周波数を低減することができれば、ＰＷＭ制御に伴ういわゆるスイッチング損失を低減することができ、電力変換効率を向上することもできる。

なお、上述の電力変換負荷駆動システムＳは、系統電源ＰＳの交流電力をコンバータ部２で直流電力に変換することによって、直流電力をインバータ部４側へ供給したが、系統電源ＰＳ、ＡＣフィルタ部１、コンバータ部２およびＤＣフィルタ部３に代え、例えば二次電池や太陽電池等の直流電源が用いられてもよい。また、この直流電源を用いる場合に、安定した直流電力をインバータ部４へ給電するために、前記直流電源とインバータ部４との間に、ＤＣフィルタ部が備えられてもよい。

本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。

Ｓ 電力変換負荷駆動システム
２ コンバータ部
４ インバータ部
６ コンバータ用ＰＷＭ制御部
７ インバータ用ＰＷＭ制御部
６１ コンバータ用スイッチング制御部
６２ コンバータ用電圧演算基本波生成部
６３ コンバータ用微分演算部
６４ コンバータ用キャリア周波数制御部
６５ コンバータ用キャリア生成部
７１ インバータ用スイッチング制御部
７２ インバータ用電圧演算基本波生成部
７３ インバータ用微分演算部
７４ インバータ用キャリア周波数制御部
７５ インバータ用キャリア生成部

Claims (6)

1. スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換部と、
   前記電力変換部の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算部と、
   前記微分演算部で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備えること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記微分演算部は、前回のキャリア周波数の制御に用いた前記出力電圧の第１電圧値と、今回のキャリア周波数の制御に用いる前記出力電圧の第２電圧値との差を、前記出力電圧の微分に関する所定値として求めること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記微分演算部は、前記出力電圧を時間に対する関数で表した場合に、前記出力電圧の微分に関する所定値を前記関数の有限差分法によって求めること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換工程と、
   前記電力変換工程の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算工程と、
   前記微分演算工程で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を制御するキャリア周波数制御工程とを備えること
   を特徴とする電力変換方法。
5. スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換装置における前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数制御するキャリア周波数制御装置において、
   前記電力変換装置の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算部と、
   前記微分演算部で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めるキャリア周波数演算部とを備えること
   を特徴とするキャリア周波数制御装置。
6. スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、入力電力を、前記入力電力の態様とは異なる他の態様の出力電力に変換する電力変換装置における前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数制御するキャリア周波数制御方法において、
   前記電力変換装置の前記出力電力における出力電圧の微分に関する所定値を求める微分演算工程と、
   前記微分演算工程で求められた所定値に基づいて前記ＰＷＭ制御のキャリア周波数を求めるキャリア周波数演算工程とを備えること
   を特徴とするキャリア周波数制御方法。

Images