WO2004107553A1 - 高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 - Google Patents

高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 Download PDF

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Shinobu Miyazaki
Masaki Nakaishi
Shinichi Masuda
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Tabuchi Electric Co., Ltd.
Sharp Kabushiki Kaisha
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention provides a power supply to a magnetron of a high-frequency heating device such as a microwave oven.
  • an inverter power supply control circuit of a high-frequency heating device such as a microwave oven performs full-wave rectification of an AC output from an AC power supply to convert it to a DC output, and a microcomputer that controls the microwave oven with an inverter.
  • a switching element such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) element
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • a magnetron for a microwave oven has a characteristic that a current does not flow unless a voltage higher than a predetermined value is applied. Therefore, as shown in Fig.6B, the current waveform of the AC output of the AC power supply suddenly starts flowing when the voltage exceeds a predetermined value, and stops flowing suddenly when the voltage falls below the predetermined value. Since the waveform has a distorted waveform with steep rising and falling portions, the power factor of the power supply circuit does not improve, and in the past, the influence on the power factor due to fluctuations in the PWM control signal was almost taken into account. As a result, there was a problem that it was difficult to improve power supply efficiency over a wide load range.
  • an inverter power supply control circuit of a microwave oven is required to have a high level of followability as well as stability against changes in magnetron output.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide an inverter power supply control circuit of a high-frequency heating device capable of automatically improving the power factor of a power supply circuit, and improving the followability and stability. I have.
  • an inverter power supply control for a high-frequency heating device is provided.
  • the control circuit performs full-wave rectification on the AC output from the AC power supply and converts it into a DC output.
  • the inverter supplies an oscillation control signal based on the PWM control signal to the switching element, thereby converting the DC output to a desired AC output.
  • a reference voltage setting signal that serves as a reference for generating the oscillation control signal is output.
  • the voltage of the reference voltage setting signal is set in accordance with the fluctuation of the PWM control signal.
  • a control reference voltage setting unit for causing the current waveform of the AC output to approximate a sine wave by generating a current on both sides of the waveform by an oscillation control signal having a voltage, and a peak for generating the oscillation control signal.
  • a peak portion of the input waveform to the inverter is adjusted to a sine wave so as to generate a partial adjustment signal.
  • the current waveform of the AC output is controlled by an oscillation control signal having the peak adjustment signal.
  • An input waveform adjustment unit that approximates a sine wave by subtracting the signal with a sinusoidal peak adjustment signal; the reference voltage setting signal and the peak adjustment signal.
  • the oscillation control signal is generated by the waveform shaping signal and the triangular wave signal from the oscillating unit.
  • the oscillation control signal including the reference voltage setting signal and the peak adjustment signal causes the oscillation control signal to fluctuate even if the PWM control signal fluctuates.
  • An oscillation control signal generator for improving the power factor of the power supply circuit by making the current waveform of the AC output of the AC power supply closer to a sine wave.
  • the oscillation control signal generated by the inverter oscillation control circuit generates the current waveform of the AC output of the AC power supply on both sides of the waveform in accordance with the fluctuation of the PWM control signal.
  • a waveform shaping signal consisting of a sinusoidal peak adjustment signal that subtracts the waveform peak of the current waveform and approximates a sine wave.
  • the control reference voltage setting unit is configured to generate a ripple signal in one of a PWM control signal and a detection rectified signal obtained by rectifying a detection signal of a current transformer for detecting an AC output from an AC power supply. And one of these has ripple A first voltage comparator that receives the generated PWM control signal and the detection rectification signal and compares the two voltages, and an integration circuit that reduces the time constant and smoothes the output of the first voltage comparator And Therefore, when the PWM control signal and the AC output detection and rectification signal, one of which has a lip shift, are input to the first voltage comparator, a signal with a high frequency is output due to the ripple, that is, in a short cycle.
  • the followability to the change in the magnetron output is improved, and the output of the first voltage comparator is smoothed and stabilized by the integration circuit.
  • the followability is maintained, and the followability and stability corresponding to changes in magnetron output can be improved.
  • an integrating circuit for increasing the time constant to smooth the output of the PWM control signal or the output of the detected rectified signal, respectively, and the ripple generating circuit is provided in one of these integrating circuits. It is a thing. Therefore, the soft start can be realized because the time constant of the integrator is large while the follow-up property can be improved by the lip-knolling generation.
  • the input waveform adjustment unit is configured by connecting a high-resistance resistor and a Zener diode in series, and utilizing the characteristics of the Zener diode when the current is reduced by the high-resistance resistor.
  • This adjusts the input waveform of the full-wave rectified output to the inverter. Therefore, the voltage obtained by dividing the full-wave rectified output by a high-resistance resistor and a zener diode is cut to a constant voltage by a zener diode in accordance with the characteristics of the magnetron, and the current flowing by the high-resistance resistor is reduced.
  • the vicinity of the cut portion can be approximated to a sine wave due to the characteristics of the zener diode, such as the generation of a voltage exceeding the fixed voltage, and the current waveform of the AC output of the AC power supply can be obtained based on the peak adjustment signal based on this. Can be approximated to a sine wave.
  • an input waveform close to a sine wave that is a source of the peak adjustment signal can be obtained.
  • the oscillation control signal generator includes a second voltage comparator and a third voltage comparator that constitute a differential amplifier, and the second voltage comparator includes an input of the inverter.
  • the signal whose waveform has been adjusted and the output of the third voltage comparator are input and a peak adjustment signal is output, and the third voltage comparator receives the reference voltage setting signal from the control reference voltage setting unit and the The peak adjustment signal of the voltage comparator force of 2 is input and these reference voltage setting signals and It outputs a waveform shaping signal including a peak adjustment signal. Therefore, with a simple configuration, it is possible to generate an oscillation control signal that brings the AC output current waveform of the AC power supply closer to a sine wave.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an inverter power supply circuit having an inverter power supply control circuit for a microwave oven according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram showing operation waveforms of a control reference voltage setting unit in FIG. 1.
  • FIG. 2B is a diagram showing operation waveforms of a control reference voltage setting unit in FIG. 1.
  • FIG. 2C is a diagram showing an operation waveform of a control reference voltage setting unit in FIG. 1.
  • FIG. 2D is a diagram showing an operation waveform of a control reference voltage setting unit in FIG. 1.
  • FIG. 2E is a diagram showing operation waveforms of a control reference voltage setting unit in FIG. 1.
  • FIG. 3A is a diagram showing an operation waveform of an input waveform adjustment unit in FIG. 1.
  • FIG. 3B is a diagram showing operation waveforms of the input waveform adjustment unit of FIG. 1.
  • FIG. 4A is a diagram showing an operation waveform of an oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 4B is a diagram showing operation waveforms of the oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 4C is a diagram showing operation waveforms of the oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 4D is a diagram showing operation waveforms of the oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 5A is a diagram showing an operation waveform of an oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 5B is a diagram showing operation waveforms of the oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 5C is a diagram showing operation waveforms of the oscillation control signal generator of FIG. 1.
  • FIG. 6A is a diagram showing a current waveform of an AC output of the AC power supply in FIG. 1.
  • FIG. 6B is a diagram showing a current waveform of an AC output of a conventional AC power supply.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an inverter power supply circuit having an inverter power supply control circuit of a high-frequency heating device such as a microwave oven according to an embodiment of the present invention.
  • This inverter power supply circuit includes, for example, an AC power supply 1, a converter Dl, an inverter 2, a high-frequency transformer 3, and a magnetron driver 4.
  • the AC output from the AC power supply 1 is full-wave rectified by the converter D1 and converted to a DC output.
  • the DC output is converted into a desired AC output by the inverter 2 to generate a high-frequency current in the primary coil of the high-frequency transformer 3, which is connected to the secondary coil of the high-frequency transformer 3 and Power is supplied to the magnetron M via the magnetron driving unit 4 that generates the electric current.
  • the AC output of the AC power supply 1 that changes according to the change in the magnetron output is detected by the current
  • the inverter 2 includes, for example, a control signal output unit 11 that outputs a PWM control signal from a microcomputer that controls a microwave oven, and generates an oscillation control signal based on the PWM control signal to control the oscillation of the inverter power supply circuit.
  • Inverter power supply control circuit 12 that performs the operation, and a switching element such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) element Q1 that generates a high-frequency current by inputting the oscillation control signal that turns on and off to the gate via the IGBT drive unit 13 It has.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the inverter power supply control circuit 12 responds to fluctuations in the PWM control signal
  • the control reference voltage setting unit 21, input waveform adjustment unit 22, and oscillation control signal A generation unit 23 is provided.
  • the control reference voltage setting unit 21 outputs a reference voltage setting signal which is a reference for generating the oscillation control signal.
  • the voltage of the reference voltage setting signal corresponds to a PWM control signal.
  • the oscillation control signal having the set voltage causes the current waveform of the AC output to generate a current on both sides of the waveform in a portion where the current does not flow due to the characteristics of the magnetron. To approximate a sine wave.
  • the control reference voltage setting unit 21 includes, for example, an integration circuit 26 for smoothing a PWM control signal from the control signal output unit 11, and the integration circuit 26 It consists of a resistor R1 and a capacitor C3 connected in series, and a resistor R2 connected in parallel with these.
  • an integration circuit (not shown) similar to the integration circuit 26 for smoothing the detection rectified signal obtained by rectifying the detection current from the current transformer CT1 is provided.
  • the integration circuit 26 for smoothing the PWM control signal includes, for example, a capacitor C4 and a resistor R3 connected in series, and a resistor R4 connected in parallel. Is provided.
  • the ripple is generated in the PWM control signal.
  • the ripple can be generated in either the PWM control signal or the detection rectification signal.
  • a generation circuit may be provided to generate a lip-knock in the detected rectified signal.
  • control reference voltage setting unit 21 includes a first voltage comparator (OP amplifier) 41 that receives the ripple-generated PWM control signal and the detected rectified signal and compares the two voltages, An integration circuit 28 for smoothing the output of the first P amplifier 41 is provided.
  • the reference voltage setting signal ⁇ for generating the oscillation control signal is output from the integration circuit 28.
  • the integrating circuit 28 is connected in parallel with the resistor R7 between the connection point of the voltage dividing resistors R6 and R7 and the ground between the voltage dividing resistors R6 and R7 connected in series between Vcc and the ground via the resistor R5. The time constant is made relatively small in consideration of followability.
  • a high-frequency signal is stably output from the first ⁇ P amplifier 41, that is, the AC output signal is compared by the lOP amplifier 41 in a short cycle. Therefore, the higher the frequency of comparison, the higher the follow-up and stability against changes in magnetron output.
  • the output of the first P amplifier 41 is smoothed and stabilized by the integration circuit 28, and the followability is maintained by reducing the time constant of the integration circuit 28. Stability can be improved. In addition, soft start is possible by increasing the time constant while maintaining the followability by the ripple generation in the integration circuit 26.
  • the input waveform adjustment unit 22 includes a peak adjustment signal for generating the oscillation control signal.
  • the peak portion of the input waveform to the inverter 2 for example, the peak portion of the input waveform of the full-wave rectified output to the inverter 2 is adjusted to a sine wave shape, and the oscillation control signal having the peak adjustment signal ⁇
  • the AC output current waveform is approximated to a sine wave by subtracting the waveform peak portion with a sinusoidal peak portion adjustment signal ⁇ .
  • the input waveform adjusting unit 22 includes a resistor R8 having a high resistance (for example, several tens of kQ) and a zener diode ZD1 connected in series, and the resistor R8 and the Zener
  • the voltage obtained by dividing the full-wave rectified output by the diode ZD1 is cut to a constant voltage (upper clip) according to the magnetron characteristics by the Zener diode ZD1, and the constant current is reduced by reducing the current flowing through the high-resistance resistor R8.
  • the vicinity of the cut portion is approximated to a sine wave due to the characteristics of the zener diode ZD1 such that a voltage is generated beyond the limit.
  • the input waveform adjusting unit 22 can be realized at a low cost by a simple combination of the high-resistance resistor R8 and the Zener diode ZD1.
  • the oscillation control signal generation unit 23 generates an oscillation control signal based on a waveform shaping signal including the reference voltage setting signal ⁇ and the peak adjustment signal i3 and a triangular wave signal from the oscillation unit 24.
  • the oscillation control signal including the reference voltage setting signal and the peak adjustment signal ⁇ the current waveform of the AC output of the AC power supply 1 is made to approximate a sine wave in response to the fluctuation of the PWM control signal. This is to improve the power factor of the power supply circuit.
  • the oscillation control signal generator 23 includes, for example, a second voltage comparator ( ⁇ amplifier) 42 and a third voltage comparator ( ⁇ amplifier) forming a differential amplifier. It has 43.
  • the signal of which the input waveform of the full-wave rectified output has been adjusted by the input waveform adjusting unit 22 and the output of the third amplifier 43 are input to the second amplifier 42, and a peak adjustment signal j3 is output.
  • the reference voltage setting signal from the control reference voltage setting section 21 and the peak adjustment signal / 3 from the 20P amplifier 42 are input to the 30P amplifier 43 to generate an oscillation control signal. It outputs a waveform shaping signal composed of the human peak adjustment signal ⁇ .
  • the positive-phase (+) input terminal of the twentieth amplifier 42 is connected to the connection point between the resistor R8 of the input waveform adjustment unit 22 and the Zener diode ZD1, and the positive-phase input of the third amplifier 43 is connected.
  • the terminal and the output of the integration circuit 28 are connected.
  • the negative-phase (-) input terminal of the 3rd P amplifier 43 and the connection point of the resistors R9 and R10 are connected, and the output terminal of the 3rd P amplifier 43 and the negative-phase input terminal of the 2nd OP amplifier 42 are connected.
  • a resistor R11 is connected between the output terminal of the second P amplifier 42 and the negative-phase input terminal.
  • a triangular wave signal from an oscillating unit 24 such as a synchronous triangular wave oscillating unit is input to a negative-phase input terminal of a fourth voltage comparator ( ⁇ P amplifier) 44, and the oscillation control signal is input to a positive-phase input terminal.
  • a signal including a reference voltage setting signal and a peak adjustment signal / 3 of the generation unit 23 is input, and an oscillation control signal is output to the gate of the IGBT element Q1 via the IGBT drive unit 13.
  • FIG. 2 shows the operation of the control reference voltage setting unit 21.
  • the square wave PWM control signal of FIG. 2A is input to an integration circuit 26 including a ripple generation circuit 27, and is smoothed to a constant state as shown in FIG. 2B, and a ripple is generated.
  • the detected rectified signal from the current transformer CT1 that changes in response to the change in the magnetron output is also smoothed by the integration circuit as shown in FIG. 2C.
  • both signals are input to the first P amplifier 41, a high-frequency signal is stably output as shown in FIG. 2D.
  • the first ⁇ P amplifier 41 stably outputs a signal having a high frequency due to ripple generation, and compares the change of the AC output signal in a short cycle. Performance can be improved.
  • the output in FIG. 2D is smoothed and stabilized by the integration circuit 28, and a reference voltage setting signal ⁇ as shown in FIG. 2E is obtained. Since the time constant of the integrating circuit 28 is reduced, when the output power is large by the PWM control signal in a state where the following property is maintained, the voltage of the reference voltage setting signal ⁇ increases, and the output is controlled by the PWM control signal. When the power is low, the voltage of the reference voltage setting signal becomes low.
  • FIG. 3 shows the operation of the input waveform adjustment unit 22.
  • Figure 3 ⁇ shows the voltage waveform of the full-wave rectified output
  • Figure 3 ⁇ shows the adjusted waveform.
  • the voltage waveform of the full-wave rectified output in Fig. 3 ⁇ is cut to a constant voltage (upper clip) according to the magnetron characteristics by the zener diode ZD1, and the current is reduced by the high-resistance R8, as shown in Fig. 3 ⁇ .
  • the vicinity of the cut portion is approximated to a sine wave due to the characteristics of the zener diode ZD1 such as generation of a voltage exceeding the fixed voltage.
  • FIGS. 4 and 5 show the operation of the oscillation control signal generator 23.
  • FIG. 4A and 4B show the output of the 20th P amplifier 42.
  • the waveform is obtained by subtracting the signal obtained by adjusting the voltage waveform of the full-wave rectified output from the reference setting voltage signal ⁇ .
  • FIG. 4A shows a peak adjustment signal j3 having a high convex portion when the output power is small by the PWM control signal when the output power is large.
  • 4C and 4D show the output of the third ⁇ P amplifier 43, and FIG. 4C shows that when the output power is large by the PWM control signal, the voltage of the reference setting voltage signal is increased so that the waveform shaping signal having a low concave portion is obtained.
  • the oscillation control signal based on this signal is an effective signal that has a wide control range and is easy to control for shaping the current waveform of the AC output of the AC power supply 1 into a sine wave. Become.
  • FIGS. 5A and 5B show the pulse width of the oscillation control signal obtained by the triangular wave signal input to the 40th P-amplifier 44 and the voltage of the reference voltage setting signal ⁇ , and show the square wave of the PWM control signal. Based on the width, when the voltage of the reference voltage setting signal ⁇ is large, the pulse width W is large, and when the voltage of the reference voltage setting signal ⁇ is small, the pulse width W is small.
  • FIG. 5C shows a state in which the current waveform of the AC output of AC power supply 1 is shaped into a sine wave by the generated control oscillation signal.
  • the reference voltage setting signal a included in the oscillation control signal generates a current at the rising and falling parts on both sides of the current waveform when the voltage rises according to the fluctuation of the PWM control signal, and the AC power of the AC power supply 1
  • the output current waveform is approximated to a sine wave, and the waveform peak portion of the current waveform is subtracted by the sinusoidal peak adjustment signal to approximate the sine wave.
  • the current waveform of the AC output of the AC power supply 1 approaches a sine wave in response to the fluctuation of the PWM control signal.
  • the power factor can be automatically improved and its power efficiency can be improved.
  • an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element is used as a switching element, but another element suitable for controlling the oscillation of an inverter power supply control circuit of a microwave oven may be used.

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Abstract

　インバータ電源制御回路１２で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源１の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。

Description

明 細 書
高周波加熱装置のインバータ電源制御回路
技術分野
[0001] 本発明は、電子レンジのような高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するィ
-タ電源制御回路に関する。
背景技術
[0002] 一般に、電子レンジのような高周波加熱装置のインバータ電源制御回路は、交流 電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、電子 レンジを制御するマイクロコンピュータからの PWM制御信号に基づく発振制御信号 を IGBT (絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子のようなスイッチング素子に与えるこ とにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、電子レンジ用マグネトロンに 電源を供給する（例えば、特開 2002— 56966号公報）。
[0003] ところで、電子レンジ用マグネトロンは、所定値以上の電圧が与えられないと電流が 流れないという特性を有する。このため、交流電源の交流出力の電流波形は、図 6B のように、電圧が所定値以上になると急に電流が流れ始め、所定値よりも下がると急 に電流が流れなくなるので、波形両側で急峻な立上りおよび立下り部分を有する歪 んだ波形となることから、電源回路の力率が向上せず、また従来では、 PWM制御信 号の変動によるこの力率への影響もほとんど考慮されていなかったことから、広い負 荷範囲での電源効率の向上が困難であるという問題があった。
また、電子レンジでは特に調理の迅速性や安全性などが要求されるから、電子レン ジのインバータ電源制御回路では、マグネトロン出力の変化に対する安定性とともに 追随性が高レヽこと力要求される。
発明の開示
[0004] 本発明は前記の問題点を解決して、電源回路の力率を自動的に改善でき、追随性 、安定性も向上できる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を提供することを 目的としている。
[0005] 前記目的を達成するために、本発明にかかる高周波加熱装置のインバータ電源制 御回路は、交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータ によって、 PWM制御信号に基づく発振制御信号をスイッチング素子に与えることに より、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波加熱装置のマグネトロン に電源を供給するインバータ電源回路内に設けられて、前記発振制御信号を生成 するものであって、
前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号を出力するもの で、この基準電圧設定信号の電圧は PWM制御信号の変動に対応して設定されるも のであり、この設定される電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波 形を、その波形両側部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づける制御基準 電圧設定部と、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号を生成するよ うに前記インバータへの入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピー ク部調整信号を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形 ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号で減算することにより正弦波に近づけるもの である入力波形調整部と、前記基準電圧設定信号および前記ピーク部調整信号か らなる波形整形信号と、発振部からの三角波信号とにより発振制御信号を生成する もので、この基準電圧設定信号およびピーク部調整信号を含む発振制御信号により 、 PWM制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づ けるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号生成部とを備えている。
[0006] この構成によれば、インバータ発振制御回路で生成される発振制御信号には、 PW M制御信号の変動に応じて、交流電源の交流出力の電流波形をその波形両側で電 流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電 流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部 調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、 PWM制御信号が変動しても、交 流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一 定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
[0007] 好ましくは、前記制御基準電圧設定部は、 PWM制御信号または交流電源からの 交流出力を検出するカレントトランスの検出信号を整流した検出整流信号のいずれ か一方にリップノレを生成するリップル生成回路と、これらいずれか一方にリップルが 生成された PWM制御信号および検出整流信号が入力して両電圧を比較する第 1の 電圧比較器と、時定数を小さくして、前記第 1の電圧比較器の出力を平滑化する積 分回路とを備えている。したがって、いずれか一方にリップノレが生成された PWM制 御信号および交流出力の検出整流信号が第 1の電圧比較器に入力すると、そのリツ プルにより周波数の高い信号が出力して、つまり短い周期で第 1の電圧比較器によ つて交流出力信号の比較を行うからマグネトロン出力の変化に対する追随性が向上 し、かつ積分回路により第 1の電圧比較器の出力が平滑化されて安定し、積分回路 の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、マグネトロン出力の変化に対応 した追随性、安定性も向上できる。
[0008] 好ましくは、時定数を大きくして、前記 PWM制御信号または検出整流信号の出力 をそれぞれ平滑化する積分回路を備え、前記リップル生成回路は、これらの積分回 路のいずれか一方に設けたものである。したがって、リップノレ生成による追随性の向 上を可能としつつ、積分回路の時定数が大きレ、からソフトスタートを実現できる。
[0009] 好ましくは、前記入力波形調整部は、高抵抗の抵抗およびツエナーダイオードを直 列に接続してなり、高抵抗の抵抗により電流を低くしたときのツエナーダイオードの特 性を利用して前記インバータへの全波整流出力の入力波形を調整するものである。 したがって、高抵抗の抵抗およびッヱナ一ダイオードで全波整流出力を分圧した電 圧を、ツエナーダイオードによりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカットする とともに、前記高抵抗の抵抗により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて 電圧が発生する等のッヱナ一ダイオードの特性によりカット部分近傍を正弦波に近 づけることができ、これを元にしたピーク調整信号により、交流電源の交流出力の電 流波形を正弦波に近づけることができる。これにより、簡単な構成で、ピーク調整信 号の元となる正弦波に近づけた入力波形が得られる。
[0010] 好ましくは、前記発振制御信号生成部は、差動アンプを構成する第 2の電圧比較 器および第 3の電圧比較器を有し、第 2の電圧比較器には、前記インバータの入力 波形が調整された信号と第 3の電圧比較器の出力が入力してピーク調整信号が出 力し、第 3の電圧比較器には、前記制御基準電圧設定部からの基準電圧設定信号と 第 2の電圧比較器力 のピーク調整信号が入力して、これら基準電圧設定信号とピ ーク部調整信号とからなる波形整形信号を出力するものである。したがって、簡単な 構成で、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づける発振制御信号を生成 できる。
図面の簡単な説明
本発明は、添付の図面を参考にした以下の好適な実施形態の説明から、より明瞭 に理解されるであろう。し力、しながら、実施形態および図面は単なる図示および説明 のためのものであり、この発明の範囲を定めるために利用されるべきものではなレ、。こ の発明の範囲は添付のクレーム（請求の範囲）によって定まる。添付図面において、 複数の図面における同一の部品符号は同一部分を示す。
[図 1]本発明の一実施形態に係る電子レンジのインバータ電源制御回路を有するィ ンバータ電源回路を示す回路図である。
[図 2A]図 1の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
[図 2B]図 1の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
[図 2C]図 1の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
[図 2D]図 1の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
[図 2E]図 1の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
[図 3A]図 1の入力波形調整部の動作波形を示す図である。
[図 3B]図 1の入力波形調整部の動作波形を示す図である。
[図 4A]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 4B]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 4C]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 4D]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 5A]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 5B]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 5C]図 1の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
[図 6A]図 1の交流電源の交流出力の電流波形を示す図である。
[図 6B]従来の交流電源の交流出力の電流波形を示す図である。
発明を実施するための最良の形態 [0012] 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図 1は、本発明の一実施形態に係る電子レンジのような高周波加熱装置のインバ ータ電源制御回路を有するインバータ電源回路のブロック図を示す。このインバータ 電源回路は、例えば、交流電源 1、コンバータ Dl、インバータ 2、高周波トランス 3お よびマグネトロン駆動部 4を備え、交流電源 1からの交流出力をコンバータ D1により 全波整流して直流出力に変換し、インバータ 2により前記直流出力を所望の交流出 力に変換して、高周波トランス 3の 1次コイルに高周波電流を発生させ、その高周波ト ランス 3の 2次コイルに接続されて倍電圧整流電力を発生するマグネトロン駆動部 4を 介してマグネトロン Mに電源を供給する。交流電源 1とコンバータ D1の間に、マグネ トロン出力の変化に対応して変化する交流電源 1の交流出力を電流により検出する
[0013] インバータ 2は、例えば、電子レンジを制御するマイクロコンピュータからの PWM制 御信号を出力する制御信号出力部 11、 PWM制御信号に基づく発振制御信号を生 成してインバータ電源回路の発振制御を行うインバータ電源制御回路 12、およびこ のオンオフする発振制御信号が IGBTドライブ部 13を介してゲートに入力することに よって高周波電流を発生させる IGBT (絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子 Q1の ようなスイッチング素子を備えている。コンバータ D1と IGBT素子 Q1間には平滑リア タトル Ll、コンデンサ Cl、 C2が設けられている。
[0014] 前記インバータ電源制御回路 12は、 PWM制御信号の変動に対応して、交流電源
1の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する 発振制御信号を生成するもので、制御基準電圧設定部 21、入力波形調整部 22およ び発振制御信号生成部 23を備えている。
[0015] 前記制御基準電圧設定部 21は、前記発振制御信号を生成するための基準となる 基準電圧設定信号ひを出力するもので、この基準電圧設定信号ひの電圧は PWM 制御信号に対応して設定されるものであり、この設定された電圧を有する発振制御 信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側においてマグネトロンの特 性上電流が流れなかった部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づけるもの である。 [0016] 図 1に示すように、前記制御基準電圧設定部 21は、例えば、制御信号出力部 11か らの PWM制御信号を平滑化する積分回路 26を有しており、積分回路 26は、直列に 接続された抵抗 R1およびコンデンサ C3と、これらと並列に接続された抵抗 R2とから なる。また、カレントトランス CT1からの検出電流を整流した検出整流信号を平滑化 する積分回路 26と同様の積分回路（図示せず)も設けられている。これらの積分回路 はソフトスタートを考慮してその時定数を比較的大きくしている。前記 PWM制御信号 を平滑化する積分回路 26には、例えば直列に接続したコンデンサ C4および抵抗 R 3と、抵抗 R4とが並列に接続してなる、 PWM制御信号にリップノレを生成するリップノレ 生成回路 27が設けられている。なお、この例ではリップルを PWM制御信号に生成し ているが、 PWM制御信号または検出整流信号のいずれか一方に生成すればよぐ カレントトランス CT1からの検出整流信号を平滑化する積分回路にリップノレ生成回路 を設けて、検出整流信号の方にリップノレを生成してもよい。
[0017] また、前記制御基準電圧設定部 21は、リップルが生成された PWM制御信号と検 出整流信号とが入力して両電圧を比較する第 1の電圧比較器 (OPアンプ) 41と、こ の第 1〇Pアンプ 41の出力を平滑化する積分回路 28を有している。積分回路 28から 発振制御信号を生成する基準電圧設定信号 αが出力する。積分回路 28は、抵抗 R 5を介した Vccとアース間に直列に接続された分圧抵抗 R6、 R7と、分圧抵抗 R6、 R 7の接続点とアース間に抵抗 R7と並列に接続されたコンデンサ C5とからなり、追随 性を考慮してその時定数を比較的小さくしている。
[0018] 前記 PWM制御信号にリップルを生成することにより、第 1〇Pアンプ 41から周波数 の高い信号が安定して出力し、つまり短い周期により第 lOPアンプ 41で交流出力信 号の比較を行うからその比較頻度が高くなつて、マグネトロン出力の変化に対する追 随性、安定性を向上できる。第 1〇Pアンプ 41の出力は積分回路 28により平滑化さ れて安定し、積分回路 28の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、さらに マグネトロン出力の変化に対応した追随性、安定性を向上できる。さらに、積分回路 26内でリップル生成により追随性を保持しつつ、その時定数を大きくしたことによりソ フトスタートが可能となる。
[0019] 前記入力波形調整部 22は、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信 号 i3を生成するように前記インバータ 2への入力波形、例えばインバータ 2への全波 整流出力の入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク調整信号 βを有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を 正弦波状のピーク部調整信号 βで減算することにより正弦波に近づけるものである。
[0020] 図 1に示すように、前記入力波形調整部 22は、例えば、高抵抗 (例えば数十 k Q ) の抵抗 R8およびッヱナ一ダイオード ZD1を直列に接続してなり、この抵抗 R8および ツエナーダイオード ZD1で全波整流出力を分圧した電圧を、ツエナーダイオード ZD 1によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側クリップ)するとともに、 高抵抗の抵抗 R8により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生 する等のッヱナ一ダイオード ZD1の特性によりカット部分近傍を正弦波に近づけたも のである。これを元にしたピーク調整信号により、交流出力の電流波形を正弦波に近 づけることができる。これにより、入力波形調整部 22を高抵抗の抵抗 R8とツエナーダ ィオード ZD 1という簡単な組合せにより、低コストで実現できる。
[0021] 前記発振制御信号生成部 23は、前記基準電圧設定信号 αおよび前記ピーク部調 整信号 i3からなる波形整形信号と、発振部 24からの三角波信号とにより発振制御信 号を生成するもので、この基準電圧設定信号ひおよびピーク部調整信号 βを含む発 振制御信号により、 PWM制御信号の変動に対応して、交流電源 1の交流出力の電 流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善するものである。
[0022] 図 1に示すように、前記発振制御信号生成部 23は、例えば、差動アンプを構成す る第 2の電圧比較器（ΟΡアンプ) 42および第 3の電圧比較器（ΟΡアンプ) 43を有す る。第 2〇Ρアンプ 42には、前記入力波形調整部 22により全波整流出力の入力波形 が調整された信号と第 3〇Ρアンプ 43の出力が入力してピーク調整信号 j3が出力し、 第 30Pアンプ 43には、前記制御基準電圧設定部 21からの基準電圧設定信号ひと 第 20Pアンプ 42からのピーク調整信号 /3とが入力して、発振制御信号を生成するこ れら基準電圧設定信号ひとピーク部調整信号 βとからなる波形整形信号を出力する ものである。
[0023] 前記第 20Ρアンプ 42の正相（+ )入力端子と、前記入力波形調整部 22の抵抗 R8 およびツエナーダイオード ZD 1の接続点とが接続され、第 3〇Ρアンプ 43の正相入力 端子と前記積分回路 28の出力とが接続されている。第 3〇Pアンプ 43の逆相（-)入 力端子と、抵抗 R9、 R10の接続点とが接続され、第 3〇Pアンプ 43の出力端子と第 2 OPアンプ 42の逆相入力端子間に抵抗 R11が、第 2〇Pアンプ 42の出力端子と逆相 入力端子間に抵抗 R12が接続されている。
[0024] 第 4の電圧比較器（〇Pアンプ) 44の逆相入力端子に例えば同期型三角波発振部 のような発振部 24からの三角波信号が入力し、正相入力端子に前記発振制御信号 生成部 23の基準電圧設定信号ひおよびピーク部調整信号 /3からなる信号が入力し て、 IGBTドライブ部 13を介して IGBT素子 Q 1のゲートに発振制御信号を出力する。
[0025] 上記構成のインバータ電源制御回路 12の動作を図 2—図 6とともに説明する。
図 2は制御基準電圧設定部 21の動作を示す。図 2Aの方形波の PWM制御信号は 、リップル生成回路 27を含む積分回路 26に入力して、図 2Bのように一定状態に平 滑化されるとともに、リップルが生成される。一方、マグネトロン出力の変化に対応して 変化するカレントトランス CT1からの検出整流信号も積分回路により、図 2Cのように 平滑化される。第 1〇Pアンプ 41に両信号が入力すると、図 2Dのように、周波数の高 い信号が安定して出力する。このように、第 1〇Pアンプ 41でリップル生成による周波 数の高い信号が安定して出力して、交流出力信号の変化を短い周期で比較するか ら、マグネトロン出力の変化に対する追随性、安定性を向上することができる。
[0026] 図 2Dの出力は積分回路 28により平滑化されて安定し、図 2Eのような基準電圧設 定信号 αが得られる。積分回路 28の時定数を小さくしているから前記追随性が保持 された状態で、 PWM制御信号により出力パワーが大きいとき、この基準電圧設定信 号 αの電圧が高くなり、 PWM制御信号により出力パワーが小さいとき基準電圧設定 信号ひの電圧が低くなる。
[0027] 図 3は、入力波形調整部 22の動作を示す。図 3Αは全波整流出力の電圧波形を、 図 3Βはその調整波形を示す。図 3Αの全波整流出力の電圧波形は、図 3Βのように、 ツエナーダイオード ZD1によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側 クリップ)されるとともに、高抵抗の抵抗 R8により電流を小さくすると前記一定電圧を 超えて電圧が発生する等のッヱナ一ダイオード ZD1の特性によりカット部分近傍が 正弦波に近づけられる。 [0028] 図 4および図 5は、発振制御信号生成部 23の動作を示す。図 4A, Bは第 20Pアン プ 42の出力を示すもので、基準設定電圧信号 αから全波整流出力の電圧波形を調 整した信号を引いた波形が出力され、図 4Αは PWM制御信号により出力パワーが大 きいときの凸部が低いピーク部調整信号 /3、図 4Βは PWM制御信号により出力パヮ 一が小さいときの凸部が高いピーク部調整信号 j3を示す。図 4C， Dは第 3〇Pアンプ 43の出力を示すもので、図 4Cは PWM制御信号により出力パワーが大きいとき、基 準設定電圧信号ひの電圧を上げて、凹部が低い波形整形信号が、図 4Dは PWM制 御信号により出力パワーが小さいとき、基準設定電圧信号ひの電圧を下げて、凹部 が高い波形整形信号が生成される。この波形整形信号が得られることにより、この信 号に基づく発振制御信号は、交流電源 1の交流出力の電流波形を正弦波に整形す るのに制御範囲が広くて制御しやすい有効な信号となる。
[0029] 図 5A、 Bは、発振制御信号について、第 40Pアンプ 44に入力する三角波信号と 基準電圧設定信号 αの電圧とにより得られるパルス幅を示すもので、 PWM制御信 号の方形波の幅に基づいて、基準電圧設定信号 αの電圧が大きいとき、パルス幅 W が大きくなり、基準電圧設定信号 αの電圧が小さいとき、パルス幅 Wが狭くなる。
[0030] 図 5Cは、交流電源 1の交流出力の電流波形がこの生成された制御発振信号によ つて正弦波に整形される状態を示す。発振制御信号に含まれる基準電圧設定信号 aにより、 PWM制御信号の変動に応じて、その電圧が上がると電流波形両側の立 上り部および立下り部で電流を発生して、交流電源 1の交流出力の電流波形は正弦 波に近づけられ、正弦波状のピーク部調整信号 により電流波形の波形ピーク部を 減算して正弦波に近づけられる。
[0031] これにより、図 6Aに示すように、交流電源 1の交流出力の電流波形は、 PWM制御 信号の変動に対応して、正弦波に近づくこととなって、電子レンジのインバータ電源 回路の力率を自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
[0032] なお、この実施形態では、スイッチング素子に IGBT (絶縁ゲートバイポーラトランジ スタ）素子を用いているが、電子レンジのインバータ電源制御回路の発振制御に適し た他の素子を用いてもよい。
[0033] 以上のとおり図面を参照しながら好適な実施形態を説明したが、当業者であれば、 本件明細書を見て、 自明な範囲内で種々の変更および修正を容易に想定するであ ろう。したがって、そのような変更および修正は、添付の請求の範囲から定まる本発 明の範囲内のものと解釈される。

Claims

請求の範囲
[1] 交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、 P WM制御信号に基づく発振制御信号をスイッチング素子に与えることにより、前記直 流出力を所望の交流出力に変換して、高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給 するインバータ電源回路内に設けられて、前記発振制御信号を生成する制御回路で あって、
前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号を出力するもの で、この基準電圧設定信号の電圧は PWM制御信号の変動に対応して設定されるも のであり、この設定される電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波 形を、その波形両側部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づける制御基準 電圧設定部と、
前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号を生成するように前記イン バータへの入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク調整信号 を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正 弦波状のピーク部調整信号で減算することにより正弦波に近づけるものである入力 波形調整部と、
前記基準電圧設定信号および前記ピーク部調整信号からなる波形整形信号と、発 振部からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定 信号およびピーク部調整信号を含む発振制御信号により、 PWM制御信号が変動し ても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力 率を改善する発振制御信号生成部とを備えた高周波加熱装置のインバータ電源制 御回路。
[2] 請求項 1において、
前記制御基準電圧設定部は、前記 PWM制御信号または前記交流電源からの交 流出力を検出するカレントトランスの検出信号を整流した検出整流信号のいずれか 一方にリップルを生成するリップル生成回路と、これらいずれか一方にリップノレが生 成された PWM制御信号および検出整流信号が入力して両電圧を比較する第 1の電 圧比較器と、時定数を小さくして、前記第 1の電圧比較器の出力を平滑化する積分 回路とを備えた高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。
[3] 請求項 2において、さらに、時定数を大きくして、前記 PWM制御信号または検出整 流信号の出力をそれぞれ平滑化する積分回路を備え、
前記リップル生成回路が、これらの積分回路のいずれか一方に設けられている高 周波加熱装置のインバータ電源制御回路。
[4] 請求項 1において、
前記入力波形調整部は、高抵抗の抵抗およびツエナーダイオードを直列に接続し てなり、高抵抗の抵抗により電流を低くしたときのツエナーダイオードの特性を利用し て前記インバータへの全波整流出力の入力波形を調整するものである高周波加熱 装置のインバータ電源制御回路。
[5] 請求項 1において、
前記発振制御信号生成部は、差動アンプを構成する第 2の電圧比較器および第 3 の電圧比較器を有し、第 2の電圧比較器には、前記インバータの入力波形が調整さ れた信号と第 3の電圧比較器の出力が入力してピーク調整信号が出力し、第 3の電 圧比較器には、前記制御基準電圧設定部からの基準電圧設定信号と第 2の電圧比 較器力 のピーク調整信号が入力して、これら基準電圧設定信号とピーク部調整信 号とからなる波形整形信号を出力するものである高周波加熱装置のインバータ電源 制御回路。
[6] 請求項 1において、
前記高周波加熱装置が電子レンジである高周波加熱装置のインバータ電源制御 回路。
[7] 請求項 1において、
前記スイッチング素子が IGBT (絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子である高周 波加熱装置のインバータ電源制御回路。
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