CN1799187B

CN1799187B - 高频加热装置的逆变电源控制电路

Info

Publication number: CN1799187B
Application number: CN2004800150287A
Authority: CN
Inventors: 宫崎忍; 仲石雅树; 增田慎一
Original assignee: TIANYUAN ELECTRIC CO Ltd; Sharp Corp
Current assignee: Diamond Jiebula Motor Co ltd; Sharp Corp
Priority date: 2003-05-30
Filing date: 2004-05-25
Publication date: 2010-12-29
Anticipated expiration: 2024-05-25
Also published as: US20060289509A1; EP1630943B1; JP4301867B2; CN1799187A; EP1630943A4; US7230219B2; CA2527560A1; JP2004357478A; WO2004107553A1; EP1630943A1

Abstract

本发明涉及高频加热装置的逆变电源控制电路，其包括：控制基准电压设定部、输入波形调整部和振荡控制信号发生部，该振荡控制信号发生部通过由基准电压设定信号和峰值部调整信号形成的波形整形信号，与来自振荡部的三角波信号产生振荡控制信号，所述振荡控制信号发生部通过包括基准电压设定信号和峰值调整信号的所述振荡控制信号，即使在所述PWM控制信号变化的情况下，仍按照使所述来自交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波的方式，改善所述逆变电源电路的功率因数。

Description

高频加热装置的逆变电源控制电路

技术领域

本发明涉及向微波炉这样的高频加热装置的磁控管供电的逆变电源控制电路。

背景技术

一般，微波炉这样的高频加热装置的逆变电源控制电路对来自交流电源的交流输出进行全波整流，将其变换为直流输出，通过逆变器，将基于来自控制微波炉的微型计算机的PWM控制信号的振荡控制信号，提供给IGBT(绝缘栅极双极晶体管)元件这样的开关元件，由此，将上述直流输出变换为所需的交流输出，向微波炉用磁控管供电(比如，JP特开2002-56966号文献)。

但是，微波炉用磁控管具有在未提供超过规定值的电压时电流不流动的特性。由此，交流电源的交流输出的电流波形像图6B所示的那样，如果电压超过规定值，则电流突然开始流动，如果低于规定值，则电流突然停止流动，由此，形成在波形两侧具有急剧上升和下降部分的变形的波形，电源电路的功率因数未提高，另外，在过去，也几乎未考虑PWM控制信号的变化对功率因数的影响，由此，具有较宽的负荷范围的电源效率的提高困难的问题。

另外，由于在微波炉中，特别是要求烹饪的迅速性和安全性等，故在微波炉的逆变电源控制电路中要求磁控管输出的变化的稳定性，并且跟踪性较高。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种高频加热装置的逆变电源控制电路，其可自动地改善电源电路的功率因数，跟踪性、稳定性也可提高。

为了实现上述目的，本发明的高频加热装置的逆变电源控制电路，该控制电路设置于向高频加热装置的磁控管供给电源的逆变电源电路中，产生振荡控制信号，该逆变电源电路对来自交流电源的交流输出进行全波整流，将其变换为直流输出，该控制电路将基于PWM控制信号的所述振荡控制信号提供给逆变器的开关元件，由此，将上述直流输出变换为所需的交流输出，该逆变电源控制电路包括：

控制基准电压设定部，该控制基准电压设定部输出用于产生上述振荡控制信号用的作为基准的基准电压设定信号，该基准电压设定信号的电压对应于所述PWM控制信号的变化而设定，该控制基准电压设定部通过具有该设定的电压的所述振荡控制信号，按照在波形两侧从磁控管的特性方面电流不流动的部分产生电流的方式使上述交流输出的电流波形接近正弦波；

输入波形调整部，该输入波形调整部将上述全波整流输出的输入波形的峰值部，施加到上述逆变器以产生用于产生上述振荡控制信号的峰值调整信号，调整呈正弦波状，所述输入波形调整部借助具有该峰值调整信号的上述振荡控制信号，通过对使用正弦波状的峰值调整信号的波形的峰值部的削减，使上述来自交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波；

振荡控制信号发生部，该振荡控制信号发生部通过由上述基准电压设定信号和上述峰值调整信号形成的波形整形信号，与来自振荡部的三角波信号产生振荡控制信号，所述振荡控制信号发生部通过包括该基准电压设定信号和峰值调整信号的所述振荡控制信号，即使在所述PWM控制信号变化的情况下，仍按照使所述来自交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波的方式，改善所述逆变电源电路的功率因数。

按照上述方案，由于在由逆变器振荡控制电路产生的振荡控制信号中包含波形整形信号，即使在PWM控制信号的变化下，交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波，由此，可自动地改善电源电路的功率因数为一定程度以上，可提高其电源效率，该波形整形信号由对应于PWM控制信号的变化，按照在波形两侧产生电流的方式，使交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波的基准电压设定信号，与去除电流波形的波形峰值部，接近正弦波的正弦波状的峰值部调整信号构成。

最好，上述控制基准电压设定部包括波动发生电路，该波动发生电路使上述PWM控制信号或检测整流信号中的任意一者产生波动，该检测整流信号是从变流器输出的检测信号，用于检测来自上述交流电源的交流输出；第1电压比较器，用于当在其中施加上述PWM控制信号和检测整流信号时，其中任意一者中产生上述波动，对上述PWM控制信号和检测整流信号进行相互比较；第1积分电路，该第1积分电路具有小的时间常数，对上述第1电压比较器的输出进行平滑处理。因此，如果在其中一者中产生波动的PWM控制信号和交流输出的检测整流信号输入到第1电压比较器中，则通过该波动输出频率较高的信号，即，按照较短的周期，通过第1电压比较器进行交流输出信号的比较，伴随磁控管输出的变化的跟踪性提高，并且通过积分电路对第1电压比较器的输出进行平滑处理，实现稳定，减小积分电路的时间常数，由此，还保持跟踪性，也可提高与磁控管输出的变化相对应的跟踪性、稳定性。

最好，还包括第2积分电路，该第2积分电路具有大的时间常数，分别对上述PWM控制信号或检测整流信号的输出进行平滑处理；上述波动发生电路设置于上述第1、第2积分电路中的任意一者中。因此，在可通过波动的产生而提高跟踪性的同时，由于积分电路的时间常数较大，故可实现平稳起动。

最好，上述输入波形调整部将电阻器和齐纳二极管串联，采用通过电阻器降低电流时的齐纳二极管的特性，调整将向上述逆变器施加的全波整流输出的输入波形。因此，通过齐纳二极管，对应于磁控管的特性，将通过高电阻的电阻和齐纳二极管对全波整流输出进行分压而形成的电压切割为恒定电压，并且可通过如果减小通过上述高电阻的电阻而流动的电流则超过上述恒定电压、产生电压等的齐纳二极管的特性，使切割部分附近接近正弦波，可通过基于该情况的峰值调整信号，使交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波。由此，通过简单的方案，获得接近构成峰值调整信号的源的正弦波的输入波形。

附图说明

最好，上述振荡控制信号发生部包括构成差动放大器的第2电压比较器和第3电压比较器，当在第2电压比较器中输入经过上述输入波形调整部调整的上述逆变器的输入波形的信号和来自第3电压比较器的输出时所述第2电压比较器输出所述峰值调整信号，并且，当在第3电压比较器中输入来自上述控制基准电压设定部的上述基准电压设定信号和来自所述第2电压比较器的所述峰值调整信号时，所述第3电压比较器输出由所述基准电压设定信号和所述峰值调整信号形成的所述波形整形信号。因此，通过简单的结构，可产生交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波的振荡控制信号。

根据参照附图的下述的优选实施例的说明，会更加清楚地理解本发明。但是，实施例和附图是单纯的图示和说明用的，不应用于确定本发明的范围。本发明的范围由所附的权利要求(要求保护的范围)确定。在附图中，多个附图中的同一部件标号表示同一部分。

图1为表示包括本发明的一个实施例的微波炉的逆变电源控制电路的逆变电源电路的电路图；

图2A为表示图1的控制基准电压设定部的动作波形的图；

图2B为表示图1的控制基准电压设定部的动作波形的图；

图2C为表示图1的控制基准电压设定部的动作波形的图；

图2D为表示图1的控制基准电压设定部的动作波形的图；

图2E为表示图1的控制基准电压设定部的动作波形的图；

图3A为表示图1的输入波形调整部的动作波形的图；

图3B为表示图1的输入波形调整部的动作波形的图；

图4A为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图4B为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图4C为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图4D为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图5A为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图5 B为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图5 C为表示图1的振荡控制信号发生部的动作波形的图；

图6A为表示图1的交流电源的交流输出的电流波形的图；

图6B为表示过去的交流电源的交流输出的电流波形的图；

具体实施方式

下面根据附图，对本发明的实施例进行描述。

图1表示包括本发明的一个实施例的微波炉那样的高频加热装置的逆变电源控制电路的逆变电源电路的方框图。该逆变电源电路包括，比如，交流电源1、换流器D1、逆变器2、高频变压器3和磁控管驱动部4，通过换流器D1，对来自交流电源1的交流输出进行全波整流，将其变换为直流输出，通过逆变器2，将上述直流输出变换为所需的交流输出，在高频变压器3的初级线圈产生高频电流，磁控管驱动部4与该高频变压器3的次级线圈连接，在该次级线圈中产生倍压整流电能，通过该磁控管驱动部4向磁控管M供电。在交流电源1和换流器D1之间设置有变流器CT1，该变流器CT1通过电流检测对应于磁控管输出的变化而改变的交流电源1的交流输出。

逆变器2包括比如，控制信号输出部11，该控制信号输出部11输出来自控制微波炉的微型计算机的PWM控制信号；逆变电源控制电路12，该逆变电源控制电路12根据PWM控制信号发生振荡控制信号，进行逆变电源电路的振荡控制；IGBT(绝缘栅极双极晶体管)元件Q1这样的开关元件，该开关元件通过将实现该电路的工作和不工作的振荡控制信号通过IGBT驱动部13输入到栅极，产生高频电流。在换流器D1和IGBT元件Q1之间设置平滑电抗器L1、电容器C1、C2。

上述逆变电源控制电路12对应于PWM控制信号的变化，产生按照交流电源1的交流输出的电流波形接近正弦波的方式改善电源电路的功率因数的振荡控制信号，其包括控制基准电压设定部21、输入波形调整部22和振荡控制信号形成部23。

上述控制基准电压设定部21输出上述振荡控制信号用的作为基准的基准电压设定信号α，该基准电压设定信号α的电压对应于PWM控制信号而设定，通过具有已设定的电压的振荡控制信号，按照在波形两侧从磁控管的特性方面电流不流动的部分产生电流的方式使上述交流输出的电流波形接近正弦波。

像图1那样，上述控制基准电压设定部21包括比如，对来自控制信号输出部11的PWM控制信号进行平滑处理的积分电路26，该积分电路26由串联的电阻器R1和电容器C3，与和它们并联的电阻器R2构成。另外，还设置与积分电路26相同的积分电路(图中未示出)，后者对通过对来自变流器CT1的检测电流进行整流处理而形成的检测整流信号进行平滑处理。这些积分电路考虑平稳起动，使其时间常数增加。在对上述PWM控制信号进行平滑处理的积分电路26中，比如，设置有波动发生电路27，在波动发生电路27中，串联的电容器C4和电阻R3、与电阻器R4并联，在PWM控制信号中产生波动。另外，在本实例中，虽然在PWM控制信号中产生波动，但是，该波动可产生于PWM控制信号或检测整流信号中的任何一者中，也可在对来自变流器CT1的检测整流信号进行平滑处理的积分电路中设置波动发生电路，在检测整流信号中产生波动。

此外，上述控制基准电压设定部21包括第1电压比较器(OP放大器)41和积分电路28，在该第1电压比较器41中输入形成波动的PWM控制信号和检测整流信号，对两个电压进行比较，该积分电路28对该第1OP放大器41的输出进行平滑处理。从积分电路28输出产生振荡控制信号的基准电压设定信号α。积分电路28由分压电阻器R6、R7和电容器C5构成，该分压电阻器R6、R7通过电阻器R5串联于Vcc和地之间，该电容器C5在分压电阻器R6、R7的连接点和地之间与电阻器R7并联，考虑跟踪性，使其时间常数较小。

通过在上述PWM控制信号中产生波动，从第1OP放大器41稳定地输出频率较高的信号，即，按照较短的周期，通过第1OP放大器41，进行交流输出信号的比较，因此，其比较频率变高，可提高相对磁控管输出的变化的跟踪性、稳定性。第1OP放大器41的输出通过积分电路28而进行平滑处理，实现稳定，减小积分电路28的时间常数，由此，还保持跟踪性，另外，可提高对应于磁控管输出的变化的跟踪性、稳定性。另外，可在积分电路26内通过产生波动保持跟踪性，同时增加其时间常数，由此可实现平稳起动。

上述输入波形调整部22按照发生用于发生上述振荡信号的峰值部调整信号β的方式，呈正弦波状调整上述逆变器2的输入波形，比如，逆变器2的全波整流输出的输入波形的峰值部，借助具有该峰值部调整信号β的振荡控制信号，通过借助正弦波状的峰值部调整信号β去除上述交流输出的电流波形的波形峰值部的方式，使上述交流输出的电流波形接近正弦波。

像图1所示的那样，上述输入波形调整部22比如，将高电阻(比如，数十kΩ)的电阻器R8和齐纳二极管ZD1串联，对应于磁控管的特性，将通过该电阻器R8和齐纳二极管ZD1对全波整流输出进行分压而形成的电压，以齐纳二极管ZD1切割为恒定电压(顶侧削减)，并且减小高电阻的电阻R8流动的电流，此时，根据因超过上述一定电压而产生电压等的齐纳二极管ZD1的特性，将切割部分附近接近正弦波。通过基于该情况的峰值调整信号，可使交流输出的电流波形接近正弦波。由此，可通过高电阻的电阻R8和齐纳二极管ZD1的简单的组合，以较低的成本实现输入波形调整部22。

上述振荡控制信号发生部23通过由上述基准电压设定信号α和上述峰值部调整信号β形成的波形整形信号，与来自振荡部24的三角波信号产生振荡控制信号，通过包括该基准电压设定信号α和峰值部调整信号β的振荡控制信号，对应于PWM控制信号的变化，按照使交流电源1的交流输出的电流波形接近正弦波的方式改善电源电路的功率因数。

像图1所示的那样，上述振荡控制信号发生部23比如，包括构成差动放大器的第2电压比较器(OP放大器)42和第3电压比较器(OP放大器)43。在第2OP放大器42中，输入通过上述输入波形调整部22对全波整流输出的输入波形进行了调整的信号和第3OP放大器43的输出，输出峰值调整信号β，在第3OP放大器43中，输入来自上述控制基准电压设定部21的基准电压设定信号α和来自第2OP放大器42的峰值调整信号β，输出由产生振荡控制信号的基准电压设定信号α和峰值调整信号β形成的波形整形信号。

上述第2OP放大器42的正相(+)输入端子，与上述输入波形调整部22的电阻器R8和齐纳二极管ZD1的连接点连接，第3OP放大器43的正相输入端子和上述积分电路28的输出端连接。第3OP放大器43的反相(-)输入端子，与电阻R9、R10的连接点连接，在第3OP放大器的输出端子和第2OP放大器42的反相输入端子之间连接电阻器R11，在第2OP放大器42的输出端子和相反输入端子之间连接电阻R12。

在第4电压比较器(OP放大器)44的反相输入端子中，比如，输入来自同步形三角波振荡部这样的振荡部24的三形角波信号，在正相输入端子中输入由上述振荡控制信号发生部23的基准电压设定信号α和峰值调整信号β形成的信号，通过IGBT驱动部13，向IGBT元件Q1的栅极输出振荡控制信号。

根据图2～图6，对上述结构的逆变电源控制电路12的动作进行描述。

图2表示控制基准电压设定部21的动作。图2A的方形波的PWM控制信号输入到包括波动发生电路27的积分电路26中，像图2B那样，按照一定状态受到平滑处理，并且产生波动。一方面，来自对应于磁控管输出的变化而改变的变流器CT1的检测整流信号也通过积分电路，像图2C那样受到平滑处理。如果在第1OP放大器4 1中输入两个信号，则像图2D那样，频率较高的信号稳定地输出。像这样，通过第1OP放大器41，波动产生造成的频率较高的信号稳定地输出，按照较短的周期，对交流输出信号的变化进行比较，可提高相对磁控管输出的变化的跟踪性、稳定性。

图2D的输出通过积分电路28而受到平滑处理，实现稳定，获得图2E的基准电压设定信号α。因减小积分电路28的时间常数，在保持上述跟踪性的状态，在通过PWM控制信号输出功率较大时，该基准电压设定信号α的电压增加，在通过PWM控制信号输出功率较小时，基准电压设定信号α的电压变低。

图3表示输入波形调整部22的动作。图3A表示全波整流输出的电压波形，图3B为其调整波形。图3A的全波整流输出的电压波形像图3B那样，通过齐纳二极管ZD1，对应于磁控管的特性切割为恒定电压(顶侧削减)，并且通过高电阻的电阻器R8减小电流，此时，通过超过上述一定电压而产生电压等的齐纳二极管ZD1的特性，切割部分附近接近正弦波。

图4和图5表示振荡控制信号发生部23的动作。图4A、B表示第2OP放大器42的输出，输出从基准设定电压信号α中抽出调整了全波整流输出的电压波形的信号的波形，图4A表示通过PWM控制信号输出功率较大时的凸部低的峰值调整信号β，图4B表示通过PWM控制信号输出功率较小时的凸部高的峰值调整信号β。图4C、D表示第3OP放大器43的输出，在图4C中，在通过PWM控制信号输出功率较大时，提高基准电压设定信号α的电压，产生凹部低的波形整形信号，在图4D中，通过PWM控制信号输出功率较小时，降低基准设定电压信号α的电压，产生凹部高的波形整形信号。通过获得该波形整形信号，基于该信号的振荡控制信号对于呈正弦波对交流电源1的交流输出的电流波形进行整形来说，是控制范围较宽，容易控制的有效的信号。

图5A、5B表示针对振荡控制信号，通过输入第4OP放大器44中的三角波信号和基准电压设定信号α的电压获得的脉冲宽度，根据PWM控制信号的方形波的宽度，在基准电压设定信号α的电压较大时，脉冲宽度W增加，在基准电压设定信号α的电压较小时，脉冲宽度W变窄。

图5 C表示交流电源1的交流输出的电流波形通过已产生的控制振荡信号呈正弦波整形的状态。通过振荡控制信号中包含的基准电压设定信号α，对应于PWM控制信号的变化，在该电压上升时，在电流波形两侧的上升部和下降部产生电流，交流电源1的交流输出的电流波形接近正弦波，通过正弦波状的峰值部调整信号β，去除电流波形的波形峰值部，接近正弦波。

由此，像图6A所示的那样，交流电源1的交流输出的电流波形对应于PWM控制信号的变化，接近正弦波，可自动地改善微波炉的逆变电源电路的功率因数，可提高其电源效率。

另外，在本实施例中，开关元件采用IGBT(绝缘栅极双极晶体管)元件，但是，也可采用微波炉的逆变电源控制电路的振荡控制的其它元件。

如上所述，参照附图，对优选实施例进行了描述，但是，如果是本领域的普通技术人员，通过观看本说明书会在显然的范围内容易想到各种变更和修正方案。因此，这样的变更和修正方案在由后附的权利要求确定的本发明的范围内解释。

Claims

1.一种高频加热装置的逆变电源控制电路，该控制电路设置于向高频加热装置的磁控管供给电源的逆变电源电路中，产生振荡控制信号，该逆变电源电路对来自交流电源的交流输出进行全波整流，将其变换为直流输出，该控制电路将基于PWM控制信号的所述振荡控制信号提供给逆变器的开关元件，由此，将上述直流输出变换为所需的交流输出，该逆变电源控制电路包括：

输入波形调整部，该输入波形调整部将上述全波整流输出的输入波形的峰值部，施加到振荡控制信号发生部以产生用于产生上述振荡控制信号的呈正弦波状的峰值调整信号，所述输入波形调整部借助具有该峰值调整信号的上述振荡控制信号，通过借助所述呈正弦波状的峰值调整信号去除上述交流电源输出的电流波形的峰值部的方式，使上述来自交流电源的交流输出的电流波形接近正弦波；

2.根据权利要求1所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于上述控制基准电压设定部包括波动发生电路，该波动发生电路使上述PWM控制信号或检测整流信号中的任意一者产生波动，该检测整流信号是从变流器输出的检测信号，用于检测来自上述交流电源的交流输出；第1电压比较器，用于当在其中施加上述PWM控制信号和检测整流信号时，其中任意一者中产生上述波动，对上述PWM控制信号和检测整流信号进行相互比较；第1积分电路，该第1积分电路具有小的时间常数，对上述第1电压比较器的输出进行平滑处理。

3.根据权利要求2所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于其还包括第2积分电路，该第2积分电路具有大的时间常数，分别对上述PWM控制信号或检测整流信号的输出进行平滑处理；

上述波动发生电路设置于上述第1、第2积分电路中的任意一者中。

4.根据权利要求1所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于上述输入波形调整部将电阻器和齐纳二极管串联，采用通过电阻器降低电流时的齐纳二极管的特性，调整将向上述逆变器施加的全波整流输出的输入波形。

5.根据权利要求1所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于上述振荡控制信号发生部包括构成差动放大器的第2电压比较器和第3电压比较器，当在第2电压比较器中输入经过上述输入波形调整部调整的上述逆变器的输入波形的信号和来自第3电压比较器的输出时所述第2电压比较器输出所述峰值调整信号，并且，当在第3电压比较器中输入来自上述控制基准电压设定部的上述基准电压设定信号和来自所述第2电压比较器的所述峰值调整信号时，所述第3电压比较器输出由所述基准电压设定信号和所述峰值调整信号形成的所述波形整形信号。

6.根据权利要求1所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于上述高频加热装置为微波炉。

7.根据权利要求1所述的高频加热装置的逆变电源控制电路，其特征在于上述开关元件为绝缘栅极双极晶体管元件。