JP2004357478A - 高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 - Google Patents
高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】電源回路の力率を改善でき、かつ追随性、安定性を向上できる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を提供する。
【解決手段】インバータ電源制御回路１２で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源１の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【選択図】 図１
【解決手段】インバータ電源制御回路１２で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源１の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジのような高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するインバータ電源制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電子レンジのような高周波加熱装置のインバータ電源制御回路は、交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、電子レンジを制御するマイクロコンピュータからのＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号をＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子のようなスイッチング素子に与えることにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、電子レンジ用マグネトロンに電源を供給する（例えば、特許文献１）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−５６９６６号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電子レンジ用マグネトロンは、所定値以上の電圧が与えられないと電流が流れないという特性を有する。このため、交流電源の交流出力の電流波形は、図６（ｂ）のように、電圧が所定値以上になると急に電流が流れ始め、所定値よりも下がると急に電流が流れなくなるので、波形両側で急峻な立上りおよび立下り部分を有する歪んだ波形となることから、電源回路の力率が向上せず、また従来では、ＰＷＭ制御信号の変動によるこの力率への影響もほとんど考慮されていなかったことから、広い負荷範囲での電源効率の向上が困難であるという問題があった。
また、電子レンジでは特に調理の迅速性や安全性などが要求されるから、電子レンジのインバータ電源制御回路では、マグネトロン出力の変化に対する安定性とともに追随性が高いことが要求される。
【０００５】
本発明は前記の問題点を解決して、電源回路の力率を自動的に改善でき、追随性、安定性も向上できる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明にかかる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路は、交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、ＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号をスイッチング素子に与えることにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するインバータ電源回路内に設けられて、前記発振制御信号を生成するものであって、
前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号を出力するもので、この基準電圧設定信号の電圧はＰＷＭ制御信号の変動に対応して設定されるものであり、この設定される電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づける制御基準電圧設定部と、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号を生成するように前記インバータへの入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク部調整信号を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号で減算することにより正弦波に近づけるものである入力波形調整部と、前記基準電圧設定信号および前記ピーク部調整信号からなる波形整形信号と、発振部からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定信号およびピーク部調整信号を含む発振制御信号により、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号生成部とを備えている。
【０００７】
この構成によれば、インバータ発振制御回路で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【０００８】
好ましくは、前記制御基準電圧設定部は、ＰＷＭ制御信号または交流電源からの交流出力を検出するカレントトランスの検出信号を整流した検出整流信号のいずれか一方にリップルを生成するリップル生成回路と、これらいずれか一方にリップルが生成されたＰＷＭ制御信号および検出整流信号が入力して両電圧を比較する第１の電圧比較器と、時定数を小さくして、前記第１の電圧比較器の出力を平滑化する積分回路とを備えている。したがって、いずれか一方にリップルが生成されたＰＷＭ制御信号および交流出力の検出整流信号が第１の電圧比較器に入力すると、そのリップルにより周波数の高い信号が出力して、つまり短い周期で第１の電圧比較器によって交流出力信号の比較を行うからマグネトロン出力の変化に対する追随性が向上し、かつ積分回路により第１の電圧比較器の出力が平滑化されて安定し、積分回路の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、マグネトロン出力の変化に対応した追随性、安定性も向上できる。
【０００９】
好ましくは、時定数を大きくして、前記ＰＷＭ制御信号または検出整流信号の出力をそれぞれ平滑化する積分回路を備え、前記リップル生成回路は、これらの積分回路のいずれか一方に設けたものである。したがって、リップル生成による追随性の向上を可能としつつ、積分回路の時定数が大きいからソフトスタートを実現できる。
【００１０】
好ましくは、前記入力波形調整部は、高抵抗の抵抗およびツェナーダイオードを直列に接続してなり、高抵抗の抵抗により電流を低くしたときのツェナーダイオードの特性を利用して前記インバータへの全波整流出力の入力波形を調整するものである。したがって、高抵抗の抵抗およびツェナーダイオードで全波整流出力を分圧した電圧を、ツェナーダイオードによりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカットするとともに、前記高抵抗の抵抗により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードの特性によりカット部分近傍を正弦波に近づけることができ、これを元にしたピーク調整信号により、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることができる。これにより、簡単な構成で、ピーク調整信号の元となる正弦波に近づけた入力波形が得られる。
【００１１】
好ましくは、前記発振制御信号生成部は、差動アンプを構成する第２の電圧比較器および第３の電圧比較器を有し、第２の電圧比較器には、前記インバータの入力波形が調整された信号と第３の電圧比較器の出力が入力してピーク調整信号が出力し、第３の電圧比較器には、前記制御基準電圧設定部からの基準電圧設定信号と第２の電圧比較器からのピーク調整信号が入力して、これら基準電圧設定信号とピーク部調整信号とからなる波形整形信号を出力するものである。したがって、簡単な構成で、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づける発振制御信号を生成できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電子レンジのような高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を有するインバータ電源回路のブロック図を示す。このインバータ電源回路は、例えば、交流電源１、コンバータＤ１、インバータ２、高周波トランス３およびマグネトロン駆動部４を備え、交流電源１からの交流出力をコンバータＤ１により全波整流して直流出力に変換し、インバータ２により前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波トランス３の１次コイルに高周波電流を発生させ、その高周波トランス３の２次コイルに接続されて倍電圧整流電力を発生するマグネトロン駆動部４を介してマグネトロンＭに電源を供給する。交流電源１とコンバータＤ１の間に、マグネトロン出力の変化に対応して変化する交流電源１の交流出力を電流により検出するカレントトランスＣＴ１が設けられている。
【００１３】
インバータ２は、例えば、電子レンジを制御するマイクロコンピュータからのＰＷＭ制御信号を出力する制御信号出力部１１、ＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号を生成してインバータ電源回路の発振制御を行うインバータ電源制御回路１２、およびこのオンオフする発振制御信号がＩＧＢＴドライブ部１３を介してゲートに入力することによって高周波電流を発生させるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子Ｑ１のようなスイッチング素子を備えている。コンバータＤ１とＩＧＢＴ素子Ｑ１間には平滑リアクトルＬ１、コンデンサＣ１、Ｃ２が設けられている。
【００１４】
前記インバータ電源制御回路１２は、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号を生成するもので、制御基準電圧設定部２１、入力波形調整部２２および発振制御信号生成部２３を備えている。
【００１５】
前記制御基準電圧設定部２１は、前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号αを出力するもので、この基準電圧設定信号αの電圧はＰＷＭ制御信号に対応して設定されるものであり、この設定された電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側においてマグネトロンの特性上電流が流れなかった部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである。
【００１６】
図１に示すように、前記制御基準電圧設定部２１は、例えば、制御信号出力部１１からのＰＷＭ制御信号を平滑化する積分回路２６を有しており、積分回路２６は、直列に接続された抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ３と、これらと並列に接続された抵抗Ｒ２とからなる。また、カレントトランスＣＴ１からの検出電流を整流した検出整流信号を平滑化する積分回路２６と同様の積分回路（図示せず）も設けられている。これらの積分回路はソフトスタートを考慮してその時定数を比較的大きくしている。前記ＰＷＭ制御信号を平滑化する積分回路２６には、例えば直列に接続したコンデンサＣ４および抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４とが並列に接続してなる、ＰＷＭ制御信号にリップルを生成するリップル生成回路２７が設けられている。なお、この例ではリップルをＰＷＭ制御信号に生成しているが、ＰＷＭ制御信号または検出整流信号のいずれか一方に生成すればよく、カレントトランスＣＴ１からの検出整流信号を平滑化する積分回路にリップル生成回路を設けて、検出整流信号の方にリップルを生成してもよい。
【００１７】
また、前記制御基準電圧設定部２１は、リップルが生成されたＰＷＭ制御信号と検出整流信号とが入力して両電圧を比較する第１の電圧比較器（ＯＰアンプ）４１と、この第１ＯＰアンプ４１の出力を平滑化する積分回路２８を有している。積分回路２８から発振制御信号を生成する基準電圧設定信号αが出力する。積分回路２８は、抵抗Ｒ５を介したＶｃｃとアース間に直列に接続された分圧抵抗Ｒ６、Ｒ７と、分圧抵抗Ｒ６、Ｒ７の接続点とアース間に抵抗Ｒ７と並列に接続されたコンデンサＣ５とからなり、追随性を考慮してその時定数を比較的小さくしている。
【００１８】
前記ＰＷＭ制御信号にリップルを生成することにより、第１ＯＰアンプ４１から周波数の高い信号が安定して出力し、つまり短い周期により第１ＯＰアンプ４１で交流出力信号の比較を行うからその比較頻度が高くなって、マグネトロン出力の変化に対する追随性、安定性を向上できる。第１ＯＰアンプ４１の出力は積分回路２８により平滑化されて安定し、積分回路２８の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、さらにマグネトロン出力の変化に対応した追随性、安定性を向上できる。さらに、積分回路２６内でリップル生成により追随性を保持しつつ、その時定数を大きくしたことによりソフトスタートが可能となる。
【００１９】
前記入力波形調整部２２は、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号βを生成するように前記インバータ２への入力波形、例えばインバータ２への全波整流出力の入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク調整信号βを有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号βで減算することにより正弦波に近づけるものである。
【００２０】
図１に示すように、前記入力波形調整部２２は、例えば、高抵抗（例えば数十ｋΩ）の抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１を直列に接続してなり、この抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１で全波整流出力を分圧した電圧を、ツェナーダイオードＺＤ１によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側クリップ）するとともに、高抵抗の抵抗Ｒ８により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードＺＤ１の特性によりカット部分近傍を正弦波に近づけたものである。これを元にしたピーク調整信号により、交流出力の電流波形を正弦波に近づけることができる。これにより、入力波形調整部２２を高抵抗の抵抗Ｒ８とツェナーダイオードＺＤ１という簡単な組合せにより、低コストで実現できる。
【００２１】
前記発振制御信号生成部２３は、前記基準電圧設定信号αおよび前記ピーク部調整信号βからなる波形整形信号と、発振部２４からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定信号αおよびピーク部調整信号βを含む発振制御信号により、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善するものである。
【００２２】
図１に示すように、前記発振制御信号生成部２３は、例えば、差動アンプを構成する第２の電圧比較器（ＯＰアンプ）４２および第３の電圧比較器（ＯＰアンプ）４３を有する。第２ＯＰアンプ４２には、前記入力波形調整部２２により全波整流出力の入力波形が調整された信号と第３ＯＰアンプ４３の出力が入力してピーク調整信号βが出力し、第３ＯＰアンプ４３には、前記制御基準電圧設定部２１からの基準電圧設定信号αと第２ＯＰアンプ４２からのピーク調整信号βとが入力して、発振制御信号を生成するこれら基準電圧設定信号αとピーク部調整信号βとからなる波形整形信号を出力するものである。
【００２３】
前記第２ＯＰアンプ４２の正相（＋）入力端子と、前記入力波形調整部２２の抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１の接続点とが接続され、第３ＯＰアンプ４３の正相入力端子と前記積分回路２８の出力とが接続されている。第３ＯＰアンプ４３の逆相（−）入力端子と、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の接続点とが接続され、第３ＯＰアンプ４３の出力端子と第２ＯＰアンプ４２の逆相入力端子間に抵抗Ｒ１１が、第２ＯＰアンプ４２の出力端子と逆相入力端子間に抵抗Ｒ１２が接続されている。
【００２４】
第４の電圧比較器（ＯＰアンプ）４４の逆相入力端子に例えば同期型三角波発振部のような発振部２４からの三角波信号が入力し、正相入力端子に前記発振制御信号生成部２３の基準電圧設定信号αおよびピーク部調整信号βからなる信号が入力して、ＩＧＢＴドライブ部１３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートに発振制御信号を出力する。
【００２５】
上記構成のインバータ電源制御回路１２の動作を図２〜図６とともに説明する。
図２は制御基準電圧設定部２１の動作を示す。図２（ａ）の方形波のＰＷＭ制御信号は、リップル生成回路２７を含む積分回路２６に入力して、図２（ｂ）のように一定状態に平滑化されるとともに、リップルが生成される。一方、マグネトロン出力の変化に対応して変化するカレントトランスＣＴ１からの検出整流信号も積分回路により、図２（ｃ）のように平滑化される。第１ＯＰアンプ４１に両信号が入力すると、図２（ｄ）のように、周波数の高い信号が安定して出力する。このように、第１ＯＰアンプ４１でリップル生成による周波数の高い信号が安定して出力して、交流出力信号の変化を短い周期で比較するから、マグネトロン出力の変化に対する追随性、安定性を向上することができる。
【００２６】
図２（ｄ）の出力は積分回路２８により平滑化されて安定し、図２（ｅ）のような基準電圧設定信号αが得られる。積分回路２８の時定数を小さくしているから前記追随性が保持された状態で、ＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいとき、この基準電圧設定信号αの電圧が高くなり、ＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいとき基準電圧設定信号αの電圧が低くなる。
【００２７】
図３は、入力波形調整部２２の動作を示す。図３（ａ）は全波整流出力の電圧波形を、図３（ｂ）はその調整波形を示す。図３（ａ）の全波整流出力の電圧波形は、図３（ｂ）のように、ツェナーダイオードＺＤ１によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側クリップ）されるとともに、高抵抗の抵抗Ｒ８により電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードＺＤ１の特性によりカット部分近傍が正弦波に近づけられる。
【００２８】
図４および図５は、発振制御信号生成部２３の動作を示す。図４（ａ）（ｂ）は第２ＯＰアンプ４２の出力を示すもので、基準設定電圧信号αから全波整流出力の電圧波形を調整した信号を引いた波形が出力され、図４（ａ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいときの凸部が低いピーク部調整信号β、図４（ｂ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいときの凸部が高いピーク部調整信号βを示す。図４（ｃ）（ｄ）は第３ＯＰアンプ４３の出力を示すもので、図４（ｃ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいとき、基準設定電圧信号αの電圧を上げて、凹部が低い波形整形信号が、図４（ｄ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいとき、基準設定電圧信号αの電圧を下げて、凹部が高い波形整形信号が生成される。この波形整形信号が得られることにより、この信号に基づく発振制御信号は、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に整形するのに制御範囲が広くて制御しやすい有効な信号となる。
【００２９】
図５（ａ）、（ｂ）は、発振制御信号について、第４ＯＰアンプ４４に入力する三角波信号と基準電圧設定信号αの電圧とにより得られるパルス幅を示すもので、ＰＷＭ制御信号の方形波の幅に基づいて、基準電圧設定信号αの電圧が大きいとき、パルス幅Ｗが大きくなり、基準電圧設定信号αの電圧が小さいとき、パルス幅Ｗが狭くなる。
【００３０】
図５（ｃ）は、交流電源１の交流出力の電流波形がこの生成された制御発振信号によって正弦波に整形される状態を示す。発振制御信号に含まれる基準電圧設定信号αにより、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、その電圧が上がると電流波形両側の立上り部および立下り部で電流を発生して、交流電源１の交流出力の電流波形は正弦波に近づけられ、正弦波状のピーク部調整信号βにより電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけられる。
【００３１】
これにより、図６（ａ）に示すように、交流電源１の交流出力の電流波形は、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、正弦波に近づくこととなって、電子レンジのインバータ電源回路の力率を自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【００３２】
なお、この実施形態では、スイッチング素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子を用いているが、電子レンジのインバータ電源制御回路の発振制御に適した他の素子を用いてもよい。
【００３３】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、インバータ電源制御回路で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る電子レンジのインバータ電源制御回路を有するインバータ電源回路を示す構成図である。
【図２】図１の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
【図３】図１の入力波形調整部の動作波形を示す図である。
【図４】図１の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
【図５】図１の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
【図６】交流電源の交流出力の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…インバータ、１１…制御信号出力部、１２…インバータ電源制御回路、２１…制御基準電圧設定部、２２…入力波形調整部、２３…発振制御信号生成部、２６…積分回路、２７…リップル生成回路、２８…積分回路、４１〜４４…第１〜４の電圧比較器（ＯＰアンプ）、ＣＴ１…カレントトランス、Ｍ…マグネトロン
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジのような高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するインバータ電源制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電子レンジのような高周波加熱装置のインバータ電源制御回路は、交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、電子レンジを制御するマイクロコンピュータからのＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号をＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子のようなスイッチング素子に与えることにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、電子レンジ用マグネトロンに電源を供給する（例えば、特許文献１）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−５６９６６号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電子レンジ用マグネトロンは、所定値以上の電圧が与えられないと電流が流れないという特性を有する。このため、交流電源の交流出力の電流波形は、図６（ｂ）のように、電圧が所定値以上になると急に電流が流れ始め、所定値よりも下がると急に電流が流れなくなるので、波形両側で急峻な立上りおよび立下り部分を有する歪んだ波形となることから、電源回路の力率が向上せず、また従来では、ＰＷＭ制御信号の変動によるこの力率への影響もほとんど考慮されていなかったことから、広い負荷範囲での電源効率の向上が困難であるという問題があった。
また、電子レンジでは特に調理の迅速性や安全性などが要求されるから、電子レンジのインバータ電源制御回路では、マグネトロン出力の変化に対する安定性とともに追随性が高いことが要求される。
【０００５】
本発明は前記の問題点を解決して、電源回路の力率を自動的に改善でき、追随性、安定性も向上できる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明にかかる高周波加熱装置のインバータ電源制御回路は、交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、ＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号をスイッチング素子に与えることにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するインバータ電源回路内に設けられて、前記発振制御信号を生成するものであって、
前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号を出力するもので、この基準電圧設定信号の電圧はＰＷＭ制御信号の変動に対応して設定されるものであり、この設定される電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づける制御基準電圧設定部と、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号を生成するように前記インバータへの入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク部調整信号を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号で減算することにより正弦波に近づけるものである入力波形調整部と、前記基準電圧設定信号および前記ピーク部調整信号からなる波形整形信号と、発振部からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定信号およびピーク部調整信号を含む発振制御信号により、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号生成部とを備えている。
【０００７】
この構成によれば、インバータ発振制御回路で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【０００８】
好ましくは、前記制御基準電圧設定部は、ＰＷＭ制御信号または交流電源からの交流出力を検出するカレントトランスの検出信号を整流した検出整流信号のいずれか一方にリップルを生成するリップル生成回路と、これらいずれか一方にリップルが生成されたＰＷＭ制御信号および検出整流信号が入力して両電圧を比較する第１の電圧比較器と、時定数を小さくして、前記第１の電圧比較器の出力を平滑化する積分回路とを備えている。したがって、いずれか一方にリップルが生成されたＰＷＭ制御信号および交流出力の検出整流信号が第１の電圧比較器に入力すると、そのリップルにより周波数の高い信号が出力して、つまり短い周期で第１の電圧比較器によって交流出力信号の比較を行うからマグネトロン出力の変化に対する追随性が向上し、かつ積分回路により第１の電圧比較器の出力が平滑化されて安定し、積分回路の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、マグネトロン出力の変化に対応した追随性、安定性も向上できる。
【０００９】
好ましくは、時定数を大きくして、前記ＰＷＭ制御信号または検出整流信号の出力をそれぞれ平滑化する積分回路を備え、前記リップル生成回路は、これらの積分回路のいずれか一方に設けたものである。したがって、リップル生成による追随性の向上を可能としつつ、積分回路の時定数が大きいからソフトスタートを実現できる。
【００１０】
好ましくは、前記入力波形調整部は、高抵抗の抵抗およびツェナーダイオードを直列に接続してなり、高抵抗の抵抗により電流を低くしたときのツェナーダイオードの特性を利用して前記インバータへの全波整流出力の入力波形を調整するものである。したがって、高抵抗の抵抗およびツェナーダイオードで全波整流出力を分圧した電圧を、ツェナーダイオードによりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカットするとともに、前記高抵抗の抵抗により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードの特性によりカット部分近傍を正弦波に近づけることができ、これを元にしたピーク調整信号により、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることができる。これにより、簡単な構成で、ピーク調整信号の元となる正弦波に近づけた入力波形が得られる。
【００１１】
好ましくは、前記発振制御信号生成部は、差動アンプを構成する第２の電圧比較器および第３の電圧比較器を有し、第２の電圧比較器には、前記インバータの入力波形が調整された信号と第３の電圧比較器の出力が入力してピーク調整信号が出力し、第３の電圧比較器には、前記制御基準電圧設定部からの基準電圧設定信号と第２の電圧比較器からのピーク調整信号が入力して、これら基準電圧設定信号とピーク部調整信号とからなる波形整形信号を出力するものである。したがって、簡単な構成で、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づける発振制御信号を生成できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電子レンジのような高周波加熱装置のインバータ電源制御回路を有するインバータ電源回路のブロック図を示す。このインバータ電源回路は、例えば、交流電源１、コンバータＤ１、インバータ２、高周波トランス３およびマグネトロン駆動部４を備え、交流電源１からの交流出力をコンバータＤ１により全波整流して直流出力に変換し、インバータ２により前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波トランス３の１次コイルに高周波電流を発生させ、その高周波トランス３の２次コイルに接続されて倍電圧整流電力を発生するマグネトロン駆動部４を介してマグネトロンＭに電源を供給する。交流電源１とコンバータＤ１の間に、マグネトロン出力の変化に対応して変化する交流電源１の交流出力を電流により検出するカレントトランスＣＴ１が設けられている。
【００１３】
インバータ２は、例えば、電子レンジを制御するマイクロコンピュータからのＰＷＭ制御信号を出力する制御信号出力部１１、ＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号を生成してインバータ電源回路の発振制御を行うインバータ電源制御回路１２、およびこのオンオフする発振制御信号がＩＧＢＴドライブ部１３を介してゲートに入力することによって高周波電流を発生させるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子Ｑ１のようなスイッチング素子を備えている。コンバータＤ１とＩＧＢＴ素子Ｑ１間には平滑リアクトルＬ１、コンデンサＣ１、Ｃ２が設けられている。
【００１４】
前記インバータ電源制御回路１２は、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号を生成するもので、制御基準電圧設定部２１、入力波形調整部２２および発振制御信号生成部２３を備えている。
【００１５】
前記制御基準電圧設定部２１は、前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号αを出力するもので、この基準電圧設定信号αの電圧はＰＷＭ制御信号に対応して設定されるものであり、この設定された電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側においてマグネトロンの特性上電流が流れなかった部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである。
【００１６】
図１に示すように、前記制御基準電圧設定部２１は、例えば、制御信号出力部１１からのＰＷＭ制御信号を平滑化する積分回路２６を有しており、積分回路２６は、直列に接続された抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ３と、これらと並列に接続された抵抗Ｒ２とからなる。また、カレントトランスＣＴ１からの検出電流を整流した検出整流信号を平滑化する積分回路２６と同様の積分回路（図示せず）も設けられている。これらの積分回路はソフトスタートを考慮してその時定数を比較的大きくしている。前記ＰＷＭ制御信号を平滑化する積分回路２６には、例えば直列に接続したコンデンサＣ４および抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４とが並列に接続してなる、ＰＷＭ制御信号にリップルを生成するリップル生成回路２７が設けられている。なお、この例ではリップルをＰＷＭ制御信号に生成しているが、ＰＷＭ制御信号または検出整流信号のいずれか一方に生成すればよく、カレントトランスＣＴ１からの検出整流信号を平滑化する積分回路にリップル生成回路を設けて、検出整流信号の方にリップルを生成してもよい。
【００１７】
また、前記制御基準電圧設定部２１は、リップルが生成されたＰＷＭ制御信号と検出整流信号とが入力して両電圧を比較する第１の電圧比較器（ＯＰアンプ）４１と、この第１ＯＰアンプ４１の出力を平滑化する積分回路２８を有している。積分回路２８から発振制御信号を生成する基準電圧設定信号αが出力する。積分回路２８は、抵抗Ｒ５を介したＶｃｃとアース間に直列に接続された分圧抵抗Ｒ６、Ｒ７と、分圧抵抗Ｒ６、Ｒ７の接続点とアース間に抵抗Ｒ７と並列に接続されたコンデンサＣ５とからなり、追随性を考慮してその時定数を比較的小さくしている。
【００１８】
前記ＰＷＭ制御信号にリップルを生成することにより、第１ＯＰアンプ４１から周波数の高い信号が安定して出力し、つまり短い周期により第１ＯＰアンプ４１で交流出力信号の比較を行うからその比較頻度が高くなって、マグネトロン出力の変化に対する追随性、安定性を向上できる。第１ＯＰアンプ４１の出力は積分回路２８により平滑化されて安定し、積分回路２８の時定数を小さくすることにより追随性も保持されて、さらにマグネトロン出力の変化に対応した追随性、安定性を向上できる。さらに、積分回路２６内でリップル生成により追随性を保持しつつ、その時定数を大きくしたことによりソフトスタートが可能となる。
【００１９】
前記入力波形調整部２２は、前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号βを生成するように前記インバータ２への入力波形、例えばインバータ２への全波整流出力の入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク調整信号βを有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号βで減算することにより正弦波に近づけるものである。
【００２０】
図１に示すように、前記入力波形調整部２２は、例えば、高抵抗（例えば数十ｋΩ）の抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１を直列に接続してなり、この抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１で全波整流出力を分圧した電圧を、ツェナーダイオードＺＤ１によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側クリップ）するとともに、高抵抗の抵抗Ｒ８により流れる電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードＺＤ１の特性によりカット部分近傍を正弦波に近づけたものである。これを元にしたピーク調整信号により、交流出力の電流波形を正弦波に近づけることができる。これにより、入力波形調整部２２を高抵抗の抵抗Ｒ８とツェナーダイオードＺＤ１という簡単な組合せにより、低コストで実現できる。
【００２１】
前記発振制御信号生成部２３は、前記基準電圧設定信号αおよび前記ピーク部調整信号βからなる波形整形信号と、発振部２４からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定信号αおよびピーク部調整信号βを含む発振制御信号により、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善するものである。
【００２２】
図１に示すように、前記発振制御信号生成部２３は、例えば、差動アンプを構成する第２の電圧比較器（ＯＰアンプ）４２および第３の電圧比較器（ＯＰアンプ）４３を有する。第２ＯＰアンプ４２には、前記入力波形調整部２２により全波整流出力の入力波形が調整された信号と第３ＯＰアンプ４３の出力が入力してピーク調整信号βが出力し、第３ＯＰアンプ４３には、前記制御基準電圧設定部２１からの基準電圧設定信号αと第２ＯＰアンプ４２からのピーク調整信号βとが入力して、発振制御信号を生成するこれら基準電圧設定信号αとピーク部調整信号βとからなる波形整形信号を出力するものである。
【００２３】
前記第２ＯＰアンプ４２の正相（＋）入力端子と、前記入力波形調整部２２の抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１の接続点とが接続され、第３ＯＰアンプ４３の正相入力端子と前記積分回路２８の出力とが接続されている。第３ＯＰアンプ４３の逆相（−）入力端子と、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の接続点とが接続され、第３ＯＰアンプ４３の出力端子と第２ＯＰアンプ４２の逆相入力端子間に抵抗Ｒ１１が、第２ＯＰアンプ４２の出力端子と逆相入力端子間に抵抗Ｒ１２が接続されている。
【００２４】
第４の電圧比較器（ＯＰアンプ）４４の逆相入力端子に例えば同期型三角波発振部のような発振部２４からの三角波信号が入力し、正相入力端子に前記発振制御信号生成部２３の基準電圧設定信号αおよびピーク部調整信号βからなる信号が入力して、ＩＧＢＴドライブ部１３を介してＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートに発振制御信号を出力する。
【００２５】
上記構成のインバータ電源制御回路１２の動作を図２〜図６とともに説明する。
図２は制御基準電圧設定部２１の動作を示す。図２（ａ）の方形波のＰＷＭ制御信号は、リップル生成回路２７を含む積分回路２６に入力して、図２（ｂ）のように一定状態に平滑化されるとともに、リップルが生成される。一方、マグネトロン出力の変化に対応して変化するカレントトランスＣＴ１からの検出整流信号も積分回路により、図２（ｃ）のように平滑化される。第１ＯＰアンプ４１に両信号が入力すると、図２（ｄ）のように、周波数の高い信号が安定して出力する。このように、第１ＯＰアンプ４１でリップル生成による周波数の高い信号が安定して出力して、交流出力信号の変化を短い周期で比較するから、マグネトロン出力の変化に対する追随性、安定性を向上することができる。
【００２６】
図２（ｄ）の出力は積分回路２８により平滑化されて安定し、図２（ｅ）のような基準電圧設定信号αが得られる。積分回路２８の時定数を小さくしているから前記追随性が保持された状態で、ＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいとき、この基準電圧設定信号αの電圧が高くなり、ＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいとき基準電圧設定信号αの電圧が低くなる。
【００２７】
図３は、入力波形調整部２２の動作を示す。図３（ａ）は全波整流出力の電圧波形を、図３（ｂ）はその調整波形を示す。図３（ａ）の全波整流出力の電圧波形は、図３（ｂ）のように、ツェナーダイオードＺＤ１によりマグネトロンの特性に合わせて一定電圧にカット（上側クリップ）されるとともに、高抵抗の抵抗Ｒ８により電流を小さくすると前記一定電圧を超えて電圧が発生する等のツェナーダイオードＺＤ１の特性によりカット部分近傍が正弦波に近づけられる。
【００２８】
図４および図５は、発振制御信号生成部２３の動作を示す。図４（ａ）（ｂ）は第２ＯＰアンプ４２の出力を示すもので、基準設定電圧信号αから全波整流出力の電圧波形を調整した信号を引いた波形が出力され、図４（ａ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいときの凸部が低いピーク部調整信号β、図４（ｂ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいときの凸部が高いピーク部調整信号βを示す。図４（ｃ）（ｄ）は第３ＯＰアンプ４３の出力を示すもので、図４（ｃ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが大きいとき、基準設定電圧信号αの電圧を上げて、凹部が低い波形整形信号が、図４（ｄ）はＰＷＭ制御信号により出力パワーが小さいとき、基準設定電圧信号αの電圧を下げて、凹部が高い波形整形信号が生成される。この波形整形信号が得られることにより、この信号に基づく発振制御信号は、交流電源１の交流出力の電流波形を正弦波に整形するのに制御範囲が広くて制御しやすい有効な信号となる。
【００２９】
図５（ａ）、（ｂ）は、発振制御信号について、第４ＯＰアンプ４４に入力する三角波信号と基準電圧設定信号αの電圧とにより得られるパルス幅を示すもので、ＰＷＭ制御信号の方形波の幅に基づいて、基準電圧設定信号αの電圧が大きいとき、パルス幅Ｗが大きくなり、基準電圧設定信号αの電圧が小さいとき、パルス幅Ｗが狭くなる。
【００３０】
図５（ｃ）は、交流電源１の交流出力の電流波形がこの生成された制御発振信号によって正弦波に整形される状態を示す。発振制御信号に含まれる基準電圧設定信号αにより、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、その電圧が上がると電流波形両側の立上り部および立下り部で電流を発生して、交流電源１の交流出力の電流波形は正弦波に近づけられ、正弦波状のピーク部調整信号βにより電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけられる。
【００３１】
これにより、図６（ａ）に示すように、交流電源１の交流出力の電流波形は、ＰＷＭ制御信号の変動に対応して、正弦波に近づくこととなって、電子レンジのインバータ電源回路の力率を自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【００３２】
なお、この実施形態では、スイッチング素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）素子を用いているが、電子レンジのインバータ電源制御回路の発振制御に適した他の素子を用いてもよい。
【００３３】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、インバータ電源制御回路で生成される発振制御信号には、ＰＷＭ制御信号の変動に応じて、交流電源の交流出力の電流波形をその波形両側で電流を発生させるようにして正弦波に近づけるものである基準電圧設定信号、および電流波形の波形ピーク部を減算して正弦波に近づけるものである正弦波状のピーク部調整信号からなる波形整形信号が含まれるから、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけることにより電源回路の力率を一定以上に自動的に改善でき、その電源効率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る電子レンジのインバータ電源制御回路を有するインバータ電源回路を示す構成図である。
【図２】図１の制御基準電圧設定部の動作波形を示す図である。
【図３】図１の入力波形調整部の動作波形を示す図である。
【図４】図１の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
【図５】図１の発振制御信号生成部の動作波形を示す図である。
【図６】交流電源の交流出力の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…インバータ、１１…制御信号出力部、１２…インバータ電源制御回路、２１…制御基準電圧設定部、２２…入力波形調整部、２３…発振制御信号生成部、２６…積分回路、２７…リップル生成回路、２８…積分回路、４１〜４４…第１〜４の電圧比較器（ＯＰアンプ）、ＣＴ１…カレントトランス、Ｍ…マグネトロン
Claims (5)
- 交流電源からの交流出力を全波整流して直流出力に変換し、インバータによって、ＰＷＭ制御信号に基づく発振制御信号をスイッチング素子に与えることにより、前記直流出力を所望の交流出力に変換して、高周波加熱装置のマグネトロンに電源を供給するインバータ電源回路内に設けられて、前記発振制御信号を生成する制御回路であって、
前記発振制御信号を生成するための基準となる基準電圧設定信号を出力するもので、この基準電圧設定信号の電圧はＰＷＭ制御信号の変動に対応して設定されるものであり、この設定される電圧を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形両側部分に電流を発生させるようにして正弦波に近づける制御基準電圧設定部と、
前記発振制御信号を生成するためのピーク部調整信号を生成するように前記インバータへの入力波形のピーク部を正弦波状に調整するもので、このピーク調整信号を有する発振制御信号により、前記交流出力の電流波形を、その波形ピーク部を正弦波状のピーク部調整信号で減算することにより正弦波に近づけるものである入力波形調整部と、
前記基準電圧設定信号および前記ピーク部調整信号からなる波形整形信号と、発振部からの三角波信号とにより発振制御信号を生成するもので、この基準電圧設定信号およびピーク部調整信号を含む発振制御信号により、ＰＷＭ制御信号が変動しても、交流電源の交流出力の電流波形を正弦波に近づけるようにして電源回路の力率を改善する発振制御信号生成部とを備えた高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。 - 請求項１において、
前記制御基準電圧設定部は、前記ＰＷＭ制御信号または前記交流電源からの交流出力を検出するカレントトランスの検出信号を整流した検出整流信号のいずれか一方にリップルを生成するリップル生成回路と、これらいずれか一方にリップルが生成されたＰＷＭ制御信号および検出整流信号が入力して両電圧を比較する第１の電圧比較器と、時定数を小さくして、前記第１の電圧比較器の出力を平滑化する積分回路とを備えた高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。 - 請求項２において、さらに、時定数を大きくして、前記ＰＷＭ制御信号または検出整流信号の出力をそれぞれ平滑化する積分回路を備え、
前記リップル生成回路が、これらの積分回路のいずれか一方に設けられている高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。 - 請求項１において、
前記入力波形調整部は、高抵抗の抵抗およびツェナーダイオードを直列に接続してなり、高抵抗の抵抗により電流を低くしたときのツェナーダイオードの特性を利用して前記インバータへの全波整流出力の入力波形を調整するものである高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。 - 請求項１において、
前記発振制御信号生成部は、差動アンプを構成する第２の電圧比較器および第３の電圧比較器を有し、第２の電圧比較器には、前記インバータの入力波形が調整された信号と第３の電圧比較器の出力が入力してピーク調整信号が出力し、第３の電圧比較器には、前記制御基準電圧設定部からの基準電圧設定信号と第２の電圧比較器からのピーク調整信号が入力して、これら基準電圧設定信号とピーク部調整信号とからなる波形整形信号を出力するものである高周波加熱装置のインバータ電源制御回路。
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