JP2009089479A - 車両用補助電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】車両用補助電源装置の小型化を図るとともに高調波電流を抑制すること。
【解決手段】電力変換器1はPWM制御されるインバータを有し直流(あるいは交流)電圧を三相交流の出力電圧v1に変換する。電力変換器1の出力側にはリアクトル3とコンデンサ4が接続される。電力変換器1、リアクトル3に並列に、直流電圧を充電するコンデンサから構成される充電装置7と、充電装置7の電圧を三相の交流電圧に変換する補助電力変換器6と、リアクトル3に比べ十分小さいインダクタンスを有する補助リアクトル8が設けられる。補助電力変換器6のスイッチング周波数は電力変換器1のスイッチング周波数に比べ高い周波数とされ、補助電力変換器6の出力電圧を出力電圧点5における電圧と周波数及び位相及び振幅が同一になるようにする。これにより、負荷電流の高調波の抑制が可能となり、電源装置の小型化と高調波電流の抑制の両立が可能となる。
【選択図】 図1

Description

本発明は、鉄道車両用の補助電源装置に関し、特に、電源装置のスイッチングロスを低減化することにより、小型化を図った車両用補助電源装置に関するものである。
鉄道車両においては、鉄道車両の各部に交流電力を供給するための補助電源装置が設けられる。車両用補助電源装置は、通常、PWM制御されるインバータ(電力変換器)を有し、直流または交流電源の出力を3相交流電圧に変換する(車両用補助電源装置については例えば特許文献1参照)。
図4に一例として従来の車両用補助電源装置のブロック図を示す。
図4において、電力変換器1は、直流または交流の電源から電力が供給され、電圧指令v* に従い三相交流の出力電圧v1に変換する。
リアクトル3の一端には電力変換器1が接続され電力変換器1の出力電圧v1が印加され、もう一端は電圧出力点5に接続される。コンデンサ4は電圧出力点5に接続される。
電圧出力点5における3相電圧は、電源装置出力電圧vとなり、負荷へと電力が供給される。
電流検出器2は、電力変換器1が出力する3相の電流iを検出し、この電流検出器2の出力は電力変換器1に入力される。
一方、電力変換器1では電圧指令v* が生成され、電力変換器1の出力電圧v1が制御される。電力変換器1の出力電圧v1が電圧指令v* に一致し、高調波成分を含まない場合、リアクトル3のインダクタンスをLとすると、電圧出力点5の電圧vは次の式(1)のようになる。
v=v* −jωLi …(1)
なお、ここで、jは複素単位、ωは基本波角周波数である。
特開2005−130599号公報
しかしながら、電力変換器としてPWM制御によるインバータを用いる場合、出力電圧v1は、電圧指令v* にPWM制御のスイッチング周波数成分の高調波が重畳される形となる。このため、出力電圧点における電圧も上記(1)式に、高調波成分が加わる形となり、その結果負荷電流にも高調波成分が生じる。負荷電流高調波により、負荷機器の振動、騒音、誤作動や、誘導障害等の問題が生じる。
上記問題は、電力変換器1のスイッチング周波数を高くすればを解消される。すなわち、スイッチング周波数を高くすることにより、電力変換器1から発生する高調波成分が低減され、出力電圧vの高調波成分も低減可能となり、その結果負荷電流の高調波成分も低減可能である。
しかしながら、PWM制御のスイッチング周波数を高くすると、スイッチングに伴う損失が増加するため、電力変換器1の冷却器が大型となる。
一方、電力変換器1のスイッチング周波数を低くすれば、スイッチングロスが小さくなり、電力変換器1の冷却器を小型化し、電源装置全体の小型化を図ることが可能であるが、スイッチング周波数を低くすると、電力変換器1から発生する高調波成分が増加するため、出力電圧vの高調波が増加し、その結果負荷に流れる電流の高調波が増加する。このため前述したように負荷機器の振動、騒音、誤作動や、誘導障害等の問題が生じる。
リアクトル3のインダクタンスを大きくすることにより、スイッチング周波数を低くしても出力電圧vの高調波低減が可能であるが、リアクトル3の寸法が大きくなる。すなわち、出力電圧vの高調波及び負荷電流の高調波の抑制と、電源装置全体の小型化の両立は困難である。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、本発明の目的は、電力変換器におけるスイッチングロスを小さくして、電力変換器の小型化を可能とするとともに、補助電源装置の出力電圧の高調波及び負荷電流の高調波の抑制を図ることができる車両用補助電源装置を提供することである。
本発明においては、以下のようにして前記課題を解決する。
PWM制御により直流もしくは交流の電圧を交流の出力電圧に変換する電力変換器と、一端が上記電力変換器の出力端に接続され、他端が電圧出力点に接続されたリアクトルと、上記電圧出力点に接続された第1のコンデンサとから構成され、上記電圧出力点から負荷へ電力を供給する車両用補助電源装置において、
直流電圧を充電する第2のコンデンサと、該コンデンサに充電された電圧をPWM制御により交流電圧に変換する補助電力変換器と、一端が上記補助電力変換器の出力電圧に接続されもう一端が上記電圧出力点に接続された補助リアクトルとを設け、また、上記補助電力変換器に、補助電力変換装置の出力電圧の振幅と周波数と位相を制御する制御部を設ける。
上記補助電力変換器のPWM制御のスイッチング周波数を、上記電力変換器のPWM制御のスイッチング周波数に比べ高い周波数とするとともに、上記補助リアクトルのインダクタンスを、補助電力変換器のPWM制御のスイッチングにより生ずる高調波が上記電圧出力点に影響を与えない値に設定する。
そして、上記制御装置により、上記補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御する。
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
(1)電力変換器と電圧出力点の間にリアクトルが接続され、電圧出力点に第1のコンデンサが接続された車両用補助電源装置において、第2のコンデンサに充電された電圧を交流電圧に変換する補助電力変換器の出力を、補助リアクトルを介して上記電圧出力点に並列に接続し、補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御するようにしたので、電力変換器のスイッチング周波数を低くしても、電力変換器で発生する高調波は補助電力変換器を介して上記第2のコンデンサに流れ込み、リアクトルの容量を大きくせずに、電源装置出力電圧の高調波の抑制が可能となる。また、負荷電流の高調波も抑制される。
(2)補助電力変換器は、高調波電流のみが流れるため損失は僅かであり、スイッチング周波数を高くしても冷却装置はきわめて小さなもので良い。よって、電源装置全体の寸法を小さくできる。
図1は本発明の一実施例を示す車両用補助電源装置のブロック図であり、電力変換器1、リアクトル3、コンデンサ4から構成される部分は従来例で説明したのと同様の構成を有する。
図1において、スイッチング素子を有する電力変換器1には直流または交流の電源から電力が供給され、PWM制御により上記スイッチング素子をスイッチングして、三相交流の出力電圧v1に変換する。
また、電力変換器1の出力にはリアクトル3の一端が接続され、電力変換器1の出力電圧v1が印加される。リアクトル3のもう一端は電圧出力点5に接続され、電圧出力点5にコンデンサ4が接続される。電圧出力点5における3相電圧は、電源装置出力電圧vとなり、負荷へと電力が供給される。
電力変換器1が出力する3相の電流iは電流検出器2で検出され、電力変換器1では電流検出器2で検出した電流に基づき生成された電圧指令v* に従い、電力変換器1の出力電圧v1を制御する。電力変換器1の出力電圧v1が電圧指令v* に一致し、高調波成分を含まない場合、リアクトル3のインダクタンスをLとすると、電圧出力点5の出力電圧vの基本波成分は、電流値に高調波成分が重畳していない場合、前記式(1)で求められる。
本実施例においては、上記電力変換器1とリアクトル3に並列に、補助電力変換器6と補助リアクトル8が設けられる。補助電力変換器6の出力側には補助リアクトル8の一端が接続され、補助電力変換器6の出力電圧v2が印加される。また、補助リアクトル8の他端は電圧出力点5に接続される。
補助電力変換器6は、スイッチング素子SWを有する電圧型インバータを備え、直流電圧を充電するコンデンサから構成される充電装置7の電圧を3相の交流電圧v2に変換する。すなわち、電力変換器1の電圧指令v* と電流検出器2で検出された電流iに基づき、上記スイッチング素子SWをPWM制御によりスイッチングして、コンデンサ7に充電された直流電圧を交流電圧v2に変換する。
補助電力変換器6の出力電圧v2は、電圧出力点の電圧vの基本波成分と、周波数及び位相及び振幅が同一になるように制御される。
ここで、補助電力変換器6のスイッチング周波数は、電力変換器1のスイッチング周波数に比べ例えば10倍程度に高く設定される。
例えば、電力変換装置のスイッチング周波数が540Hzであるとすると、補助電力変換装置6のスイッチング周波数は6kHz程度に設定される。
また、補助リアクトル8のインダクタンスは、補助電力変換器6のスイッチングによる影響が負荷側に現れない程度の値(すなわち、出力側に現れる高調波が負荷に悪影響を与えない程度の値)に設定される。
なお、補助電力変換器6のスイッチング周波数が、電力変換器1のスイッチング周波数に比べ高く設定されるので、補助リアクトル8のインダクタンスはリアクトル3のインダクタンスより小さい値にされる。
補助電力変換器6は図1に示すようにインバータ部61と制御部62を有し、制御部62によりインバータ部61のスイッチング素子SWがPWM制御され、補助電力変換器6の出力に発生する三相交流電圧が補助リアクトル8に印加される。
制御部62は、jωLiを演算する演算器6aと、減算器6bと、三相電圧指令値を生成する演算器6cと、三角波キャリア発生器6dと、減算器6eと、減算器6eの出力に基づきスイッチング素子SWの駆動信号を生成する駆動部6fから構成される。
前述したように電力変換器1の出力電圧v1は電圧指令v* に高調波成分が重畳したものであるため電圧指令v* は高調波成分を含まないものとみなせる。
したがって、電流検出器2の電流検出値に高調波が含まれないとすれば、補助電力変換器6の電圧指令v2* は、電力変換器1の電圧指令v* と電流検出器2により検出された電流検出値iより次の(2)式により演算すればよい。なお、L:リアクトル3のインダクタンス、jは複素単位、ωは基本波角周波数である。
v2* =v* −jωLi…(2)
しかし、PWMインバータにおいて、後述する図3で説明するように電圧指令v* を複素平面上の120度ずつ離れた3つの軸に展開し、この電圧指令と三角波キャリアの大小の比較により、三相のスイッチング指令を生成する場合、PWMインバータの出力電流を電流検出器で検出したとき電流検出値に高調波成分が現れる。
このような高調波成分が検出されないようにするには、キャリア折り返し点で電流検出をすればよい。すなわち、電流検出器2において、図2に示すようにキャリア折り返し点で電流検出を行う。これにより、スイッチングに起因するスイッチング周波数成分の高調波成分が検出されず、電流検出値iは基本波成分のみの検出とみなせる。
演算器6aは上記のように検出された電流値iにjωLを乗じ、減算器6bにおいて演算器6aの出力をv* から減ずる。すなわち、演算器6aと減算器6bにより、上記式(2)の演算を行い、電圧指令v2* を生成する。
演算器6cは、この電圧指令v2* を複素平面上の120度ずつ離れた3つの軸に展開し、三相電圧指令を生成する。
この三相電圧指令と、三角波キャリア発生器6dの出力である三角波キャリア信号は、減算器6eに入力され、その差が比較器6fに与えられる。比較器6fは、インバータ部61のスイッチング素子SWをPWM制御(バルス幅変調制御)するためのスイッチング指令を出力する。
図3に上記電圧指令と、三角波キャリア信号と、比較器6fが出力するスイッチング指令の一例を示す。
同図に示すように、電圧指令と三角波キャリア信号が比較され、三角波キャリア信号より電圧指令が大きいとき、スイッチング指令がオンとなり、インバータ部61のスイッチング素子SWがオンとなる。すなわち、インバータ部61のスイッチング素子SWは、電圧指令をパルス幅変調したスイッチング指令により、オン−オフ制御される。
なお、電力変換器1においても、上記と同様のPWM制御が行なわれ、スイッチング素子がスイッチングする。
ここで、上記三角波キャリア信号の周波数を高くすれば、スイッチング周波数は高くなり、三角波キャリア信号の周波数を低くすればスイッチング周波数は低くなるが、前記補助リアクトル8のインダクタンスは、このスイッチングによる高調波が出力側に影響しないような値に設定される。
本実施例においては、以上のように補助電力変換器6の出力電圧v2が、出力電圧vの基本波成分となるように制御される。このため、補助リアクトル8に基本波成分の電流は流れず、受動的に高調波成分のみ補助電力変換器6を経て充電装置7に吸収される。
すなわち、補助電力変換器6には高調波成分のみが流れるため、補助電力変換器6出力容量を極めて小さくできる。
また、補助電力変換器6にPWMインバータを用いる場合、出力電圧v2にも高調波が重畳するが、前述したように、補助電力変換器6のスイッチング周波数を高くすることにより電力変換器1の高調波成分に比べ高調波成分を抑制される。
そして、補助リアクトル8のインダクタンスをリアクトル3に比べ小さくすることにより、電圧出力点における出力電圧vは、補助電力変換器6の出力電圧v2に近づく。これにより、出力電圧vの大幅な高調波成分の低減が可能となる。
補助電力変換器6は電圧型インバータであるため、充電装置7の電圧が低下すると、フリーホイールダイオード経由で受動的に充電される。すなわち、始動時は、電力変換器1の電圧の上昇に従い、自動的に充電装置7を充電することが可能である。
充電装置7の電圧が補助電力変換器6の電圧指令v2* のピーク値より小さい場合、補助電力変換器6の出力のPWM波形の一部が飽和する過変調状態となる。過変調状態では、PWM波形が飽和した際に補助リアクトル8の両端にかかる電位が異なるため、基本波成分の電流が流れ充電装置を充電する。
充電装置7の電圧と、補助電力変換器6の電圧指令v2* の最大と最小の幅が一致すると、過変調状態とならず上記制御が実現可能となるため、補助リアクトル8に基本波成分の電流は流れなくなる。
補助電力変換器6の損失を除き、追加した構成により余計な電力消費が加わることはない。
そして、充電装置7が充電された状態であれば、補助電力変換器6の損失は上記のように高調波成分のみの電流が流れるため、電力変換器1の損失に比べスイッチングに伴う損失は僅かである。
充電装置が充電されていない状態では電流の基本波成分が流れるが、上記のようにPWMが飽和した過変調状態となり、PWMが飽和した瞬間はスイッチングがなされないためスイッチングに伴う損失は生じなくなる。
以上により、図4の構成でスイッチング周波数を増大させた場合に比べ、電源装置全体の損失が抑制可能であり、冷却器を含めた電源装置全体の寸法を抑えながら出力電圧v及び負荷電流の高調波抑制を実現することできる。
特に、高調波成分を補助電力変換器6を経て充電装置7に吸収することができるので、電力変換装置1のスイッチング周波数を例えば1kHzから540Hz程度に落とすことができ、電力変換器1におけるスイッチングロスは半分程度となり、電力変換装置1を冷却するための冷却フィンを小さくでき、小型化が可能である。
本発明は、スペース及び重量に制約のある、車両用補助電源装置において極めて有用な手法であり、車両用電源装置の小型化に寄与できるとともに、補助電源装置の出力電圧の高調波及び負荷電流の高調波の抑制を図ることができる。
本発明の実施例の車両用補助電源装置の構成図である。 本発明の実施例における電流検出方法を説明する図である。 三角波キャリアによるPWM制御を説明する図である。 従来の技術による電源装置の構成図である。
符号の説明
1 電力変換器
2 電流検出器
3 リアクトル
4 コンデンサ
5 電圧出力点
6 補助電力変換器
61 インバータ部
62 制御部
6a 演算器
6b 減算器
6c 演算器
6d 三角波キャリア発生器
6e 減算器
6f 駆動部
7 充電装置
8 補助リアクトル

Claims (1)

  1. PWM制御により直流もしくは交流の電圧を交流の出力電圧に変換する電力変換器と、
    一端が上記電力変換器の出力端に接続され、他端が電圧出力点に接続されたリアクトルと、上記電圧出力点に接続された第1のコンデンサとから構成され、上記電圧出力点から負荷へ電力を供給する車両用補助電源装置であって、
    直流電圧を充電する第2のコンデンサと、該コンデンサに充電された電圧をPWM制御により交流電圧に変換する補助電力変換器と、
    一端が上記補助電力変換器の出力電圧に接続されもう一端が上記電圧出力点に接続された補助リアクトルとを具備し、上記補助電力変換器は、補助電力変換装置の出力電圧の振幅と周波数と位相を制御する制御部を備えており、
    上記補助電力変換器のPWM制御のスイッチング周波数は、上記電力変換器のPWM制御のスイッチング周波数に比べ高い周波数とされ、上記補助リアクトルのインダクタンスは、補助電力変換器のPWM制御のスイッチングにより生ずる高調波が上記電圧出力点に影響を与えない値に設定され、
    上記制御部により、上記補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御する
    ことを特徴とする車両用補助電源装置。
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