JPWO2010032316A1

JPWO2010032316A1 - Ｄｃｄｃ変換装置

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Publication number: JPWO2010032316A1
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Abstract

入力端に入力フィルタ回路が接続されるスイッチング回路１０と、スイッチング回路１０の出力端に接続され、リアクトル５およびコンデンサ６によって構成される平滑フィルタ回路２７と、平滑フィルタ回路２７の状態量をフィードバックしてスイッチング回路１０をオンオフ制御する制御部３００とが具備される。制御部３００は、コンデンサ６の電圧に基づいて平滑フィルタ回路２７の状態量を調整するためのダンピング操作量を算出するダンピング制御部４０を備える。

Description

本発明は、例えば電気車への応用に好適なＤＣＤＣ変換装置に関するものである。

一般に電気車は、架線や第三軌条等から集電装置で電力を取り入れ、集電した電力を使用して電動機を駆動する構成が採用される。

近年、二次電池や電気二重層キャパシタ等の電力貯蔵素子の性能が向上してきていることから、これらを電気車に搭載し、集電した電力を電力貯蔵素子に蓄積し、電力貯蔵素子に蓄積した電力と集電装置で取り入れた電力とを併用して電動機を駆動するシステムの開発が進められている。

このようなシステムとして、例えば下記特許文献１に示された電気車制御装置がある。この電気車制御装置では、架線と電力貯蔵素子との間の電力フローを制御するため、集電装置と電力貯蔵素子との間にＤＣＤＣ変換装置が設けられている。

なお、特許文献１に示される電気車制御装置には設けられていないが、この種のシステムでは、ＤＣＤＣ変換装置と架線との間にリアクトルを設け、このリアクトルと入力コンデンサとによって構成されるＬＣフィルタ回路により、ＤＣＤＣ変換装置から架線側へ流出する高調波電流を減衰することが行われる。

特開２００７−２７４７５６号公報

ところが、本願発明者は、ＤＣＤＣ変換装置を動作させる際に、上記ＬＣフィルタ回路に電気振動が発生し、入力コンデンサが過電圧になるなどして、ＤＣＤＣ変換装置の正常な運転ができなくなる場合があることを見出した。

本発明は、本願発明者の上記知見に鑑みてなされたものであって、ＬＣフィルタ回路に発生する電気振動を抑制し、安定した運転を可能とするＤＣＤＣ変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置は、直流電源に接続された入力リアクトルと入力コンデンサとによって構成される入力フィルタ回路を有し、前記入力コンデンサの直流電圧を任意の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣ変換装置において、入力端に前記入力フィルタ回路が接続され、上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子によって構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑フィルタ回路と、前記平滑フィルタ回路の状態量をフィードバックして前記スイッチング回路をオンオフ制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記入力コンデンサの電圧に基づいて前記平滑フィルタ回路の状態量を調整するダンピング操作量を算出するダンピング制御部を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、ＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図２は、図１に示す主回路部を簡略化した回路ブロック図である。図３は、図２に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図４は、図２に示す回路の定電力負荷を抵抗に置き換えた回路ブロック図である。図５は、図４に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図６は、実施の形態１におけるダンピング制御部内部の状態量の変化および信号波形を示す図である。図７は、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図８は、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の他の構成例を示す図である。

符号の説明

１架線
２集電装置
３車輪
４レール
５リアクトル
６コンデンサ
７電圧検出器
８入力フィルタ回路
１０スイッチング回路
１１上アーム側スイッチング素子
１２下アーム側スイッチング素子
２０平滑リアクトル
２１電流検出器
２２平滑コンデンサ
２３電圧検出器
２４負荷
２５電流検出器
２６電力貯蔵素子
２７，２７ａ平滑フィルタ回路
３０乗算器
３１減算器
３２電圧制御器
３３加算器
３４乗算器
３５減算器
３６電流制御器
３７変調回路
４０ダンピング制御部
４１ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
４２，４３ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
４４加算器
４５割算器
４６減算器
４７スイッチ
４８二乗演算器
４９リミッタ
５０，５０ａ制御信号生成部
６０抵抗
７０直流電源
８０定電力負荷
１００，１００ａ，１００ｂＤＣＤＣ変換装置
２００，２００ａ主回路部
３００，３００ａ，３００ｂ制御部

以下に、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図１に示すように、ＤＣＤＣ変換装置１００は、集電装置２を介して直流電源となる変電所（図示せず）に接続された架線１と電気的に接続されている。また、リターン電流の戻り回路となる車輪３を介して変電所に接続されたレール４と電気的に接続されている。

ＤＣＤＣ変換装置１００は、主回路部２００および、主回路部２００における電力フローを制御する制御部３００を備えて構成される。

まず、主回路部２００の構成について説明する。図１において、主回路部２００は、主たる構成部として、入力フィルタ回路８、電圧検出器７、スイッチング回路１０、平滑フィルタ回路２７、電圧検出器２３、電流検出器２１、および電力貯蔵素子２６を備えて構成される。スイッチング回路１０は、上アーム側スイッチング素子１１および下アーム側スイッチング素子１２を有して構成され、入力フィルタ回路８は、入力リアクトルであるリアクトル５および入力コンデンサであるコンデンサ６によって構成され、平滑フィルタ回路２７は、平滑リアクトル２０によって構成される。

つぎに、主回路部２００を構成する各部の概略機能について説明する。スイッチング回路１０は、架線１から電力貯蔵素子２６へ、あるいは電力貯蔵素子２６から架線１へ、という双方向の電力変換回路として機能する。入力フィルタ回路８は、スイッチング回路１０から発生する高調波電流が集電装置２を介して変電所側に流出するのを抑制する。電圧検出器７は、コンデンサ６の両端の電圧ＥＦＣを検出する。電力貯蔵素子２６は、所要の電力を蓄積する。電圧検出器２３は、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣを検出する。平滑フィルタ回路２７は、スイッチング回路１０から発生する電流リプルのフィルタリングを行う。電流検出器２１は、平滑リアクトル２０に流れる電流（以下「平滑リアクトル電流」という）ＩＳＬを検出する。

ついで、主回路部２００の接続構成について説明する。スイッチング回路１０の出力側は、上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２との接続端（上アーム側スイッチング素子１１の一端）を出力端として平滑リアクトル２０および電流検出器２１を介して電力貯蔵素子２６に接続されている。また、スイッチング回路１０の入力側は、上アーム側スイッチング素子１１の他端を入力端として入力フィルタ回路８および集電装置２を介して架線１に接続されている。

なお、電力貯蔵素子２６としては、ニッケル水素二次電池、リチウムイオン二次電池、電気二重層キャパシタ等が好適であるが、その他の電力貯蔵素子を用いてもよい。また、架線１に電力を供給する直流電源として、変電所を例として説明したが、その他の直流電源であってもよい。

つぎに、制御部３００の構成および機能について説明する。制御部３００は、制御信号生成部５０およびダンピング制御部４０を有してなり、制御信号生成部５０は、乗算器３４、減算器３５、電流制御器３６、変調回路３７、およびダンピング制御部４０を備えて構成される。

乗算器３４は、上位の制御系（図示せず）から入力された平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊と後述するダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとの乗算を行う。なお、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である。

減算器３５は、乗算器３４の出力（ＩＳＬ＊＊）から平滑リアクトル電流ＩＳＬを減算する。

電流制御器３６は、減算器３５の出力が入力され、比例積分制御を行う。なお、電流制御器３６の制御方式としては、比例積分制御が好適であるが、比例制御でも構わない。また、電流制御器３６は、何れの制御方式であっても公知技術で構成できるため、ここでの説明は省略する。

変調回路３７は、電流制御器３６の出力、コンデンサ６の電圧ＥＦＣ、および電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣに基づいてスイッチング回路１０への制御信号（以下「スイッチング信号」という）ＧＳＧを出力する。

ダンピング制御部４０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが入力され、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮを出力する。なお、ダンピング制御部４０の構成については、動作の説明とともに後述する。

つぎに、上記のように構成された制御部３００による主回路部２００の電力フロー制御について説明する。

平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、前述した通り上位の制御系（図示せず）から出力される平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である。電力貯蔵素子２６の充電および放電が必要でない場合は、ＩＳＬ＊＝０とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが流れないように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御する。

電力貯蔵素子２６の充電が必要な場合は、ＩＳＬ＊を正の値とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが架線１側から電力貯蔵素子２６側への電力フローとなるように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御して充電動作を行わせる。

電力貯蔵素子２６の放電が必要な場合は、ＩＳＬ＊を負の値とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが電力貯蔵素子２６側から架線１側への電力フローとなるように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御して放電動作を行わせる。

つまり、ＤＣＤＣ変換装置１００は、上位の制御系から出力される平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊によって、平滑リアクトル電流ＩＳＬが所定の値となるように制御する制御電流源として機能し、必要に応じた任意の電力フローが実現可能な構成とされている。

つぎに、本実施の形態の主要部であるダンピング制御部４０について説明する。

ここで、図１に示すダンピング制御部４０の具体的説明を行う前に、図１に示す主回路部２００の入力フィルタ回路８（リアクトル５およびコンデンサ６）によって構成されるＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因および、ダンピング制御部４０の構成の根拠となる電気振動の抑制原理について、図１〜図５の各図面を参照して簡単に説明する。

まず、図１に示す主回路部２００のＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因について説明する。図２は、図１に示す主回路部２００を簡略化した回路ブロック図である。なお、図２では、図１における架線１、集電装置２、車輪３およびレール４を省略し、変電所を直流電源７０に置き換えている。また、リアクトル５は、インダクタンス成分Ｌと、抵抗成分Ｒとからなるものとし、コンデンサ６の静電容量はＣとしている。

ここで、スイッチング回路１０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても、平滑リアクトル電流ＩＳＬが一定に維持されるように制御される。すなわち、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣが変化しないように制御されるため、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して定電力特性となる。以上のことから、スイッチング回路１０、平滑リアクトル２０、および電力貯蔵素子２６を含むブロックを、ＬＣフィルタ側から見た１つの負荷としてまとめ、定電力負荷８０としている。

図２において、定電力負荷８０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇した場合には、スイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが減少し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが下降した場合には、スイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが増加する負抵抗特性となる。なお、通常の抵抗（正抵抗）は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が下降すれば電流が減少する正抵抗特性となる。すなわち、定電力負荷８０は、電圧の変化に対する電流の変化が通常の抵抗（正抵抗）とは逆の特性となる。

したがって、図２に示す回路では、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇してスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが減少すれば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの上昇を助長する動作となり、逆にコンデンサ６の電圧ＥＦＣが下降してスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが増加すれば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの下降を助長する動作となる。このため、図２に示す回路では、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタの共振周波数でコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動が発生し、発生した電気振動の振幅が拡大して持続振動する。以上が、図１に示す主回路部２００および図２に示す回路のＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因の定性説明である。

つぎに、図２に示す回路の伝達関数を求めて評価を行い、上記に定性説明してきた現象に対する定量説明を行う。

まず、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣとスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣとコンデンサ６の電圧ＥＦＣとの関係式は次式（１）となる。

上記（１）式は、非線形であるので、線形化を図る。動作点における電圧、電流をそれぞれＥＦＣ０、ＩＤＣ０とすると、動作点近傍では次式（２）が成立する。

したがって、図２に示す回路は、図３に示すブロック線図で表される。図３は、図２に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図３に示す伝達関数ブロック図において、入力電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次式（３）となる。

上記（３）式の閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系が安定であるためには、Ｇ（ｓ）の極がすべて負であることが条件となる。すなわち、Ｇ（ｓ）の分母である次式（４）に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。

上記（４）式の解をα，βとし、α，βが両方とも負となる条件式は、解と係数との関係から次式（５）、（６）となる。

ここで、（３）式の伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系が安定であるための、リアクトル５の抵抗成分Ｒの条件式を求める。（６）式は有用な情報を含まないので、ここでは（５）式について着目する。（５）式を変形すると、リアクトル５の抵抗成分Ｒの条件式である次式（７）が得られる。

式（７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、ＰＤＣが小さいほど、ＥＦＣ０が大きいほど、系を安定化するのに必要なＲは小さくてすむ。例として、一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、ＰＤＣ＝１０００ＫＷ、ＥＦＣ０＝１５００Ｖの条件を式（７）に代入すると、（３）式の伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系を安定化できるリアクトル５の抵抗成分Ｒの値は、Ｒ＞０．８（Ω）となる。

一般的に、リアクトルに含まれる抵抗成分は数十（ｍΩ）程度と微小であり、（７）式を満たすことは不可能である。したがって、図２に示す回路の閉ループ系は不安定となり、ＬＣフィルタの共振周波数で電気振動が発生することになる。つまり、図２に示す回路に、（７）式を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは振動し発散してしまうことが理解できる。なお、現実には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る他の手法が必要となってくる。

以上が、図１に示す主回路部２００および図２に示す回路のＬＣフィルタの共振周波数で電気振動が発生する原因の定量説明である。

つぎに、本実施の形態にかかるダンピング制御部４０の構成の技術的根拠となる電気振動の抑制原理について説明する。

図２に示す回路の定電力負荷８０が負抵抗特性であることは前述した通りであるが、この定電力負荷が正抵抗特性であれば、閉ループ系を安定化させることが可能である。このため、図２に示す回路の定電力負荷８０を抵抗に置き換えた回路図面を用いて、上記と同様な定量説明を行う。

図４は、図２に示す回路の定電力負荷８０を抵抗６０に置き換えた回路ブロック図である。図４に示すように、図４ではＬＣフィルタ側から見た負荷として、抵抗値がＲ０である抵抗６０が接続されている。

図５は、図４に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図５に示す伝達関数ブロック図から、入力電圧ＥＳからコンデンサの電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、次式（８）となる。

また、（８）式で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は、次式（９）となる。

ここで、（９）式で示される特性方程式の解がすべて負となる条件を算出すると、リアクトル５の抵抗成分Ｒの値はＲ≧０となり、この条件は常に満たされるものである。つまり、図４に示すように、ＬＣフィルタ側から見た負荷が抵抗６０で構成される場合は、閉ループ系が常に安定であることがわかる。

上述のように、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。本実施の形態に示す制御回路は、この原理に着目したものである。すなわち、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動成分に対して、図２に示す回路の定電力負荷８０が正抵抗特性と等価の特性となるようにスイッチング回路１０を制御するものである。

つぎに、図２に示す回路の定電力負荷８０が、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動に対して、正抵抗特性と等価の特性となるための制御条件を導出する。

図４において、コンデンサ６の電圧がＥＦＣ、抵抗６０に流れる電流がＩＤＣである場合、抵抗６０での電力ＰＲは、次式（１０）となる。

コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動し、当初のｎ倍になった場合、抵抗６０に流れる電流ＩＤＣも同様にｎ倍となるため、このときの抵抗６０での電力ＰＲｎは、次式（１１）となる。

すなわち、抵抗６０での電力ＰＲｎは、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変化割合の二乗に比例する。このことから、（１１）式の関係が成立するように定電力負荷８０を制御することで、定電力負荷８０をコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。

一方、図２において、スイッチング回路１０の回路損失を無視すると、スイッチング回路１０の出力電力は、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣに等しくなるため、電力貯蔵素子２６を流れる平滑リアクトル電流ＩＳＬと電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣとから、次式（１２）が成立する。

なお、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、電力貯蔵素子２６の貯蔵電力量により変化する値である。

定電力負荷８０をコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ６の電圧ＥＦＣがｎ倍になった場合の電力ＰＤＣｎが、（１１）式と同様に、次式（１３）の関係となればよい。

ここで、ＬＣフィルタの共振周波数は、通常１０Ｈｚ〜２０Ｈｚであり、周期に換算すると５０ｍｓ〜１００ｍｓの時間である。これに対して、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、数十秒の時間単位では一定とみなせる。すなわち、ＬＣフィルタの共振周波数における電気振動を考える上では、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、一定であると仮定しても構わない。

したがって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣがｎ倍になった場合に、平滑リアクトル電流ＩＳＬをｎ²倍するようにスイッチング回路１０を制御すれば、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣをコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変化割合の二乗に比例させて変化させることができ、図２に示す回路の定電力負荷８０が、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動に対して、正抵抗特性と等価の特性となる。

以上のことから、図１に示す制御部３００において、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動割合を二乗した値を、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算する構成とすることにより、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動を抑制して安定化することが可能となる。

つぎに、図１および図６を参照して、上記した制御手法を具現する具体的な構成について説明する。なお、図６は、実施の形態１におけるダンピング制御部４０内部の状態量の変化および信号波形を示す図である。

まず、ダンピング制御部４０の構成について、図１を参照して説明する。ダンピング制御部４０は、ハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」という）４１、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）４２，４３、加算器４４、割算器４５、減算器４６、スイッチ４７、二乗演算器４８、およびリミッタ４９を備えている。

ダンピング制御部４０には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが入力され、２系統に分岐している。

一方には、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３が直列に接続されている。ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３によってコンデンサ６の電圧ＥＦＣの直流成分を含む不要な低周波成分および不要な高調波成分が除去され、ＬＣフィルタの共振周波数付近のみが抽出された共振周波数成分ＥＦＣａが出力される。例えば、図６に示すように、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが１５００Ｖを中心として１６５０Ｖ〜１３５０Ｖまで振動している場合、ＥＦＣａは＋１５０Ｖ〜−１５０Ｖの範囲でＥＦＣの共振周波数成分と同位相で変動する信号となる。

また、他方には、ＬＰＦ４２が接続されている。ＬＰＦ４２によってコンデンサ６の電圧ＥＦＣの直流成分のみが抽出された直流成分ＥＦＣｄが出力される。

なお、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４２、ＬＰＦ４３は、一次遅れ要素により構成された一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を省略する。もちろん、二次以上のフィルタで構成してもよいが、フィルタの構成が複雑化するというデメリットがある。

ここで、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３の作用について、さらに詳細に説明する。

ＬＰＦ４３を必要とする理由は、コンデンサの電圧ＥＦＣに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Ｈｚであり、ダンピング制御の対象である、ＬＣフィルタの共振周波数帯域（通常１０〜２０Ｈｚ程度）と近接しているため、ＬＰＦ４３のみを用いて高周波成分を除去すると、ＬＣフィルタの共振周波数成分の位相遅れを生じさせることになり好ましくない。そこで、ＨＰＦ４１を直列に追加してＬＰＦ４３と組み合わせることで、ＬＰＦ４３を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しつつ、ＬＣフィルタの共振周波数帯域の位相遅れを補償している。なお、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３の特性については、ゲインが１となる周波数をＬＣフィルタの共振周波数（１０Ｈｚ〜２０Ｈｚ）に合わせるのが望ましい。

加算器４４は、以上のようにして算出したＬＣフィルタの共振周波数帯域の振動成分ＥＦＣａに、直流成分ＥＦＣｄを加算して、ＥＦＣａｄを出力する。

割算器４５は、ＥＦＣａｄを直流成分ＥＦＣｄで割ることにより、コンデンサ６の電圧ＥＦＣに含まれるＬＣフィルタの共振周波数帯域の振動成分の変動割合（以下、単に「変動割合」という）ＥＦＣｆｐを算出する。

変動割合ＥＦＣｆｐは、２系統に分岐され、一方はスイッチ４７に直接出力され、他方は減算器４６に出力される。減算器４６は、所定値（本実施の形態の例では値“２”）から変動割合ＥＦＣｆｐを減算し、変動割合ＥＦＣｆｐの振動成分の位相が反転したＥＦＣｆｎをスイッチ４７に出力する。

電力フローが架線１側から電力貯蔵素子２６側への方向の場合は、スイッチ４７は上部側（充電側）の接点が選択され変動割合ＥＦＣｆｐが二乗演算器４８に入力される。

一方、電力フローが電力貯蔵素子２６側から架線１側への方向の場合は、スイッチ４７は下部側（放電側）の接点が選択され変動割合ＥＦＣｆｎが二乗演算器４８に入力される。

ここで、電力フローが電力貯蔵素子２６から架線１の方向（出力側→入力側）のときにＥＦＣｆｎを用いる理由は、電力フローの方向が架線１から電力貯蔵素子２６の方向（入力側→出力側）のときの逆となるためである。このとき、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが増加すれば電力の大きさを減少させ、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少すれば、電力の大きさを増加させる方向の操作が必要となるので、ＥＦＣｆｐの位相を反転したＥＦＣｆｎが必要となる。

二乗演算器４８は、ＥＦＣｆｐあるいはＥＦＣｆｎを二乗し、リミッタ４９に出力する。リミッタ４９は、二乗演算器４８から出力された信号を、必要に応じて上限、下限を任意の値に制限した後、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとして乗算器３４に出力する。つまり、リミッタ４９では、例えばダンピング制御に伴う、平滑リアクトル電流ＩＳＬの過渡変動量を制限したい場合に、振幅制限する上限値、下限値を設定すればよい。

最後に、乗算器３４にてダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算され、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊が生成される。

上記のようにして得た平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊により平滑リアクトル電流制御を実施することによって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動を抑制し、ＤＣＤＣ変換装置１００の安定な運転が可能となる。

以上のように、実施の形態１のＤＣＤＣ変換装置によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量をゲイン調整等なしで自動算出するダンピング制御部を設け、得られたダンピング操作量に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、制御電流源として機能するＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となる。

また、上記したダンピング操作量を含む平滑リアクトル電流指令を生成し、得られた平滑リアクトル電流指令に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、入力フィルタ回路の電気振動を抑制するように、平滑リアクトルに流れる電流が最適に制御され、安定した運転が可能となる。

また、ダンピング制御部の構成において、入力コンデンサの電圧を入力コンデンサの直流成分で割ることにより、入力コンデンサの電圧の変動割合を算出するようにしたので、入力コンデンサの電圧の変動割合に応じた制御が可能となる。

また、ダンピング制御部の構成において、ハイパスフィルタによってＬＣフィルタの共振周波数付近以上の帯域を通過させ、ローパスフィルタによってＬＣフィルタの共振周波数付近以下の帯域を通過させるようにしたので、ＬＣフィルタの共振周波数付近の位相遅れを発生させることなく、制御系への外乱となる不要な高調波成分をカットすることが可能となる。

また、ダンピング制御部の構成において、入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗してダンピング操作量を算出するようにしたので、入力コンデンサの電圧の電気振動のレベルに合致した平滑リアクトル電流の制御が可能となる。

また、ダンピング制御部の構成において、最終段でダンピング操作量の上限値および下限値を制限するようにしたので、例えばダンピング制御に伴う、平滑リアクトル電流の過渡変動量を制限することが可能となる。

さらに、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出にはＤＣＤＣ変換装置の回路要素の定数を使用しないため、回路要素の定数が変更された場合においても、制御系の調整は不要であるという利点も得られる。

実施の形態２．
実施の形態１では、電力貯蔵素子を流れる平滑リアクトル電流ＩＳＬを所定の値となるように制御する制御電流源として機能する構成のＤＣＤＣ変換装置において、ＬＣフィルタの共振周波数で発生する電気振動を抑制して安定な運転を可能とする制御系を構成したが、実施の形態２では、電力貯蔵素子を負荷に置き換え、負荷の電圧が所定の値となるように制御する制御電圧源として動作する構成のＤＣＤＣ変換装置において、ＬＣフィルタの共振周波数で発生する電気振動を抑制して安定な運転を可能とする制御系を構成している。

図７は、本発明の実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図７に示すように、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置１００ａは、主回路部２００ａおよび、主回路部２００ａにおける電力フローを制御する制御部３００ａを備えて構成される。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

主回路部２００ａは、実施の形態１の電力貯蔵素子２６を負荷２４に置き換え、スイッチング回路１０の負荷２４側の電流検出器２１の後段に、平滑リアクトル２０と併せて平滑フィルタ回路２７ａを構成する平滑コンデンサ２２、および負荷２４に流れる電流を検出する電流検出器２５を備えている。平滑リアクトル２０と平滑コンデンサ２２とからなる平滑フィルタによって、負荷２４の電圧が平滑される。

制御信号生成部５０ａは、実施の形態１の構成に加えて、乗算器３４の前段に、減算器３１、電圧制御器３２、および加算器３３を備えている。

制御信号生成部５０ａには、平滑コンデンサ２２の電圧の指令値である平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊が上位の制御系（図示せず）から入力される。つまり、実施の形態２のＤＣＤＣ変換装置１００ａは、上位の制御系から出力される平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊によって、負荷２４の電圧が所定の値となるように制御する制御電圧源として動作する。

減算器３１は、ＢＦＣ＊から平滑コンデンサ２２の電圧ＢＦＣを減算して出力する。電圧制御器３２は、減算器３１の出力が入力され、比例積分制御を行う。なお、電圧制御器３２の制御方式としては、比例積分制御、もしくは比例制御が好適である。また、電圧制御器３２は、何れの制御方式であっても公知技術で構成できるため、ここでの説明は省略する。

加算器３３は、電圧制御器３２の出力と負荷電流ＩＬＤとを加算し、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊として乗算器３４に出力する。

そして、乗算器３４にてダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが加算器３３から出力された平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算され、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊が生成される。

上記のようにして得た平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊により平滑リアクトル電流制御を実施することによって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動が抑制され、ＤＣＤＣ変換装置１００ａの安定な運転が可能となる。

また、図８に示すように構成した場合でも、図７に示す構成と同様な制御を行うことができる。図８は、本発明の実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の別の構成例を示す図である。

図８に示すように、ＤＣＤＣ変換装置１００ｂにおける主回路部２００ａの構成は、図７と同一である。制御部３００ｂの制御信号生成部５０ｂでは、図７における加算器３３の後段の乗算器３４の代わりに、減算器３１の前段に乗算器３０を追加して、平滑コンデンサ２２の電圧の指令値ＢＦＣ＊とダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとを乗算して、平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊＊を生成し、加算器３３で負荷電流ＩＬＤに加算することによって、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊を生成するように構成している。上記以外の構成は図７に示す構成と同一であり、図７と同様に、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動が抑制され、ＤＣＤＣ変換装置１００ｂの安定な運転が可能となるという効果が得られる。

また、図７、図８に示す構成では、負荷２４に流れる負荷電流ＩＬＤを用いて平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊を生成する構成としたので、平滑コンデンサ２２の電圧ＢＦＣの変動についても抑制することができる。

以上のように、実施の形態２のＤＣＤＣ変換装置によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量をゲイン調整等なしで自動算出するダンピング制御部を設け、ダンピング操作量を含む平滑リアクトル電流指令を生成し、得られた平滑リアクトル電流指令に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、制御電圧源として機能するＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となる。

また、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出にはＤＣＤＣ変換装置の回路要素の定数を使用しないため、回路要素の定数が変更された場合においても、制御系の調整は不要であるという利点が得られる。

なお、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、実施の形態では、電気鉄道分野への適用を想定したＤＣＤＣ変換装置を対象として発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、種々の産業応用分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置は、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制し、安定した運転を可能とする発明として有用である。

Claims

直流電源に接続された入力リアクトルと入力コンデンサとによって構成される入力フィルタ回路を有し、前記入力コンデンサの直流電圧を任意の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣ変換装置において、
入力端に前記入力フィルタ回路が接続され、上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子によって構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑フィルタ回路と、
前記平滑フィルタ回路の状態量をフィードバックして前記スイッチング回路をオンオフ制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記入力コンデンサの電圧に基づいて前記平滑フィルタ回路の状態量を調整するダンピング操作量を算出するダンピング制御部を備えたことを特徴とするＤＣＤＣ変換装置。
前記平滑フィルタ回路として、一端が前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑リアクトルを有する構成である場合において、
前記平滑フィルタ回路の状態量は、前記平滑リアクトルに流れる電流である
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧を、前記入力コンデンサの電圧の直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧から前記入力コンデンサの電圧に含まれる不要な高周波成分を除去した信号と前記入力コンデンサの電圧の直流成分との加算信号を、当該直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング操作量は、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗することによって算出されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、
電力フローが前記スイッチング回路の入力側から出力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号をダンピング操作量として算出し、
電力フローが前記スイッチング回路の出力側から入力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号をダンピング操作量として算出する
ことを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限値をリミッタで制限して出力することを特徴とする請求項３〜７の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記平滑フィルタ回路として、一端が前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルの他端に接続される平滑コンデンサとを有する構成である場合において、
前記平滑フィルタ回路の状態量は、前記平滑リアクトルの電流または前記平滑コンデンサの電圧の何れかである
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑コンデンサ電圧指令を生成し、当該平滑コンデンサ電圧指令に基づいて、平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧を、前記入力コンデンサの電圧の直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧から前記入力コンデンサの電圧に含まれる不要な高周波成分を除去した信号と前記入力コンデンサの電圧の直流成分との加算信号を、当該直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング操作量は、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗することによって算出されることを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、
電力フローが前記スイッチング回路の入力側から出力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号をダンピング操作量として算出し、
電力フローが前記スイッチング回路の出力側から入力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号をダンピング操作量として算出する
ことを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限値をリミッタで制限して出力することを特徴とする請求項１０〜１５の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。
前記平滑コンデンサに並列に接続された負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出器をさらに備え、
前記平滑リアクトル電流指令は、前記負荷電流を考慮して算出されることを特徴とする請求項９〜１６の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。