JP3167314B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP3167314B2 JP3167314B2 JP20508790A JP20508790A JP3167314B2 JP 3167314 B2 JP3167314 B2 JP 3167314B2 JP 20508790 A JP20508790 A JP 20508790A JP 20508790 A JP20508790 A JP 20508790A JP 3167314 B2 JP3167314 B2 JP 3167314B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- voltage
- inverters
- current
- parallel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置、特に、複数台のインバー
タの並列運転、或は複数台のインバータと商用電源の並
列運転を安定に行うように補助するインバータ装置に関
するものである。
タの並列運転、或は複数台のインバータと商用電源の並
列運転を安定に行うように補助するインバータ装置に関
するものである。
従来、インバータを他のインバータ、或は商用電源と
並列運転する場合、有効電力と無効電力に着目してイン
バータの出力電圧を制御することにより、インバータ間
の横流、或はインバータと交流電源間の横流を抑制し、
負荷の分担を行っていた。
並列運転する場合、有効電力と無効電力に着目してイン
バータの出力電圧を制御することにより、インバータ間
の横流、或はインバータと交流電源間の横流を抑制し、
負荷の分担を行っていた。
第３図は例えば、文献「Conference Record of the 1
986 IEEE Industry Applications Society Annual Meet
ing Part 1」p.544に示された従来のインバータ装置の
ブロック図である。
986 IEEE Industry Applications Society Annual Meet
ing Part 1」p.544に示された従来のインバータ装置の
ブロック図である。
図において、（１）はインバータ、（２），（３）は
交流出力フィルタを構成するリアクトルとコンデンサで
あり、これ等リアクトル（２）、コンデンサ（３）は夫
々インダクタンスLs、静電容量Cpを有する。（４）はイ
ンバータ（１）に接続された直流電源、（５）は負荷
（６）の接続された負荷母線である。（100）は負荷電
流ILを検出する電流センサ、（101）はインバータ
（１）の出力電流ILを検出する電流センサ、（102）は
コンデンサ（３）の電圧を検出する電圧センサである。
（200）はインバータ（１）が分担すべき負荷電流を求
める回路であり、ここでは同容量のインバータがｎ台並
列運転しているものとし、インバータ（１）が分担すべ
き負荷電流はIL/nとなる。（201）は分担すべき負荷電
流とインバータ（１）の出力電流の差△Ｉを求める回
路、（202）は差△Ｉに含まれる無効電流分△Ｑの制御
回路、（203）は差△Ｉに含まれる有効電流分△Ｐの制
御回路、（204）は電圧制御回路（VC）、（205）は位相
制御回路（PLL）、（206）は発振器（OSC）、（207）は
PWM変調回路、（300）は加減算器、（301）は加算器で
ある。
交流出力フィルタを構成するリアクトルとコンデンサで
あり、これ等リアクトル（２）、コンデンサ（３）は夫
々インダクタンスLs、静電容量Cpを有する。（４）はイ
ンバータ（１）に接続された直流電源、（５）は負荷
（６）の接続された負荷母線である。（100）は負荷電
流ILを検出する電流センサ、（101）はインバータ
（１）の出力電流ILを検出する電流センサ、（102）は
コンデンサ（３）の電圧を検出する電圧センサである。
（200）はインバータ（１）が分担すべき負荷電流を求
める回路であり、ここでは同容量のインバータがｎ台並
列運転しているものとし、インバータ（１）が分担すべ
き負荷電流はIL/nとなる。（201）は分担すべき負荷電
流とインバータ（１）の出力電流の差△Ｉを求める回
路、（202）は差△Ｉに含まれる無効電流分△Ｑの制御
回路、（203）は差△Ｉに含まれる有効電流分△Ｐの制
御回路、（204）は電圧制御回路（VC）、（205）は位相
制御回路（PLL）、（206）は発振器（OSC）、（207）は
PWM変調回路、（300）は加減算器、（301）は加算器で
ある。
次に、動作について説明する。
インバータ（１）に直流電源（４）の電圧を矩形波状
の交流電圧に変換し、この交流電圧はリアクトル（２）
とコンデンサ（３）により高調波が除去され、正弦波状
の電圧が得られる。負荷母線（５）にはｎ台のインバー
タが接続され、負荷（６）に給電している。回路（20
1）より求めた、インバータ（１）の分担すべき負荷電
流と出力電流の差△Ｉが定常的に零になれば、インバー
タ（１）は安定に並列運転を行っていることになる。差
△Ｉは有効分と無効分に分解して、無効分は電圧の振幅
を、有効分は位相を操作することにより制御できる。こ
の原理自体は本発明に直接関係ないので説明を省略す
る。制御回路（202）は、差△Ｉの無効分に応じて電圧
指令値補正信号Vqを出力する比例積分型の制御回路であ
る。その出力Vqは加減算器（300）において、電圧指令
値Vrに加算され、電圧指令値を操作するようにふるま
う。電圧制御回路（204）は、フィードバック電圧VfがV
r＋Vqと等しくなるように動作する。制御回路（203）
は、差△Ｉの有効分に応じて位相補正信号θｐを出力す
る比例積分型の制御回路である。位相制御回路（205）
は位相補正信号θｐを入とし、インバータ（１）の出力
電圧が負荷母線（５）の電圧より位相補正信号θｐだけ
進み位相となるような周波数補正信号fpを出力する。周
波数補正信号fpは加算器（301）においてインバータの
基本波出力周波数foと加算され、発振器（206）に入力
される。発振器（206）の周波数指令と電圧制御回路（2
04）の電圧振幅指令により、PWM変調回路（207）はイン
バータ（１）が指令値に基づいた基本波を含む矩形波状
の交流電圧を発生するようパルス幅変調を行う。従っ
て、インバータ（１）の出力電圧は、差△Ｉの無効分が
零になるよう振幅を操作されるとともに、差△Ｉの有効
分が零になるよう位相も操作されるので、定常的に△Ｉ
は零となり安定に並列運転が行われる。
の交流電圧に変換し、この交流電圧はリアクトル（２）
とコンデンサ（３）により高調波が除去され、正弦波状
の電圧が得られる。負荷母線（５）にはｎ台のインバー
タが接続され、負荷（６）に給電している。回路（20
1）より求めた、インバータ（１）の分担すべき負荷電
流と出力電流の差△Ｉが定常的に零になれば、インバー
タ（１）は安定に並列運転を行っていることになる。差
△Ｉは有効分と無効分に分解して、無効分は電圧の振幅
を、有効分は位相を操作することにより制御できる。こ
の原理自体は本発明に直接関係ないので説明を省略す
る。制御回路（202）は、差△Ｉの無効分に応じて電圧
指令値補正信号Vqを出力する比例積分型の制御回路であ
る。その出力Vqは加減算器（300）において、電圧指令
値Vrに加算され、電圧指令値を操作するようにふるま
う。電圧制御回路（204）は、フィードバック電圧VfがV
r＋Vqと等しくなるように動作する。制御回路（203）
は、差△Ｉの有効分に応じて位相補正信号θｐを出力す
る比例積分型の制御回路である。位相制御回路（205）
は位相補正信号θｐを入とし、インバータ（１）の出力
電圧が負荷母線（５）の電圧より位相補正信号θｐだけ
進み位相となるような周波数補正信号fpを出力する。周
波数補正信号fpは加算器（301）においてインバータの
基本波出力周波数foと加算され、発振器（206）に入力
される。発振器（206）の周波数指令と電圧制御回路（2
04）の電圧振幅指令により、PWM変調回路（207）はイン
バータ（１）が指令値に基づいた基本波を含む矩形波状
の交流電圧を発生するようパルス幅変調を行う。従っ
て、インバータ（１）の出力電圧は、差△Ｉの無効分が
零になるよう振幅を操作されるとともに、差△Ｉの有効
分が零になるよう位相も操作されるので、定常的に△Ｉ
は零となり安定に並列運転が行われる。
第４図は上記の並列運転用制御回路を持つインバータ
を２台並列運転している場合の回路図である。（1A），
（1B）は矩形波状の交流電圧を発生するインバータ、
（７）は配線のインダクタンス（その値Ｌ）、（８）は
配線の抵抗（その値Ｒ）である。ここで、リアクトル
（2A），（2B）のインダクタンス値LSA,LSBを0.15PU、
コンデンサ（3A），（3B）のキャパシタンス値CPA,CPB
を0.4PU、配線のインダクタンス（７）の値Ｌと抵抗
（８）の値Ｒをそれぞれ0.01PUと仮定する。これらの定
数は、インバータ（１）がパワートランジスタなどで構
成され、１〜2kHz程度のスイッチング周波数で動作して
いる場合に用いられる実用的なものである。このとき、
コンデンサ（3A），（3B）と配線のインダクタンス
（７）、抵抗（８）によって形成される回路は、共振次
数が高く振動的となる。簡単に求めるため、リアクトル
（2A），（2B）を省略した第５図の回路にて、伝達関数
を求める。リアクトル（2A），（2B）のインダクタンス
値LSA,LSBは配線のインダクタンス（７）の値Ｌの15倍
であるので、コンデンサ間の共振現象を検討するには、
第５図で十分である。伝達関数は、（１）式となる。
を２台並列運転している場合の回路図である。（1A），
（1B）は矩形波状の交流電圧を発生するインバータ、
（７）は配線のインダクタンス（その値Ｌ）、（８）は
配線の抵抗（その値Ｒ）である。ここで、リアクトル
（2A），（2B）のインダクタンス値LSA,LSBを0.15PU、
コンデンサ（3A），（3B）のキャパシタンス値CPA,CPB
を0.4PU、配線のインダクタンス（７）の値Ｌと抵抗
（８）の値Ｒをそれぞれ0.01PUと仮定する。これらの定
数は、インバータ（１）がパワートランジスタなどで構
成され、１〜2kHz程度のスイッチング周波数で動作して
いる場合に用いられる実用的なものである。このとき、
コンデンサ（3A），（3B）と配線のインダクタンス
（７）、抵抗（８）によって形成される回路は、共振次
数が高く振動的となる。簡単に求めるため、リアクトル
（2A），（2B）を省略した第５図の回路にて、伝達関数
を求める。リアクトル（2A），（2B）のインダクタンス
値LSA,LSBは配線のインダクタンス（７）の値Ｌの15倍
であるので、コンデンサ間の共振現象を検討するには、
第５図で十分である。伝達関数は、（１）式となる。
また、固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。
（１）式より、第５図の回路は15次付近で振動的であ
ることがわかる。
ることがわかる。
従って、インバータ（1A），（1B）の出力電圧に15次
付近の高調波成分が含まれていた場合は、コンデンサ
（3A），（3B）間に共振電流が流れ、負荷母線（５）の
電圧が歪む。また、この共振電流は発散し、インバータ
装置の過負荷保護が動作し負荷への給電を停止する。こ
の共振現象を避けるためには、インバータ（1A），（1
B）の出力電圧が、同一の矩形波状電圧を出力し、リア
クトル（2A），（2B）のインダクタンス値LSA,LSB、コ
ンデンサ（3A），（3B）のキャパシタンス値CPA,CPBを
揃え、15次付近の高調波成分が互いに打ち消し合うよう
にする必要があった。
付近の高調波成分が含まれていた場合は、コンデンサ
（3A），（3B）間に共振電流が流れ、負荷母線（５）の
電圧が歪む。また、この共振電流は発散し、インバータ
装置の過負荷保護が動作し負荷への給電を停止する。こ
の共振現象を避けるためには、インバータ（1A），（1
B）の出力電圧が、同一の矩形波状電圧を出力し、リア
クトル（2A），（2B）のインダクタンス値LSA,LSB、コ
ンデンサ（3A），（3B）のキャパシタンス値CPA,CPBを
揃え、15次付近の高調波成分が互いに打ち消し合うよう
にする必要があった。
この共振に関しては、インバータとインバータの並列
運転だけでなく、インバータと商用電源の並列運転時に
も、商用電源電圧が歪んでおり、15次程度の高調波成分
を含む場合は、同様の現象が起こる。
運転だけでなく、インバータと商用電源の並列運転時に
も、商用電源電圧が歪んでおり、15次程度の高調波成分
を含む場合は、同様の現象が起こる。
従来のインバータ装置は以上のように構成されていた
ので、インバータを他のインバータと並列運転する場合
は、フィルタ用コンデンサ間の共振現象を避けるため
に、同一の矩形波状電圧を出力し、主回路定数を等しく
する必要があった。即ち、同種のインバータ装置は並列
運転可能であるが、主回路構成、主回路定数、直流電
圧、PWM制御方法などが異なるインバータを並列運転す
ることは容易ではなかった。
ので、インバータを他のインバータと並列運転する場合
は、フィルタ用コンデンサ間の共振現象を避けるため
に、同一の矩形波状電圧を出力し、主回路定数を等しく
する必要があった。即ち、同種のインバータ装置は並列
運転可能であるが、主回路構成、主回路定数、直流電
圧、PWM制御方法などが異なるインバータを並列運転す
ることは容易ではなかった。
また、電圧波形が歪んでいる商用電源とインバータの
並列運転も、共振現象を起こすという問題があった。
並列運転も、共振現象を起こすという問題があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので、主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM
制御方法などが異なるインバータの並列運転、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータの並列運転を共振現
象を起こさずに安定に行うことができるインバータ装置
を提供することを目的とする。
れたもので、主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM
制御方法などが異なるインバータの並列運転、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータの並列運転を共振現
象を起こさずに安定に行うことができるインバータ装置
を提供することを目的とする。
この発明に係るインバータ装置は、複数のインバータ
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間
に流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電
圧を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段
で発生した電圧を上記並列運転インバータ間に供給する
ようにしたものである。
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間
に流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電
圧を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段
で発生した電圧を上記並列運転インバータ間に供給する
ようにしたものである。
また、この発明に係るインバータ装置は、出力に並列
にコンデンサを設けたインバータが共通の負荷母線に対
し複数台並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換
器システムにおいて、上記インバータ間に流れる高調波
横流電流を検出し、この電流に応じた電圧を発生させる
電圧発生手段を設け、この電圧発生手段で発生した電圧
を上記並列運転インバータに設けられたコンデンサに供
給するようにしたものである。
にコンデンサを設けたインバータが共通の負荷母線に対
し複数台並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換
器システムにおいて、上記インバータ間に流れる高調波
横流電流を検出し、この電流に応じた電圧を発生させる
電圧発生手段を設け、この電圧発生手段で発生した電圧
を上記並列運転インバータに設けられたコンデンサに供
給するようにしたものである。
この発明においては、電圧発生手段において並列運転
を行っているインバータの高調波横流電流を検出し、こ
れに比例した電圧を瞬時に発生し、この電圧を並列運転
インバータ間又は並列運転インバータに設けられたコン
デンサに供給するようにする。
を行っているインバータの高調波横流電流を検出し、こ
れに比例した電圧を瞬時に発生し、この電圧を並列運転
インバータ間又は並列運転インバータに設けられたコン
デンサに供給するようにする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図であって、
第１図において第３図〜第５図と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。インバータ装置
に関する主回路構成要素は500番台、制御回路構成要素
は600番以降の番号とし区別しており、これ等は電圧発
生手段を構成する。第１図において、（500）は並列運
転補助用のインバータ、（501），（502）はインバータ
（500）に接続され、交流フィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサ、（503）は１次側が上記交流フィルタ
に接続され、２次側がインバータ（1A）及び（1B）間に
挿入された変圧器、（504）はインバータ（500）に接続
された直流電源、（600）は負荷電流ILを検出する電流
センサ、（601）はインバータ（1A）の出力電流I1を検
出する電流センサである。（700）はインバータ（1A）
が分担すべき負荷電流を求める回路であり、ここでは同
容量のインバータが２台並列運転しているものとし、イ
ンバータ（１）が分担すべき負荷電流はIL/2となる。
（701）は減算器（800）を介して回路（700）に接続さ
れた高域通過フィルタ、（702）は高域通過フィルタ（7
01）に接続され、ゲインＫを持つ増幅回路、（703）は
増幅回路（702）に接続され、そのPWM出力をインバータ
（500）に供給するPWM変調回路である。
１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図であって、
第１図において第３図〜第５図と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。インバータ装置
に関する主回路構成要素は500番台、制御回路構成要素
は600番以降の番号とし区別しており、これ等は電圧発
生手段を構成する。第１図において、（500）は並列運
転補助用のインバータ、（501），（502）はインバータ
（500）に接続され、交流フィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサ、（503）は１次側が上記交流フィルタ
に接続され、２次側がインバータ（1A）及び（1B）間に
挿入された変圧器、（504）はインバータ（500）に接続
された直流電源、（600）は負荷電流ILを検出する電流
センサ、（601）はインバータ（1A）の出力電流I1を検
出する電流センサである。（700）はインバータ（1A）
が分担すべき負荷電流を求める回路であり、ここでは同
容量のインバータが２台並列運転しているものとし、イ
ンバータ（１）が分担すべき負荷電流はIL/2となる。
（701）は減算器（800）を介して回路（700）に接続さ
れた高域通過フィルタ、（702）は高域通過フィルタ（7
01）に接続され、ゲインＫを持つ増幅回路、（703）は
増幅回路（702）に接続され、そのPWM出力をインバータ
（500）に供給するPWM変調回路である。
次に、動作につてい説明する。
インバータ（1A）が分担すべき負荷電流IL/2からイン
バータ（1A）の出力電流I1を減算器（800）で減じた信
号△I1を求め、これを高域通過フィルタ（701）に入力
し、信号△I1Hを得る。信号△I1Hはインバータ（1A）と
インバータ（1B）間に流れる高調波横流である。信号△
I1Hを増幅回路（702）にてＫ倍し、信号Ｋ・△I1HをPWM
変調回路（703）に与える。PWM変調回路（703）は信号
Ｋ・△I1Hに基づいてパルス幅変調を行い、そのPWM出力
をインバータ（500）に供給する。インバータ（500）は
15次程度の電圧を瞬時に発生できるような高周波スイッ
チング素子で構成され、信号Ｋ・△I1Hを瞬時に発生
し、リアクトル（501）、コンデンサ（502）から構成さ
れる交流フィルタにて、スイッチング周波数の成分のみ
除去し、変圧器（503）にてＫ・△I1Hの電圧をインバー
タ（1A）とインバータ（1B）の間に供給する。
バータ（1A）の出力電流I1を減算器（800）で減じた信
号△I1を求め、これを高域通過フィルタ（701）に入力
し、信号△I1Hを得る。信号△I1Hはインバータ（1A）と
インバータ（1B）間に流れる高調波横流である。信号△
I1Hを増幅回路（702）にてＫ倍し、信号Ｋ・△I1HをPWM
変調回路（703）に与える。PWM変調回路（703）は信号
Ｋ・△I1Hに基づいてパルス幅変調を行い、そのPWM出力
をインバータ（500）に供給する。インバータ（500）は
15次程度の電圧を瞬時に発生できるような高周波スイッ
チング素子で構成され、信号Ｋ・△I1Hを瞬時に発生
し、リアクトル（501）、コンデンサ（502）から構成さ
れる交流フィルタにて、スイッチング周波数の成分のみ
除去し、変圧器（503）にてＫ・△I1Hの電圧をインバー
タ（1A）とインバータ（1B）の間に供給する。
従って、変圧器（503）の発生電圧は、高調波横流に
は抵抗値Ｋとして、基本波には抵抗値零として動作す
る。よって、コンデンサ（3A），（3B）（キヤパスタン
ス値CPA,CPB）と配線のインダクタンス（７）（値
Ｌ）、抵抗（８）（値Ｒ）によって形成される回路の伝
達関数は高周波領域では（２）式となる。
は抵抗値Ｋとして、基本波には抵抗値零として動作す
る。よって、コンデンサ（3A），（3B）（キヤパスタン
ス値CPA,CPB）と配線のインダクタンス（７）（値
Ｌ）、抵抗（８）（値Ｒ）によって形成される回路の伝
達関数は高周波領域では（２）式となる。
また、固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。
Ｋ＝0.22とすると、ζ＝0.7となり、高周波領域では
制動的な回路となり、インバータ（1A）とインバータ
（1B）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM制御
方法などが異なっても、共振現象を起こさずに安定に並
列運動を行うことができる。
制動的な回路となり、インバータ（1A）とインバータ
（1B）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM制御
方法などが異なっても、共振現象を起こさずに安定に並
列運動を行うことができる。
第２図はこの発明の他の実施例を示す回路構成図であ
って、第２図において、第１図と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施例では変
圧器（503）の２次側を交流出力フィルタ用コンデンサ
（3A）に直列に接続する。そして、第１図同様インバー
タ（500）で発生した信号Ｋ・△I1Hをリアクトル（50
1）、コンデンサ（502）から構成される交流フィルタに
て、スイッチング周波数の成分のみ除去し、変圧器（50
3）にてＫ・△I1Hの電圧をインバータ（1A）の交流出力
フィルタ用コンデンサ（3A）に供給する。
って、第２図において、第１図と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施例では変
圧器（503）の２次側を交流出力フィルタ用コンデンサ
（3A）に直列に接続する。そして、第１図同様インバー
タ（500）で発生した信号Ｋ・△I1Hをリアクトル（50
1）、コンデンサ（502）から構成される交流フィルタに
て、スイッチング周波数の成分のみ除去し、変圧器（50
3）にてＫ・△I1Hの電圧をインバータ（1A）の交流出力
フィルタ用コンデンサ（3A）に供給する。
従って、この場合も変圧器（503）の発生電圧は、高
調波横流には抵抗値Ｋとして、基本波には抵抗値零とし
て動作する。よって、コンデンサ（3A），（3B）（キャ
パシタンス値CPA,CPB）と配線のインダクタンス（７）
（値Ｌ）、抵抗（８）（値Ｒ）によつて形成される回路
の伝達関数は高周波領域では（３）式となる。
調波横流には抵抗値Ｋとして、基本波には抵抗値零とし
て動作する。よって、コンデンサ（3A），（3B）（キャ
パシタンス値CPA,CPB）と配線のインダクタンス（７）
（値Ｌ）、抵抗（８）（値Ｒ）によつて形成される回路
の伝達関数は高周波領域では（３）式となる。
固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。
Ｋ＝0.22とすると、ζ＝0.7となり、高周波領域では
制動的な回路となり、インバータ（1A）とインバータ
（1B）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM制御
方法などが異なっても、共振現象を起こさずに安定に並
列運動を行うことができる。
制動的な回路となり、インバータ（1A）とインバータ
（1B）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、PWM制御
方法などが異なっても、共振現象を起こさずに安定に並
列運動を行うことができる。
なお、上記各実施例において、電圧波形が歪んでいる
商用電源とインバータを並列運転する場合でも、上述の
電圧発生手段例えば並列運転補助用インバータ等を用い
ることによって、共振現象を起こさずに安定に運転する
ことができる。
商用電源とインバータを並列運転する場合でも、上述の
電圧発生手段例えば並列運転補助用インバータ等を用い
ることによって、共振現象を起こさずに安定に運転する
ことができる。
以上のように、この発明によれば、複数のインバータ
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間
に流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電
圧を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段
で発生した電圧を上記並列運転インバータ間または並列
運転インバータに設けられたコンデンサに供給するよう
にしたので、高調波横流電流を抑制し、安定に並列運転
を行えるという効果を奏する。
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間
に流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電
圧を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段
で発生した電圧を上記並列運転インバータ間または並列
運転インバータに設けられたコンデンサに供給するよう
にしたので、高調波横流電流を抑制し、安定に並列運転
を行えるという効果を奏する。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
はこの発明の他の実施例を示す回路構成図、第３図は従
来のインバータ装置を示すブロック図、第４図はインバ
ータの並列運転における共振現象を説明するための回路
図、第５図はインバータの並列運転における共振現象の
伝達関数を説明するための回路図である。 図において、（1A），（1B）はインバータ、（2A），
（2B）、（501）はリアクトル、（3A），（3B），（50
2）はコンデンサ、（５）は負荷母線、（６）は負荷、
（500）は並列運転補助用インバータ、（503）は変圧
器、（504）は直流電源、（600），（601）は電流セン
サ、（700）は負荷電流検出回路、（701）は高域通過フ
ィルタ、（702）は増幅回路、（703）はPWM変調回路、
（800）は減算器である。 なお、図中同一符号は、同一または相当部分を示す。
はこの発明の他の実施例を示す回路構成図、第３図は従
来のインバータ装置を示すブロック図、第４図はインバ
ータの並列運転における共振現象を説明するための回路
図、第５図はインバータの並列運転における共振現象の
伝達関数を説明するための回路図である。 図において、（1A），（1B）はインバータ、（2A），
（2B）、（501）はリアクトル、（3A），（3B），（50
2）はコンデンサ、（５）は負荷母線、（６）は負荷、
（500）は並列運転補助用インバータ、（503）は変圧
器、（504）は直流電源、（600），（601）は電流セン
サ、（700）は負荷電流検出回路、（701）は高域通過フ
ィルタ、（702）は増幅回路、（703）はPWM変調回路、
（800）は減算器である。 なお、図中同一符号は、同一または相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−298960（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−206418（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−141132（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−15671（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】複数のインバータが共通の負荷母線に対し
並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換器システ
ムにおいて、 上記インバータ間に流れる高調波横流電流を検出し、こ
の電流に応じた電圧を発生させる電圧発生手段を設け、 この電圧発生手段で発生した電圧を上記並列運転インバ
ータ間に供給するようにしたことを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項２】出力に並列にコンデンサを設けたインバー
タが共通の負荷母線に対し複数台並列運転し、負荷電力
を分担して供給する変換器システムにおいて、 上記インバータ間に流れる高調波横流電流を検出し、こ
の電流に応じた電圧を発生させる電圧発生手段を設け、 この電圧発生手段で発生した電圧を上記並列運転インバ
ータに設けられたコンデンサに供給するようにしたこと
を特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20508790A JP3167314B2 (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20508790A JP3167314B2 (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0491628A JPH0491628A (ja) | 1992-03-25 |
| JP3167314B2 true JP3167314B2 (ja) | 2001-05-21 |
Family
ID=16501212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20508790A Expired - Fee Related JP3167314B2 (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3167314B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6410138B2 (en) | 1997-09-30 | 2002-06-25 | Kimberly-Clark Worldwide, Inc. | Crimped multicomponent filaments and spunbond webs made therefrom |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6882549B2 (en) * | 2001-03-21 | 2005-04-19 | Honeywell International Inc. | Active filter for power distribution system with selectable harmonic elimination |
| JP2006081317A (ja) * | 2004-09-09 | 2006-03-23 | Yokohama National Univ | 電源の独立制御方法、電源の横電流抑制方法、電源の独立制御システム、独立制御電源、電源の制御プログラム |
-
1990
- 1990-08-03 JP JP20508790A patent/JP3167314B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6410138B2 (en) | 1997-09-30 | 2002-06-25 | Kimberly-Clark Worldwide, Inc. | Crimped multicomponent filaments and spunbond webs made therefrom |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0491628A (ja) | 1992-03-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0372109B1 (en) | Reactive power controller | |
| EP0307719B1 (en) | Power source apparatus | |
| JP2714195B2 (ja) | 電圧変動及び高調波の抑制装置 | |
| JP3167314B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH08331860A (ja) | 電力変換装置 | |
| TW201824721A (zh) | 電源裝置、及電源裝置的控制方法 | |
| JP2001128462A (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JP3133772B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH11164481A (ja) | アクティブフィルタの制御方法 | |
| JP3423858B2 (ja) | パッシブフィルタのダンピング回路 | |
| JPH0748951B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0744841B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| JP2914127B2 (ja) | パルス幅変調電力変換器の制御回路 | |
| JPH04334930A (ja) | 直列形アクティブフィルタ | |
| JP2783069B2 (ja) | 電力変換器 | |
| JP2658620B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| JPH0713400Y2 (ja) | 電源装置のアクティブフィルタ | |
| JP3302161B2 (ja) | モータ駆動システム | |
| JPH11275761A (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| JPH06245387A (ja) | 系統連系制御方法及びシステム回路装置 | |
| JPS63245268A (ja) | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 | |
| JPS6295964A (ja) | エレベ−タの制御装置 | |
| JPH0419796B2 (ja) | ||
| JP3162578B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH01174274A (ja) | 電力変換装置とその制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |