JPH0491628A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置、特に、複数台のインバータ
の並列運転、或は複数台のインバータと商用電源の並列
運転を安定に行うように補助するインバータ装置に関す
るものである。

〔従来の技術〕

従来、インバータを他のインバータ、或は商用電源と並
列運転する場合、有効電力と無効電力に着目してインバ
ータの出力電圧を制御することにより、インバータ間の
横流、或はインバータと交流電源間の横流を抑制し、負
荷の分担を行っていた。

第３図は例えば、文献’Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｒｅｃ
ｏｒｄ　ｏｆｔｈｅ　１９８６１ＥＥＥ　Ｉｎｄｕｓｔ
ｒｙ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　５ｏｃｉｅｔｙ＾ｎ
ｎｕａｌ　Ｍｅｅｔｉｎｇ　Ｉ’！ａｒｔ　ＩＪ　ｐ　
、　５４４に示された従来のインバータ装置のブロック
図である８図において、（１）はインバータ、（２）、
　（３）は交流出力フィルタを構成するりアクドルとコ
ンデンサであり、これ等リアクトル（２）、コンデンサ
（３）は夫々インダクタンスＬＩＩ、静電容量Ｃｐを有
する。（４）はインバータ（１）に接続された直流電源
、（５）は負荷（６）の接続された負荷母線である。（
１００）は負荷電流ＩＬを検出する電流センサ、（１０
１）はインバータ（１）の出方電流■、を検出する電流
センサ、（１０２）はコンデンサ（３）の電圧を検出す
る電圧センサである。（２００）はインバータ（１）が
分担すべき負荷電流を求める回路であり、ここでは同容
量のインバータがｎ台並列運転しているものとし、イン
バータ（１）が分担すべき負荷電流はＩ＋−／ｎ　　と
なる。（２０１）は分担すべき負荷電流とインバータ（
１）の出力電流の差△■を求める回路、（２０２）は差
△１に含まれる無効電流分△Ｑの制御回路、（２０３）
は差△Ｉに含まれる有効電流分△Ｐの制御回路、（２０
４）は電圧制御回路（ＶＣ）、（２０５）は位相制御回
路（ＰＬＬ）　、（２０６）は発振器（ＯＳＣ＞　、（
２０７）　４ｉＰＷＮ変調回路、（３００）［［Ｉ算器
、（３０１）は加減算器である。

次に、動作について説明する。

インバータ（１）は直流電源（４）の電圧を矩形波状の
交流電圧に変換し、この交流電圧はりアクドル〈２）と
コンデンサ（３）により高調波が除去され、正弦波状の
電圧が得られる。負荷母線（５）には０台のインバータ
が接続され、負荷（６）に給電している。回路（Ｚｏｏ
）、　（２０１）より求めた、インバータ（１）の分担
すべき負荷電流と出力電流の差△Ｉが定常的に零になれ
ば、インバータ（１）は安定に並列運転を行っているこ
とになる。差△Ｉは有効分と無効分に分解して、無効分
は電圧の振幅を、有効分は位相を操作することにより制
御できる。この原理自体は本発明に直接関係ないので説
明を省略する。制御回路（２０２）は、差△工の無効分
に応じて電圧指令値補正信号Ｖ、を出力する比例積分型
の制御回路である。その出力Ｖ、は加減算器（３００）
において、電圧指令値Ｖ、、に加算され、電圧指令値を
操作するようにふるまう、電圧制御回路（２０４）は、
フィードパｊツク電圧■、がＶ、＋Ｖ。

と等しくなるように動作する。制御回路（２０３）は、
差ΔＩの有効分に応じて位相補正信号θ２を出力する比
例積分型の制御回路である。位相制御回路（２０５）は
位相補正信号θ２を入力とし、インバータ（１）の出力
電圧が負荷母線（５）の電圧より位相補正信号θ２だけ
進み位相となるような周波数補正信号ｆｐを出力する。

周波数補正信号ｆ、は加算器（３０１）においてインバ
ータの基本波出力周波数ｆＯと加算され、発振器＜２０
６）に入力される。

発振器（２０６）の周波数指令と電圧制御回路（２０４
）の電圧振幅指令により、ＰＩＩＩＮ変調回路（２０７
）はインバータ（１）が指令値に基づいた基本波を含む
矩形波状の交流電圧を発生するようパルス幅変調を行う
、従って、インバータ（１）の出方電圧は、差６丁の無
効分が零になるよう振幅を操作されるとともに、差△Ｉ
の有効分が零になるよう位相も操作されるので、定常的
にΔＩは零となり安定に並列運転が行われる。

第４図は上記の並列運転用制御回路を持つインバータを
２台並列運転している場合の回路図である。（１＾）、
　（ＩＢ）は矩形波状の交流電圧を発生するインバータ
、（ア）は配線のインダクタンス（その値Ｌ　）　、（
８）は配線の抵抗（その値Ｒ）である。

ここで、リアクトル（２＾＞、　（２Ｂ）のインダクタ
ンス値ＬｍＡ、Ｌｓｓを０．１５．、、コンデンサ（３
＾）、　（３Ｂ）のキャパシタンス値Ｃ□＋　ｃｐｓを
０．４ｐｕ、配線のインダクタンス（７）の値りと抵抗
（８）の値Ｒをそれぞれ０．０１．ｕと仮定する。これ
らの定数は、インバータ（１）がパワートランジスタな
どで構成され、１〜２ｋＨｚ程度のスイッチング周波数
で動作している場合に用いられる実用的なものである。

このとき、コンデンサ（３Ａ）、　（３Ｂ）と配線のイ
ンダクタンス（７）、抵抗（８）によって形成される回
路は、共振次数が高く振動的となる。簡単に求めるため
、リアクトル（２＾）、　（２Ｂ）を省略した第５図の
回路にて、伝達間数を求める。リアクトル（２＾）、　
（２Ｂ）のインダクタンス値Ｌ　ａＡ、　ＬＪＩｍは配
線のインダクタンス（７）の値りの１５倍であるので、
コンデンサ間の共振現象を検討するには、第５図で十分
である。伝達間数は、（１）式となる。

丈な、固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。

め＝１／Ｆ〒＝で了＝　１５．８ ζ＝号・Ｒ・「で刀Ｌ　＝　０．０３ （１）式より、第５図の回路は１５次付近で振動的であ
ることがわかる。

従って、インバータ（１＾＞、　（１Ｂ）の出力電圧に
１５次付近の高調波成分が含まれていた場合は、コンデ
ンサ（３＾）、　（３Ｂ）間に共振電流が流れ、負荷母
線（５）の電圧が歪む。また、この共振電流は発散し、
インバータ装置の過負荷保護が動作し負荷への給電を停
止する。この共振現象を避けるためには、インバータ（
１＾）、　（ＩＢ）の出力電圧が、同一の矩形波状電圧
を出力し、リアクトル（２＾）、　（２Ｂ）のインダク
タンス値Ｌ　ｓＡｔ　Ｌｓｍ、コンデンサ（３＾）。

（３Ｂ）のキャパシタンス値ＣｐＡ、Ｃ□を揃え、１５
次付近の高調波成分が互いに打ち消し合うようにする必
要があった。

この共振に関しては、インバータとインバータの並列運
転だけでなく、インバータと商用電源の並列運転時にも
、商用を源電圧が歪んでおり、１５次程度の高調波成分
を含む場合は、同様の現象が起こる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のインバータ装置は以上のように構成されていたの
で、インバータを他のインバータと並列運転する場合は
、フィルタ用コンデンサ間の共振現象を避けるために、
同一の矩形波状電圧を出力し、主回路定数を等しくする
必要があった。即ち、同種のインバータ装置は並列運転
可能であるが、主回路構成、主回路定数、直流電圧、２
ｗＮ制御方法などが異なるインバータを並列運転するこ
とは容易ではなかった。

また、電圧波形が歪んでいる商用電源とインバータの並
列運転も、共振現象を起こすという問題があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、主回路構成、主回路定数、直流電圧、Ｐｊｌ
Ｎ制御方法などが異なるインバータの並列運転、電圧波
形が歪んでいる商用電源とインバータの並列運転を共振
現象を起こさずに安定に行うことができるインバータ装
置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るインバータ装置は、複数のインバータが
共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して
供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間に
流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電圧
を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段で
発生した電圧を上記並列運転インバータ間に供給するよ
うにしたものである。

また、この発明に係るインバータ装置は、出力に並列に
コンデンサを設けたインバータが共通の負荷母線に対し
複数台並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換器
システムにおいて、上記インバータ間に流れる高調波横
流電流を検出し、この電流に応じた電圧を発生させる電
圧発生手段を設け、この電圧発生手段で発生した電圧を
上記並列運転インバータに設けられたコンデンサに供給
するようにしたものである。

〔作　用〕

この発明においては、電圧検出手段において並列運転を
行っているインバータの高調波横流電流を検出し、これ
に比例した電圧を瞬時に発生し、この電圧を並列運転イ
ンバータ間又は並列運転インバータに設けられたコンデ
ンサに供給するようにする。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路構成図であって、第
１図において第３図〜第５図と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。インバータ装置に
関する主回路構成要素は５００番台、制御回路構成要素
は６００番以降の番号とし区別しており、これ等は電圧
検出手段を構成する。第１図において、（ＳＯＯ）は並
列運転補助用のインバータ、（５０１）、　（５０２）
はインバータ（５００）に接続され、交流フィルタを構
成するりアクドルとコンデンサ、（５０３）は１次側が
上記交流フィルタに接続され、２次側がインバータ（１
＾）及び（ＩＢ）間に挿入された変圧器、（５０４）は
インバータ（５００）に接続された直流電源、（６００
）は負荷電流ＴＬを検出する電流センナ、（８０１）は
インバータ（１＾）の出力電流１１を検出する電流セン
サである。（７００）はインバータ（１＾）が分担すべ
き負荷電流を求める回路であり、ここでは同容量のイン
バータが２台並列運転しているものとし、インバータ（
１）が分担すべき負荷電流はＩＬ／２　　となる。（７
０１）は減算器（８００）を介して回路（７００）に接
続された高域通過フィルタ、（７０２）は高域通過フィ
ルタ（７０１）に接続され、ゲインＫを持つ増幅回路、
（７０３）は増幅回路（７０２）に接続され、そのＰＭ
Ｎ出力をインバータ（５００）に供給するＰＩＩＩＮ変
調回路である。

次に、動作にってい説明する。

インバータ（１＾）が分担すべき負荷を流ＩＬ／２から
インバータ（１＾）の出力電流１．を減算器（８００）
で減じた信号△Ｉ、を求め、これを高域通過フィルタ（
７０１）に入力し、信号ΔＩＩＭを得る。信号△Ｉｌａ
はインバータ（１＾）とインバータ（ＩＢ）ｒＨＩに流
れる高調波横流である。信号△■、Ｈを増幅回路（７０
２）にてに倍し、信号Ｋ・△Ｉ　ＩＮをＦＩＩＭ変調回
路（７０３）に与える。ＰＷＭ変調回路（７０３）は信
号Ｋ・Δ■１１１に基づいてパルス幅変調を行い、その
Ｐｉ１Ｍ出力をインバータ（５００）に供給する。イン
バータ（５００）は１５次程度の電圧を瞬時に発生でき
るような高周波スイッチング素子で構成され、信号Ｋ　
△１１．ｌを瞬時に発生し、リアクトル（５０１）、コ
ンデンサ（５０２）から構成される交流フィルタにて、
スイッチング周波数の成分のみ除去し、変圧器（５０３
）にてＫ・△ＩＩＮの電圧をインバータ（１＾）とイン
バータ（ＩＢ）の間に供給する。

従って、変圧器（５０３）の発生電圧は、高調波横流に
は抵抗値にとして、基本波には抵抗値零として動作する
。よって、コンデンサ（３＾）、　（３Ｂ）　（キャパ
シタンス値ＣｐＡ、Ｃｐ＠）と配線のインダクタンス（
７）（値し）、抵抗（８）（値Ｒ）によって形成される
回路の伝達関数は高周波領域では〈２）式となる。

また、固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。

ω＝　１　／　Ｆ［７］＝　１５　、８ζ＝号・（Ｒ＋
Ｋ）・ＦＥＴ「 に＝０．２２とすると、ζミ０，７となり、高周波領域
では制動的な回路となり、インバータ（１＾）とインバ
ータ（ＩＢ）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、Ｐ
ＩＩＩＮ制御方法などが異なっても、共振現象を起こさ
ずに安定に並列運動を行うことができる。

第２図はこの発明の他の実施例を示す回路構成図であっ
て、第２図において、第１図と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する０本実施例では変圧
器（５０３）の２次側を交流出力フィルタ用コンデンサ
（３＾）に直列に接続する。

そして、第１図同様インバータ（５００）で発生した信
号Ｋ・△ＩＩＮをリアクトル（５０１）　、コンデンサ
（５０２）から構成される交流フィルタにて、スイッチ
ング周波数の成分のみ除去し、変圧器（５０３）にてＫ
・ΔＩＩＮの電圧をインバータ（１＾）の交流出力フィ
ルタ用コンデンサ（３＾）に供給する。

従って、この場合も変圧器（５０３）の発生電圧は、高
調波横流には抵抗値にとして、基本波には抵抗値零とし
て動作する。よって、コンデンサ（３＾）。

（３Ｂ）　（キャパシタンス値Ｃ，Ａ、　Ｃ，、）と配
線のインダクタンス（７）（値し）、抵抗（８）（値Ｒ
）によって形成される回路の伝達関数は高周波領域では
（３）式となる。

固有周波数ωと減衰係数ζは次のようになる。

ｏ＝１／Ｆ「７了＝　１５．８ ζ＝と・（Ｒ十Ｋ）・Ｆでフτ に＝０．２２とすると、ζ＝０．７となり、高周波領域
では制動的な回路となり、インバータ（１＾）とインバ
ータ（ＩＢ）の主回路構成、主回路定数、直流電圧、Ｐ
ＩＩＩＮ制御方法などが異なっても、共振現象を起こさ
ずに安定に並列運動を行うことができる。

なお、上記各実施例において、電圧波形が歪んでいる商
用電源とインバータを並列運転する場合でも、上述の電
圧検出手段例えば並列運転補助用インバータ等を用いる
ことによって、共振現象を起こさずに安定に運転するこ
とができる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、複数のインバータが
共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して
供給する変換器システムにおいて、上記インバータ間に
流れる高調波横流電流を検出し、この電流に応じた電圧
を発生させる電圧発生手段を設け、この電圧発生手段で
発生した電圧を上記並列運転インバータ間または並列運
転インバータに設けられたコンデンサに供給するように
したので、高調波横流電流を抑制し、安定に並列運転を
行えるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
はこの発明の他の実施例を示す回路構成図、第３図は従
来のインバータ装置を示すプロ・ンク図、第４図はイン
バータの並列運転における共振現象を説明するための回
路図、第５図はインバータの並列運転における共振現象
の伝達関数を説明するための回路図である。 図において、（１＾＞、　（ＩＢ）はインバータ、（２
＾）。 （２Ｂ）、（５０１）はりアクドル、（３＾）、　（３
Ｂ）、　（５０２）はコンデンサ、（５）は負荷母線、
（６）は負荷、（５００）は並列運転補助用インバータ
、（５０３）は変圧器、（５０４）は直流電源、（６０
０）、　（６０１）は電流センサ、（７００）は負荷電
流検出回路、（７０１）は高域通過フィルタ、（７０２
）は増幅回路、（７０３）はＰＷＭ変調回路、（８００
）は減算器である。 なお、図中同一符号は、同一または相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数のインバータが共通の負荷母線に対し並列運
   転し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにお
   いて、 上記インバータ間に流れる高調波横流電流を検出し、こ
   の電流に応じた電圧を発生させる電圧発生手段を設け、 この電圧発生手段で発生した電圧を上記並列運転インバ
   ータ間に供給するようにしたことを特徴とするインバー
   タ装置。
2. （２）出力に並列にコンデンサを設けたインバータが共
   通の負荷母線に対し複数台並列運転し、負荷電力を分担
   して供給する変換器システムにおいて、 上記インバータ間に流れる高調波横流電流を検出し、こ
   の電流に応じた電圧を発生させる電圧発生手段を設け、 この電圧発生手段で発生した電圧を上記並列運転インバ
   ータに設けられたコンデンサに供給するようにしたこと
   を特徴とするインバータ装置。