JP2878779B2 - パッシブ併用アクティブフィルタ - Google Patents
パッシブ併用アクティブフィルタInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源系統に負荷設備に並列接続され、負荷へ
流入する高周波電流を電源系統へ補償するアクティブフ
ィルタ、特にパッシブ併用アクティブフィルタに関する
ものである。
流入する高周波電流を電源系統へ補償するアクティブフ
ィルタ、特にパッシブ併用アクティブフィルタに関する
ものである。
高速形のスイッチング素子からなる三相PWMコンバー
タ（以下単にコンバータという）、このコンバータの交
流側に直列に電源系統に接続されるスイッチングリップ
ル抑制作用を行うアクトル、コンバータの直流端子間に
接続される直流コンデンサ等を基本構成としたアクティ
ブフィルタは、昭和61年８月に日本自動制御協会発行の
「システムと制御」誌Vol30,No8に掲載された記事「電
力用アクティブフィルタの原理と制御法」等でも解説さ
れている通り公知である。これを第４図および第５図を
参照して説明する。
タ（以下単にコンバータという）、このコンバータの交
流側に直列に電源系統に接続されるスイッチングリップ
ル抑制作用を行うアクトル、コンバータの直流端子間に
接続される直流コンデンサ等を基本構成としたアクティ
ブフィルタは、昭和61年８月に日本自動制御協会発行の
「システムと制御」誌Vol30,No8に掲載された記事「電
力用アクティブフィルタの原理と制御法」等でも解説さ
れている通り公知である。これを第４図および第５図を
参照して説明する。
第４図は従来のアクティブフィルタを有する三相交流
系を示す単線結線図である。
系を示す単線結線図である。
系統電源１は系統インピーダンス２および交流リアク
トル３を介してサイリスタレオナード装置等の負荷４に
電力を供給しており、系統ラインには高調波電流が流れ
る。
トル３を介してサイリスタレオナード装置等の負荷４に
電力を供給しており、系統ラインには高調波電流が流れ
る。
この交流リアクトル３の電源側に、負荷４に並列にス
イッチングリップル抑制のためのリアクトル５を介して
コンバータ７が、また高次フィルタ６が接続され、コン
バータ７の直流側に直流コンデンサ８が接続されてい
る。ここに、高次フィルタ６はコンデンサ，抵抗および
リアクトルから構成される。
イッチングリップル抑制のためのリアクトル５を介して
コンバータ７が、また高次フィルタ６が接続され、コン
バータ７の直流側に直流コンデンサ８が接続されてい
る。ここに、高次フィルタ６はコンデンサ，抵抗および
リアクトルから構成される。
そして、コンバータ７はオンオフ可能なスイッチング
素子はそれぞれ逆並列接続されたダイオードとともに三
相ブリッジ回路として構成され、第５図に示す制御装置
で生成されるトリガ信号VGにより高調波補償を行うもの
である。
素子はそれぞれ逆並列接続されたダイオードとともに三
相ブリッジ回路として構成され、第５図に示す制御装置
で生成されるトリガ信号VGにより高調波補償を行うもの
である。
なお、コンバータ７の交流側に直列に挿入されたリア
クトル５はコンバータ７の電流の立ち上がりを制御する
ためのものであり、高次フィルタ６はコンバータ７のス
イッチングリップル電流を電源側に流さないようにする
ためのものであり、直流コンデンサ８はコンバータ７の
直流側の電圧を安定化させるためのものである。
クトル５はコンバータ７の電流の立ち上がりを制御する
ためのものであり、高次フィルタ６はコンバータ７のス
イッチングリップル電流を電源側に流さないようにする
ためのものであり、直流コンデンサ８はコンバータ７の
直流側の電圧を安定化させるためのものである。
かように従来のアクティブフィルタは、コンバータ7,
リアクトル5,高次フィルタ6,直流コンデンサ８およびコ
ンバータ７のスイッチング素子をオンオフするための制
御装置から構成されたものである。
リアクトル5,高次フィルタ6,直流コンデンサ８およびコ
ンバータ７のスイッチング素子をオンオフするための制
御装置から構成されたものである。
いま、負荷４に流入する負荷電流をiLU,iLV,iLW、ア
クティブフィルタに流入する電流をiCU,iCV,iCW、高次
フィルタ６に流入する電流をiFU,iFV,iFWとすると、系
統電源１には負荷電流，補償電流，フィルタ電流をそれ
ぞれの相でベクトル的に加算した電流（iLU＋iCU＋
iFU），（iLV＋iCV＋iFV），（iLW＋iCW＋iFW）が流れ
る。したがって、アクティブフィルタに流入する電流
（iCU＋iFU），（iCV＋iFV），（iCW＋iFW）は、それぞ
れ負荷電流iLU,iLV,iLWの高調波成分を打ち消す成分と
なっていればよい。
クティブフィルタに流入する電流をiCU,iCV,iCW、高次
フィルタ６に流入する電流をiFU,iFV,iFWとすると、系
統電源１には負荷電流，補償電流，フィルタ電流をそれ
ぞれの相でベクトル的に加算した電流（iLU＋iCU＋
iFU），（iLV＋iCV＋iFV），（iLW＋iCW＋iFW）が流れ
る。したがって、アクティブフィルタに流入する電流
（iCU＋iFU），（iCV＋iFV），（iCW＋iFW）は、それぞ
れ負荷電流iLU,iLV,iLWの高調波成分を打ち消す成分と
なっていればよい。
上述の高周波補償を行うためにここで以下の如き三相
二相変換を行い、実電力および虚電力なる概念を導入し
ている。
二相変換を行い、実電力および虚電力なる概念を導入し
ている。
まず、つぎの式（１）〜式（３）を用いて三相の負荷
電流iLU,iLV,iLWおよび系統電圧eU,eV,eWを二相の電流
ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,eβに変換するものであ
る。
電流iLU,iLV,iLWおよび系統電圧eU,eV,eWを二相の電流
ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,eβに変換するものであ
る。
ここで〔Ｃ〕は三相〜二相の変換行列である。
この式（１）〜式（３）により求めた二相の電圧およ
び電流を使うと、式（４）により瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。
び電流を使うと、式（４）により瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。
これら瞬時電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力お
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑはつぎの式（５），（６）によりそれぞれ直
流分，と交流分，に分解される。
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑはつぎの式（５），（６）によりそれぞれ直
流分，と交流分，に分解される。
ｐ＝＋ ……（５） ｑ＝＋ ……（６） ここで、二相の負荷電流ｉＬα,iＬβの基本波分は直
流分，に、高調波分は交流分，に変換され、こ
れら直流分と交流分は一般にハイパスフィルタを通して
分離することができる。
流分，に、高調波分は交流分，に変換され、こ
れら直流分と交流分は一般にハイパスフィルタを通して
分離することができる。
つぎに、かくの如き原理に基づいて構成された制御装
置の一例を第５図に示すブロック図により説明する。
置の一例を第５図に示すブロック図により説明する。
すなわち、電力演算回路101は系統電圧eU,eV,eWと負
荷電流iLU,iLV,iLWの検出値から、式（１）〜式（４）
により瞬時実電力p1および虚電力q1を演算し、これらの
ハイパスフィルタ102へ送る。
荷電流iLU,iLV,iLWの検出値から、式（１）〜式（４）
により瞬時実電力p1および虚電力q1を演算し、これらの
ハイパスフィルタ102へ送る。
ハイパスフィルタ102はこれから直流分を除去して、
瞬時実電力の交流分 および瞬時虚電力の交流分 を符号反転回路103へ送出する。符号反転回路103はこれ
らの符号を反転し、実電力指令信号▲ｐ＊ １▼および虚
電力指令信号▲ｑ＊ １▼として電流指令値演算回路104
へ出力する。
瞬時実電力の交流分 および瞬時虚電力の交流分 を符号反転回路103へ送出する。符号反転回路103はこれ
らの符号を反転し、実電力指令信号▲ｐ＊ １▼および虚
電力指令信号▲ｑ＊ １▼として電流指令値演算回路104
へ出力する。
これらは電流指令演算回路104において生成する電流
指令信号の原形をなすものである。すなわち、式（７）
により得られる実電力指令信号▲ｐ＊ １▼を基に高調波
有効電力が制御され、式（８）により得られる虚電力指
令信号▲ｑ＊ １▼を基に高調波無効電力が制御される。
指令信号の原形をなすものである。すなわち、式（７）
により得られる実電力指令信号▲ｐ＊ １▼を基に高調波
有効電力が制御され、式（８）により得られる虚電力指
令信号▲ｑ＊ １▼を基に高調波無効電力が制御される。
電流指令演算回路104は、実電力指令信号▲ｐ
＊ １▼，虚電力指令信号▲ｑ＊ １▼および系統電圧eU,e
V,eWを受けて、式（１）およびつぎの式（９）〜式（1
1）により、二相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を得、二相
〜三相変換を行って三相の電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,i
CW ＊を生成し、電流制御回路105へ出力する。
＊ １▼，虚電力指令信号▲ｑ＊ １▼および系統電圧eU,e
V,eWを受けて、式（１）およびつぎの式（９）〜式（1
1）により、二相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を得、二相
〜三相変換を行って三相の電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,i
CW ＊を生成し、電流制御回路105へ出力する。
ここで〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
電流制御回路105は、ヒステリシスコンバータを有し
て電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊と補償電流iCU,iCV,i
CWの検出値を比較し、電流指令信号に補償電流検出値が
追従する如く、コンバータ７のスイッチング素子のオン
オフを行うトリガ信号VGを生成するものである。
て電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊と補償電流iCU,iCV,i
CWの検出値を比較し、電流指令信号に補償電流検出値が
追従する如く、コンバータ７のスイッチング素子のオン
オフを行うトリガ信号VGを生成するものである。
かようにして、トリガ信号VGによってアクティブフィ
ルタの電流瞬時値制御が行われるものとなる。
ルタの電流瞬時値制御が行われるものとなる。
かくの如き従来装置においては、高次フィルタはコン
バータに流入するスイッチングリップル電流を吸収す
る。
バータに流入するスイッチングリップル電流を吸収す
る。
第６図は高次フィルタの周波数特性を示したものであ
り、CH,CH′は周波数特性線である。
り、CH,CH′は周波数特性線である。
すなわち、実用性周波数特性線CHの如き特性を有する
高次フィルタを用いても、通常スイッチングリップル電
流の吸収効果は十分でなかった。
高次フィルタを用いても、通常スイッチングリップル電
流の吸収効果は十分でなかった。
また、周波数特性線CH′の如き特性を有するものを使
用することにより、スイッチングリップル電流の吸収効
果を高める方法も考えられるが、これは点Ａの如き反共
振が増大するものとなり、補償電流が負荷電流の点Ａ付
近の高調波分を完全に補償した場合は良いが、そうでな
い場合には電流電源の高調波成分が拡大されて流れると
いう不具合があった。
用することにより、スイッチングリップル電流の吸収効
果を高める方法も考えられるが、これは点Ａの如き反共
振が増大するものとなり、補償電流が負荷電流の点Ａ付
近の高調波分を完全に補償した場合は良いが、そうでな
い場合には電流電源の高調波成分が拡大されて流れると
いう不具合があった。
さらに、負荷の電源側に接続された交流リアクトルが
小さい場合、負荷の転流時の電流の傾きが鋭くなるため
に、スイッチングリップル抑制用リアクトルを小さくし
なければならず、さらにはスイッチングリップル電流が
増大するという不具合も有していた。
小さい場合、負荷の転流時の電流の傾きが鋭くなるため
に、スイッチングリップル抑制用リアクトルを小さくし
なければならず、さらにはスイッチングリップル電流が
増大するという不具合も有していた。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであ
り、その具体的構成はつぎの如くである。
り、その具体的構成はつぎの如くである。
すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるも
のであって、第１のコンバータと、第１のコンバータの
交流側の各相に直列に挿入されたスイッチングリップル
抑制用リアクトルと、第１のコンバータの直流側端子間
に接続された第１の直流コンデンサと、スイッチングリ
ップル抑制用リアクトルと並列に接続された高次フィル
タと、高次フィルタと直列に一次側を接続されたスター
スター結線のトランスと、トランスの二次側に直列に接
続された第２のコンバータと、第２のコンバータの直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１のコ
ンバータの電流制御を行いかつ第２のコンバータの電圧
制御を行う制御装置を備えるとともに、さらにその制御
装置に、負荷電流の検出値と電源電圧を入力とする第１
の電力演算手段と、第１の電力を入力とする低次の第１
の電力交流分演算手段と、低次の第１電力交流分を入力
として符号反転する第１の電力指令値演算手段と、第１
の電力指令値と電源電圧を入力とする第１の電流指令値
演算手段と、第１の電流指令値と補償電流検出値を入力
として第１のコンバータのスイッチング指令を出力する
手段と、電源電流検出値と電源電圧を入力とする第２の
電力演算手段と、第２の電力を入力とする低次の第２の
電力交流分演算手段と、第２の電力交流分と電源電圧を
入力とする第２の電流値演算手段と、第２の電流指令値
を入力してゲイン倍する電圧指令信号出力手段と、三角
波キャリア電圧発生手段と、電圧指令信号と三角波キャ
リア電圧を比較して第２のコンバータのスイッチング指
令を出力する手段を備えてなるものである。
のであって、第１のコンバータと、第１のコンバータの
交流側の各相に直列に挿入されたスイッチングリップル
抑制用リアクトルと、第１のコンバータの直流側端子間
に接続された第１の直流コンデンサと、スイッチングリ
ップル抑制用リアクトルと並列に接続された高次フィル
タと、高次フィルタと直列に一次側を接続されたスター
スター結線のトランスと、トランスの二次側に直列に接
続された第２のコンバータと、第２のコンバータの直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１のコ
ンバータの電流制御を行いかつ第２のコンバータの電圧
制御を行う制御装置を備えるとともに、さらにその制御
装置に、負荷電流の検出値と電源電圧を入力とする第１
の電力演算手段と、第１の電力を入力とする低次の第１
の電力交流分演算手段と、低次の第１電力交流分を入力
として符号反転する第１の電力指令値演算手段と、第１
の電力指令値と電源電圧を入力とする第１の電流指令値
演算手段と、第１の電流指令値と補償電流検出値を入力
として第１のコンバータのスイッチング指令を出力する
手段と、電源電流検出値と電源電圧を入力とする第２の
電力演算手段と、第２の電力を入力とする低次の第２の
電力交流分演算手段と、第２の電力交流分と電源電圧を
入力とする第２の電流値演算手段と、第２の電流指令値
を入力してゲイン倍する電圧指令信号出力手段と、三角
波キャリア電圧発生手段と、電圧指令信号と三角波キャ
リア電圧を比較して第２のコンバータのスイッチング指
令を出力する手段を備えてなるものである。
かかる構成のパッシブ併用アクティブフィルタは、第
１のコンバータにより負荷電流の低次の高調波成分が補
償され、それより高次の高調波成分が高次フィルタによ
り吸収されるものとなる。その高次フィルタに接続され
た第２のコンバータで電源電流の高調波成分を阻止する
ことにより、電源電流を高次フィルタの基本波進相電流
と負荷の基本波電流だけにし得る。
１のコンバータにより負荷電流の低次の高調波成分が補
償され、それより高次の高調波成分が高次フィルタによ
り吸収されるものとなる。その高次フィルタに接続され
た第２のコンバータで電源電流の高調波成分を阻止する
ことにより、電源電流を高次フィルタの基本波進相電流
と負荷の基本波電流だけにし得る。
かように、第１のコンバータは基本波囲りの側帯波を
含む低次の高調波電流を補償し、高次フィルタは高次の
高調波電流を補償することができる。さらに、高次フィ
ルタの補償特性は系統インピーダンスの影響を受けず、
系統インピーダンスと高次フィルタ間の反共振を抑制
し、上位系統からの高調波電流の流入を阻止する能力を
有するものとなる。
含む低次の高調波電流を補償し、高次フィルタは高次の
高調波電流を補償することができる。さらに、高次フィ
ルタの補償特性は系統インピーダンスの影響を受けず、
系統インピーダンスと高次フィルタ間の反共振を抑制
し、上位系統からの高調波電流の流入を阻止する能力を
有するものとなる。
以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。
第１図および第２図は本発明が適用された一実施例の
要部構成を示す単線結線図およびその制御装置を示すブ
ロック図である。
要部構成を示す単線結線図およびその制御装置を示すブ
ロック図である。
第１図において、系統電源１は負荷４に系統インピー
ダンス２および交流リアクトル３を介して電力を供給し
ている。
ダンス２および交流リアクトル３を介して電力を供給し
ている。
この系統ラインの系統インピーダンス２の反電源側
に、リアクトル５および高次フィルタ６が交流リアクト
ル３に並列に接続されている。リアクトル５の各相の他
端にはコンバータ７の高流側が接続され、コンバータ７
の直流端子間に直流コンデンサ８が接続されている。
に、リアクトル５および高次フィルタ６が交流リアクト
ル３に並列に接続されている。リアクトル５の各相の他
端にはコンバータ７の高流側が接続され、コンバータ７
の直流端子間に直流コンデンサ８が接続されている。
高次フィルタ６はコンデンサ，抵抗およびリアクトル
から構成され、この高次フィルタ６の各相の他端にはス
タースター結線のトランス９の一次側巻線が接続され、
トランス９の二次側巻線にはコンバータ10の交流側が接
続されている。コンバータ10の直流端子間には直流コン
デンサ11が接続されてなる。
から構成され、この高次フィルタ６の各相の他端にはス
タースター結線のトランス９の一次側巻線が接続され、
トランス９の二次側巻線にはコンバータ10の交流側が接
続されている。コンバータ10の直流端子間には直流コン
デンサ11が接続されてなる。
ここで、コンバータ7,10はオンオフ可能なスイッチン
グ素子にそれぞれダイオードが逆並列接続された三相ブ
リッジ回路として接続され、これらは第２図に示す制御
装置で生成されたトリガ信号VG1,VG2により、スイッチ
ング素子がオンオフされて高調波制御を行うものであ
る。
グ素子にそれぞれダイオードが逆並列接続された三相ブ
リッジ回路として接続され、これらは第２図に示す制御
装置で生成されたトリガ信号VG1,VG2により、スイッチ
ング素子がオンオフされて高調波制御を行うものであ
る。
かくの如きパッシブ併用アクティブフィルタは、特に
リアクトル5,第１のコンバータ7,第１の交流コンデンサ
8,高次フィルタ6,トランス9,第２のコンバータ10および
第２の直流コンデンサと、第２図に示される制御装置を
主構成部となすものである。
リアクトル5,第１のコンバータ7,第１の交流コンデンサ
8,高次フィルタ6,トランス9,第２のコンバータ10および
第２の直流コンデンサと、第２図に示される制御装置を
主構成部となすものである。
さて、コンバータ7,リアクトル５および直流コンデン
サ８で構成される部分は、負荷４で発生する低次の高調
波を補償する。
サ８で構成される部分は、負荷４で発生する低次の高調
波を補償する。
そして、交流リアクトル３が小さい場合にも、第２図
に示した制御装置で生成される第１の電流指令値はなだ
らかなものとなるため、リアクトル５を小さくする必要
がなく、したがってコンバータ７のスイッチングによる
電流成分を抑えることができる。
に示した制御装置で生成される第１の電流指令値はなだ
らかなものとなるため、リアクトル５を小さくする必要
がなく、したがってコンバータ７のスイッチングによる
電流成分を抑えることができる。
また、第６図に示した如き周波数特性線CH′の特性を
有する高次フィルタ6,トランス9,コンバータ10および直
流コンデンサ11で構成される部分は、負荷４で発生する
高次の高調波を補償するとともに、トランス9,コンバー
タ10および直流コンデンサ11により、電源電流の高調波
成分を阻止するように高調波電圧を発生させるものであ
り、よって、高次フィルタ６が有していた反共振や上位
系統からの高調波電流の流入を抑制するものである。
有する高次フィルタ6,トランス9,コンバータ10および直
流コンデンサ11で構成される部分は、負荷４で発生する
高次の高調波を補償するとともに、トランス9,コンバー
タ10および直流コンデンサ11により、電源電流の高調波
成分を阻止するように高調波電圧を発生させるものであ
り、よって、高次フィルタ６が有していた反共振や上位
系統からの高調波電流の流入を抑制するものである。
そのため、第２図においては第１電力演算回路106は
系統電圧eU,eV,eWと負荷電流iLU,iLV,iLWの検出値から
式（１）〜式（４）にしたがって第１の瞬時実電力p1お
よびq1を演算し、これらはバンドパスフィルタ107へ送
る。
系統電圧eU,eV,eWと負荷電流iLU,iLV,iLWの検出値から
式（１）〜式（４）にしたがって第１の瞬時実電力p1お
よびq1を演算し、これらはバンドパスフィルタ107へ送
る。
バンドパスフィルタ107はこれから直流分および高次
交流分を除去して、第１の瞬時実電力の低次の交流分 および虚電力の低次の交流分 を符号反転回路103′へ送出する。符号反転回路103′は
これらの符号を反転し、第１の実電力指令信号p1 ＊およ
び第１の虚電力指令信号q1 ＊として第１電流指令演算回
路108へ出力する。
交流分を除去して、第１の瞬時実電力の低次の交流分 および虚電力の低次の交流分 を符号反転回路103′へ送出する。符号反転回路103′は
これらの符号を反転し、第１の実電力指令信号p1 ＊およ
び第１の虚電力指令信号q1 ＊として第１電流指令演算回
路108へ出力する。
第１電流指令演算回路108は、p1 ＊,q1 ＊および系統電
圧eU,eV,eWを受けて、式（１），式（９）〜式（10）を
用いることにより、電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊を
生成し、電流制御回路105′へ出力する。
圧eU,eV,eWを受けて、式（１），式（９）〜式（10）を
用いることにより、電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊を
生成し、電流制御回路105′へ出力する。
電流制御回路105′は第４図に示した電流制御回路105
と同様にしてトリガ信号VG1を得るものであり、補償電
流iCU,iCV,iCWが第１の電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊
に追従する如く、コンバータ７のスイッチング素子のオ
ンオフを行うトリガ信号VG1を出力する。
と同様にしてトリガ信号VG1を得るものであり、補償電
流iCU,iCV,iCWが第１の電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,iCW ＊
に追従する如く、コンバータ７のスイッチング素子のオ
ンオフを行うトリガ信号VG1を出力する。
つぎに、第２電力演算回路106′は、系統電圧eU,eV,e
Wと電源電流iSU,iSV,iSWの検出値から、式（１）〜式
（４）にしたがって第２の瞬時実電力p2および虚電力q2
を演算し、これらをバンドパスフィルタ107′へ送る。
Wと電源電流iSU,iSV,iSWの検出値から、式（１）〜式
（４）にしたがって第２の瞬時実電力p2および虚電力q2
を演算し、これらをバンドパスフィルタ107′へ送る。
バンドパスフィルタ107′はこれから直流分および高
次高調波分を除去して、第２の瞬時実電力の低次の交流
分 および虚電力の低次の交流分 を第２電流指令演算回路108′へ送出する。
次高調波分を除去して、第２の瞬時実電力の低次の交流
分 および虚電力の低次の交流分 を第２電流指令演算回路108′へ送出する。
第２電流指令演算回路108′は、 および系統電圧eU,eV,eWを受けて、式（１），式（９）
〜式（11）を用いることにより、第２の電流指令信号i
PU ＊,iPV ＊,iPW ＊を生成し、増幅回路109へ出力する。
増幅回路109はiPU ＊,iPV ＊,iPW ＊を入力し、ゲインＫ倍
して電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊を生成して電圧制御回
路111へ出力する。
〜式（11）を用いることにより、第２の電流指令信号i
PU ＊,iPV ＊,iPW ＊を生成し、増幅回路109へ出力する。
増幅回路109はiPU ＊,iPV ＊,iPW ＊を入力し、ゲインＫ倍
して電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊を生成して電圧制御回
路111へ出力する。
電圧制御回路111は、三角波発生回路110より出力され
る三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊
を入力し、これらの大きさを比較してコンバータ10のス
イッチング素子のオンオフを行うトリガ信号VG2を得る
ものである。
る三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊
を入力し、これらの大きさを比較してコンバータ10のス
イッチング素子のオンオフを行うトリガ信号VG2を得る
ものである。
よって、このようなコンバータ10は高調波電圧だけを
発生しているため、負荷４の高次高調波電流を打ち消す
高調波電流および高次フィルタ６の基本波進相電流が流
れるが、コンバータ10には基本波電圧がかからない。
発生しているため、負荷４の高次高調波電流を打ち消す
高調波電流および高次フィルタ６の基本波進相電流が流
れるが、コンバータ10には基本波電圧がかからない。
さらに第３図を参照して説明する。
上述した如く機能するパッジブ併用アクティブフィル
タは、負荷４の高調波に対しては第３図（ａ）の如き等
価回路で表わされるものであり、第６図に示した周波数
特性線CH′の如き高調波周波数特性のよい高次フィルタ
を採用できるために負荷４の高調波を補償し、コンバー
タ７で発生するスイッチングリップル電流を抑制でき
る。よって従来のものと異なり、基本波囲りの側帯波も
補償できる。
タは、負荷４の高調波に対しては第３図（ａ）の如き等
価回路で表わされるものであり、第６図に示した周波数
特性線CH′の如き高調波周波数特性のよい高次フィルタ
を採用できるために負荷４の高調波を補償し、コンバー
タ７で発生するスイッチングリップル電流を抑制でき
る。よって従来のものと異なり、基本波囲りの側帯波も
補償できる。
また、系統電源１の高調波電圧に対しては第３図
（ｂ）の如き等価回路で表わされるものであり、高次フ
ィルタ６の反共振や上位系統からの高調波電流の高次フ
ィルタ６への流入を抑制する。
（ｂ）の如き等価回路で表わされるものであり、高次フ
ィルタ６の反共振や上位系統からの高調波電流の高次フ
ィルタ６への流入を抑制する。
なお本説明では、第１の電流指令信号iCU ＊,iCV ＊,i
CW ＊等を演算するため、式（３）で示した変換行列およ
びその逆変換行列を用いたが、これに限定されるもので
はなく、例えば昭和58年電気学会発行の「半導体電力変
換研究会資料」,SPC83−36に掲載された「PWM制御電力
変換器による瞬時無効電流補償の一方法」に示された、
すなわちつぎの式（12）を用いるものであってもよい。
CW ＊等を演算するため、式（３）で示した変換行列およ
びその逆変換行列を用いたが、これに限定されるもので
はなく、例えば昭和58年電気学会発行の「半導体電力変
換研究会資料」,SPC83−36に掲載された「PWM制御電力
変換器による瞬時無効電流補償の一方法」に示された、
すなわちつぎの式（12）を用いるものであってもよい。
さらに、コンバータ10を用いた電圧制御を行うものと
したが、３台の単相のPWMコンバータによりそれぞれト
ランスを介して電圧制御を同様に行えることは明らかで
ある。
したが、３台の単相のPWMコンバータによりそれぞれト
ランスを介して電圧制御を同様に行えることは明らかで
ある。
さらにまた、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比
較するものとしたが、スタースター結線のトランスの電
圧検出値と電圧指令信号を比較することにより、コンバ
ータ10のスイッチング指令を生成するものであってもよ
い。
較するものとしたが、スタースター結線のトランスの電
圧検出値と電圧指令信号を比較することにより、コンバ
ータ10のスイッチング指令を生成するものであってもよ
い。
以上説明したように本発明によれば、第１のコンバー
タにより低次の高調波電流を補償し、高次フィルタおよ
び第２のコンバータにより高次の高調波電流の補償，高
次フィルタの反共振の抑制および高次フィルタへの上位
系統からの高調波電流の流入を抑制することができる。
タにより低次の高調波電流を補償し、高次フィルタおよ
び第２のコンバータにより高次の高調波電流の補償，高
次フィルタの反共振の抑制および高次フィルタへの上位
系統からの高調波電流の流入を抑制することができる。
また、第２のコンバータには基本波電圧がかからず、
負荷の高次高調波電流，第１のコンバータのスイッチン
グリップル電流および交流フィルタの進相電流しか流れ
ないため、第２のコンバータの容量および損失を小さく
でき、総合的な高調波抑制効果の優れた安価な装置を実
現できる。さらにまた、第１のコンバータは低次の高調
波電流のみを補償するため第１の電流指令信号をなだら
かなものとすることができるため、負荷の電源側に接続
されていた交流リアクトルそのものを除去し得るものと
なり、負荷の入力電圧の低減を解消できる。
負荷の高次高調波電流，第１のコンバータのスイッチン
グリップル電流および交流フィルタの進相電流しか流れ
ないため、第２のコンバータの容量および損失を小さく
でき、総合的な高調波抑制効果の優れた安価な装置を実
現できる。さらにまた、第１のコンバータは低次の高調
波電流のみを補償するため第１の電流指令信号をなだら
かなものとすることができるため、負荷の電源側に接続
されていた交流リアクトルそのものを除去し得るものと
なり、負荷の入力電圧の低減を解消できる。
第１図および第２図は本発明が適用された一実施例の要
部構成を示す単線結線図およびその制御装置の一例を示
すブロック図、第３図はパッシブ併用アクティブフィル
タの動作時の等価回路を示す図、第４図および第５図は
従来例のアクティブフィルタを有する三相交流系を示す
単線結線図およびその制御装置のブロック図、第６図は
高次フィルタの周波数特性を説明するため示した特性図
である。 １……系統電源、３……交流リアクトル、４……負荷、
５……リアクトル、６……高次フィルタ、7,10……三相
PWMコンバータ（コンバータ）、8,11……直流コンデン
サ、９……トランス、103,103′……符号反転回路、10
5,105′……電流制御回路、106……第１電力演算回路、
106′……第２電力演算回路、107,107′……バンドパス
フィルタ、108……第１電流指令演算回路、108′……第
２電流指令演算回路、109……増幅回路、110……三角波
発生回路、111……電圧制御回路。
部構成を示す単線結線図およびその制御装置の一例を示
すブロック図、第３図はパッシブ併用アクティブフィル
タの動作時の等価回路を示す図、第４図および第５図は
従来例のアクティブフィルタを有する三相交流系を示す
単線結線図およびその制御装置のブロック図、第６図は
高次フィルタの周波数特性を説明するため示した特性図
である。 １……系統電源、３……交流リアクトル、４……負荷、
５……リアクトル、６……高次フィルタ、7,10……三相
PWMコンバータ（コンバータ）、8,11……直流コンデン
サ、９……トランス、103,103′……符号反転回路、10
5,105′……電流制御回路、106……第１電力演算回路、
106′……第２電力演算回路、107,107′……バンドパス
フィルタ、108……第１電流指令演算回路、108′……第
２電流指令演算回路、109……増幅回路、110……三角波
発生回路、111……電圧制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続される高
調波抑制装置であって、第１の三相PWMコンバータと、
該第１の三相PWMコンバータの交流側の各相に直列に挿
入されるスイッチングリップル抑制のためのリアクトル
と、前記第１の三相PWMコンバータの直流側端子間に接
続される第１の直流コンデンサと、前記リアクトルと並
列に接続された高次フィルタと、該高次フィルタと直列
に一次側を接続されたスタースター結線のトランスと、
該トランスの二次側に直列に接続された第２の三相PWM
コンバータと、該第２の三相PWMコンバータの直流端子
間に接続された第２の直流コンデンサと、前記第１の三
相PWMコンバータの電流制御を行いかつ第２の三相PWMコ
ンバータの電圧制御を行う制御装置より構成するととも
に、該制御装置に、負荷電流の検出値と電源電圧を入力
して第１の電力を演算する手段と、該第１の電力を入力
して第１の低次交流分を演算する手段と、該第１の低次
交流分を入力してその符号を反転して第１の電力指令値
を演算する手段と、該第１の電力指令値と電源電圧を入
力して第１の電流指令値を演算する手段と、該第１の電
流指令値と前記第１の三相PWMコンバータの電流検出値
を入力して第１の三相PWMコンバータのスイッチング素
子のスイッチング指令を出力する手段と、電源電流の検
出値と電源電圧を入力して第２の電力を演算する手段
と、該第２の電力を入力して第２の低次交流分を演算す
る手段と、該第２の低次交流分と電源電圧を入力して第
２の電流指令値を演算する手段と、該第２の電流指令値
を入力してゲイン倍した電圧指令信号を出力する手段
と、三角波キャリア電圧を発生する手段と、該三角波キ
ャリア電圧と前記電圧指令信号を比較して第２の三相PW
Mコンバータのスイッチング素子のスイッチング指令を
出力する手段とを備えたことを特徴とするパッシブ併用
アクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2099969A JP2878779B2 (ja) | 1990-04-16 | 1990-04-16 | パッシブ併用アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2099969A JP2878779B2 (ja) | 1990-04-16 | 1990-04-16 | パッシブ併用アクティブフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04221A JPH04221A (ja) | 1992-01-06 |
| JP2878779B2 true JP2878779B2 (ja) | 1999-04-05 |
Family
ID=14261499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2099969A Expired - Lifetime JP2878779B2 (ja) | 1990-04-16 | 1990-04-16 | パッシブ併用アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2878779B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030066035A (ko) * | 2002-02-04 | 2003-08-09 | 삼성전자주식회사 | 병렬형 하이브리드 능동 파워 필터 |
| EP3622603A1 (en) * | 2017-05-09 | 2020-03-18 | Carrier Corporation | Active harmonic compensator for variable speed chillers |
-
1990
- 1990-04-16 JP JP2099969A patent/JP2878779B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04221A (ja) | 1992-01-06 |
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