JP2673191B2 - 共振形アクティブフィルタ - Google Patents
共振形アクティブフィルタInfo
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- JP2673191B2 JP2673191B2 JP1275460A JP27546089A JP2673191B2 JP 2673191 B2 JP2673191 B2 JP 2673191B2 JP 1275460 A JP1275460 A JP 1275460A JP 27546089 A JP27546089 A JP 27546089A JP 2673191 B2 JP2673191 B2 JP 2673191B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電源系統の負荷設備に並列に接続され、負
荷設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償する共振
形アクティブフィルタに関するものである。
荷設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償する共振
形アクティブフィルタに関するものである。
高速スイッチング素子で構成される３相PWMコンバー
タ、該３相PWMコンバータの交流側に直列に接続される
交流リアクトル、前記３相PWMコンバータの直流端子間
に接続される直流コンデンサ、前記交流リアクトルの電
源側に直列に接続される第１のリアクトルとコンデンサ
で電源周波数に並列共振する共振回路、前記交流リアク
トルと共振回路の接続点に並列に接続される第２のリア
クトルを基本構成とする共振形アクティブフィルタは、
昭和63年11月電気学会発行の「半導体電力変換研究会資
料」SPC88−67に掲載された「並列共振回路を有するア
クティブフィルタ」等でも解説されている通り公知であ
る。
タ、該３相PWMコンバータの交流側に直列に接続される
交流リアクトル、前記３相PWMコンバータの直流端子間
に接続される直流コンデンサ、前記交流リアクトルの電
源側に直列に接続される第１のリアクトルとコンデンサ
で電源周波数に並列共振する共振回路、前記交流リアク
トルと共振回路の接続点に並列に接続される第２のリア
クトルを基本構成とする共振形アクティブフィルタは、
昭和63年11月電気学会発行の「半導体電力変換研究会資
料」SPC88−67に掲載された「並列共振回路を有するア
クティブフィルタ」等でも解説されている通り公知であ
る。
以下、上記従来の共振形アクティブフィルタについて
説明する。
説明する。
第３図は従来の共振形アクティブフィルタを具えた３
相交流系統の主回路構成図であり、第４図は共振形アク
ティブフィルタの制御装置のブロック図である。
相交流系統の主回路構成図であり、第４図は共振形アク
ティブフィルタの制御装置のブロック図である。
第３図において、３相交流系統電源１はサイリスタレ
オナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ラ
インには高周波電流が流れる。この系統ラインに各相に
第１のリアクトル32とコンデンサ31で構成され電源周波
数に並列共振する共振回路３が接続され、共振回路３の
反電源側に各相に直列に交流リアクトル４が接続され、
交流リアクトル４と共振回路３の接続点に並列に第２の
リアクトル７が接続され、交流リアクトル４の反共振回
路側に３相PWMコンバータ５が接続され、３相PWMコンバ
ータ５の直流側には直流コンデンサ６が接続されてい
る。
オナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ラ
インには高周波電流が流れる。この系統ラインに各相に
第１のリアクトル32とコンデンサ31で構成され電源周波
数に並列共振する共振回路３が接続され、共振回路３の
反電源側に各相に直列に交流リアクトル４が接続され、
交流リアクトル４と共振回路３の接続点に並列に第２の
リアクトル７が接続され、交流リアクトル４の反共振回
路側に３相PWMコンバータ５が接続され、３相PWMコンバ
ータ５の直流側には直流コンデンサ６が接続されてい
る。
３相PWMコンバータ５はオン，オフ可能なスイッチン
グ素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各
スイッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と
並列接続されたうえ３相ブリッジ回路として接続され、
第４図に示す制御装置で生成されるトリガ信号VGにより
スイッチング素子S1〜S6がオンオフされて高調波補償を
行う。
グ素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各
スイッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と
並列接続されたうえ３相ブリッジ回路として接続され、
第４図に示す制御装置で生成されるトリガ信号VGにより
スイッチング素子S1〜S6がオンオフされて高調波補償を
行う。
共振回路３は電源系統周波数に並列共振するよう構成
されて電源系統に直列に挿入されているため、電源系統
の電圧は共振回路３より交流リアクトル４側に接続され
たリアクトル７の端子間にはほとんど現れない。
されて電源系統に直列に挿入されているため、電源系統
の電圧は共振回路３より交流リアクトル４側に接続され
たリアクトル７の端子間にはほとんど現れない。
すなわち、交流リアクトル４を介して接続される３相
PWMコンバータ５の交流端子間には電源系統の基本波電
圧は印加されなくなり、３相PWMコンバータ５の直流端
子間に接続される直流コンデンサ６の電圧値を大巾に減
少させても高調波補償を行うことができる。
PWMコンバータ５の交流端子間には電源系統の基本波電
圧は印加されなくなり、３相PWMコンバータ５の直流端
子間に接続される直流コンデンサ６の電圧値を大巾に減
少させても高調波補償を行うことができる。
いま、第３図に示した主回路構成において、負荷２に
流入する負荷電流をiLU,iLV,iLWとし、共振形アクティ
ブフィルタに流入する電流をiU,iV,iWとすると、３相交
流系統電源１には負荷電流および補償電流をそれぞれの
相でベクトル的に加算した電流（iLU＋iU），（iLV＋
iV），（iLW＋iW）が流れる。よって、高調波補償装置
に流入する補償電流iU,iV,iWはそれぞれ負荷電流iLU,i
LV,iLWの高調波成分を打ち消す成分となっていればよ
い。
流入する負荷電流をiLU,iLV,iLWとし、共振形アクティ
ブフィルタに流入する電流をiU,iV,iWとすると、３相交
流系統電源１には負荷電流および補償電流をそれぞれの
相でベクトル的に加算した電流（iLU＋iU），（iLV＋
iV），（iLW＋iW）が流れる。よって、高調波補償装置
に流入する補償電流iU,iV,iWはそれぞれ負荷電流iLU,i
LV,iLWの高調波成分を打ち消す成分となっていればよ
い。
上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に
説明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚
電力なる概念を導入している。この概念は、まずつぎの
式〜を用いて３相の負荷電流iLU,iLV,iLWおよび系
統電圧eU,eV,eWを２相の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅ
α,eβに変換するものである。
説明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚
電力なる概念を導入している。この概念は、まずつぎの
式〜を用いて３相の負荷電流iLU,iLV,iLWおよび系
統電圧eU,eV,eWを２相の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅ
α,eβに変換するものである。
ここで〔Ｃ〕は３相〜２相の変換行列である。式〜
により求めた２相の電圧および電流を使うと、つぎの
式により負荷瞬時実電力pLおよび虚電力qLが求められ
る。
により求めた２相の電圧および電流を使うと、つぎの
式により負荷瞬時実電力pLおよび虚電力qLが求められ
る。
これら負荷瞬時実電力pLおよび虚電力qLが従来の有効
電力および無効電力に対応するものであり、負荷瞬時実
電力pLおよび虚電力qLはつぎの式，によりそれぞれ
直流分▲▼，▲▼と交流分 に分解される。
電力および無効電力に対応するものであり、負荷瞬時実
電力pLおよび虚電力qLはつぎの式，によりそれぞれ
直流分▲▼，▲▼と交流分 に分解される。
ここで、２相の負荷電流ｉＬα,iＬβの基本波分は直
流分▲▼，▲▼に、高周波分は交流分 に変換され、これら直流分と交流分は一般にハイパスフ
ィルタを通して分離することができる。
流分▲▼，▲▼に、高周波分は交流分 に変換され、これら直流分と交流分は一般にハイパスフ
ィルタを通して分離することができる。
つぎに、かような原理に基づいて構成された制御装置
の一例を第４図によって説明する。
の一例を第４図によって説明する。
電力演算回路101は系統電圧eU,eV,eWと負荷電流iLU,i
LV,iLWの検出値から、式〜に従って負荷瞬時実電力
pLおよび虚電力qLを演算し、これらをハイパスフィルタ
102へ送る。
LV,iLWの検出値から、式〜に従って負荷瞬時実電力
pLおよび虚電力qLを演算し、これらをハイパスフィルタ
102へ送る。
ハイパスフィルタ102はこれらから直流分を除去し
て、負荷瞬時実電力の交流分 および負荷瞬時虚電力の交流分qLを符号反転回路103へ
送出する。符号反転回路103はこれらの符号を反転し、
負荷実電力指令信号pL ＊および負荷虚電力指令信号qL ＊
として電流指令値演算回路104へ出力する。
て、負荷瞬時実電力の交流分 および負荷瞬時虚電力の交流分qLを符号反転回路103へ
送出する。符号反転回路103はこれらの符号を反転し、
負荷実電力指令信号pL ＊および負荷虚電力指令信号qL ＊
として電流指令値演算回路104へ出力する。
これらは電流指令値演算回路において生成する電流指
令信号の原形をなすものである。すなわち、式により
得られる負荷実電力指令信号pL ＊を基に高調波有効電力
が制御され、式により得られる負荷虚電力指令信号qL
＊を基に高調波無効電力が制御される。
令信号の原形をなすものである。すなわち、式により
得られる負荷実電力指令信号pL ＊を基に高調波有効電力
が制御され、式により得られる負荷虚電力指令信号qL
＊を基に高調波無効電力が制御される。
電流指令値演算回路104は、負荷実電力指令信号
pL ＊，負荷虚電力指令信号qL ＊および系統電圧eU,eV,eW
を受けて、前記式およびつぎの式〜に従って、２
相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を得、２相〜３相変換を行
って３相の電流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊を生成し、電流
制御回路105へ出力する。
pL ＊，負荷虚電力指令信号qL ＊および系統電圧eU,eV,eW
を受けて、前記式およびつぎの式〜に従って、２
相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を得、２相〜３相変換を行
って３相の電流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊を生成し、電流
制御回路105へ出力する。
なお、〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
電流制御回路105はヒステリシスコンパレータを具
え、電流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊と補償電流iPU,iPV,i
PWの検出値を比較し、例えば iU ＊≧０で且つiPU≦iU ＊ なるとき、３相PWMコンバータ５のスイッチング素子S4
をオンし、 iU ＊≧０で且つiPU＞iU ＊ なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU ＊＜０で且つiPU≦iU ＊ なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオンオフされ、アクティブ
フィルタの各相の電流瞬時値が制御される。
え、電流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊と補償電流iPU,iPV,i
PWの検出値を比較し、例えば iU ＊≧０で且つiPU≦iU ＊ なるとき、３相PWMコンバータ５のスイッチング素子S4
をオンし、 iU ＊≧０で且つiPU＞iU ＊ なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU ＊＜０で且つiPU≦iU ＊ なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオンオフされ、アクティブ
フィルタの各相の電流瞬時値が制御される。
第３図に示した従来の共振形アクティブフィルタにお
いて、共振回路の並列共振を持続させるために必要な励
磁電流を流す第２のリアクトルは、３相PWMコンバータ
の出力である補償電流の一部がこれに流れ、電源系統側
へ流入する補償電流が減少して補償性能が悪くなるとい
う不具合があった。
いて、共振回路の並列共振を持続させるために必要な励
磁電流を流す第２のリアクトルは、３相PWMコンバータ
の出力である補償電流の一部がこれに流れ、電源系統側
へ流入する補償電流が減少して補償性能が悪くなるとい
う不具合があった。
本発明は、並列共振を持続させるために必要な励磁電
流を流す第２のリアクトルを除去し、３相PWMコンバー
タを高調波電圧源となすことにより、この励磁電流を３
相PWMコンバータを通して流すようにしたもので、本出
願人は、先に特願平１−180697号出願の「共振形アクテ
ィブフィルタ」（H1.7.13出願）を提案し、さらに関連
して本発明を実現したものである。
流を流す第２のリアクトルを除去し、３相PWMコンバー
タを高調波電圧源となすことにより、この励磁電流を３
相PWMコンバータを通して流すようにしたもので、本出
願人は、先に特願平１−180697号出願の「共振形アクテ
ィブフィルタ」（H1.7.13出願）を提案し、さらに関連
して本発明を実現したものである。
すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるも
のであって、３相PWMコンバータと、３相PWMコンバータ
の交流側の各相に直列に挿入された交流リアクトルと、
交流リアクトルの電源側に各相直列に接続された第１の
リアクトルとコンデンサにより電源周波数に並列共振す
る共振回路と、３相PWMコンバータの直流側端子間に接
続された直流コンデンサと、３相PWMコンバータを制御
する制御装置より構成され、制御装置は電源系統の電流
を検出して高調波電流を演算する手段と、高調波電流を
入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力する手段と、電
圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較して３相PWMコ
ンバータへのスイッチ指令とを生成する手段とを備えて
なるものである。
のであって、３相PWMコンバータと、３相PWMコンバータ
の交流側の各相に直列に挿入された交流リアクトルと、
交流リアクトルの電源側に各相直列に接続された第１の
リアクトルとコンデンサにより電源周波数に並列共振す
る共振回路と、３相PWMコンバータの直流側端子間に接
続された直流コンデンサと、３相PWMコンバータを制御
する制御装置より構成され、制御装置は電源系統の電流
を検出して高調波電流を演算する手段と、高調波電流を
入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力する手段と、電
圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較して３相PWMコ
ンバータへのスイッチ指令とを生成する手段とを備えて
なるものである。
しかして、従来の第２のリアクトルを除去してなる構
成で、３相PWMコンバータを高調波電圧源として動作さ
せることにより、基本波に対しては３相PWMコンバータ
を零インピーダンスとなし、並列共振を持続させるに必
要な励磁電流を３相PWMコンバータより流すようにし
た。その結果並列共振を持続しながら従来の補償電流の
一部が第２のリアクトルを通って損失する不具合もな
く、補償性能の向上に寄与する格別な装置を実現したも
のである。
成で、３相PWMコンバータを高調波電圧源として動作さ
せることにより、基本波に対しては３相PWMコンバータ
を零インピーダンスとなし、並列共振を持続させるに必
要な励磁電流を３相PWMコンバータより流すようにし
た。その結果並列共振を持続しながら従来の補償電流の
一部が第２のリアクトルを通って損失する不具合もな
く、補償性能の向上に寄与する格別な装置を実現したも
のである。
以下、本発明を図面に基づいてさらに詳細説明をす
る。
る。
第１図および第２図は第３図および第４図に類して表
わした本発明の一実施例を示し、106は増巾回路、107は
三角波発生回路、108は電圧制御回路である。図中、第
３図，第４図と同符号の部分は同じ機能を有する部分を
示す。
わした本発明の一実施例を示し、106は増巾回路、107は
三角波発生回路、108は電圧制御回路である。図中、第
３図，第４図と同符号の部分は同じ機能を有する部分を
示す。
第１図において、サイリスタレオナード装置等の負荷
２に電力を供給している３相交流系統電源１の各相に直
列に第１のリアクトル32とコンデンサ31で構成され電源
周波数に並列共振する共振回路３を接続し、この共振回
路23の反電源側に各相に直列に交流リアクトル４を接続
し、この交流リアクトル４の反共振回路３側に３相PWM
コンバータ５を接続してなる。この３相PWMコンバータ
５は第３図と同様にスイッチング素子とダイオードで構
成され、直流端子間には直流コンデンサ６が接続されて
おり、第２図で説明する制御装置の生成するトリガ信号
VGによって３相PWMコンバータ５のスイッチング素子が
オンオフされる。
２に電力を供給している３相交流系統電源１の各相に直
列に第１のリアクトル32とコンデンサ31で構成され電源
周波数に並列共振する共振回路３を接続し、この共振回
路23の反電源側に各相に直列に交流リアクトル４を接続
し、この交流リアクトル４の反共振回路３側に３相PWM
コンバータ５を接続してなる。この３相PWMコンバータ
５は第３図と同様にスイッチング素子とダイオードで構
成され、直流端子間には直流コンデンサ６が接続されて
おり、第２図で説明する制御装置の生成するトリガ信号
VGによって３相PWMコンバータ５のスイッチング素子が
オンオフされる。
第２図においては、電力演算回路101は（１），
（３），（12），（13）式を用いて３相の電源電流iSU,
iSV,iSWおよび系統電圧eU,eV,eWより電源瞬時実電力pS
および虚電力qSをハイパスフィルタ102に出力する。
（３），（12），（13）式を用いて３相の電源電流iSU,
iSV,iSWおよび系統電圧eU,eV,eWより電源瞬時実電力pS
および虚電力qSをハイパスフィルタ102に出力する。
これら電源瞬時実電力pSおよび虚電力qSはハイパスフ
ィルタ102により直流分を除去して（14），（15）式の
如く交流分 を、それぞれ電源実電力指令信号pS ＊および電源虚電力
指令信号qS ＊として電流指令値演算回路103へ出力す
る。
ィルタ102により直流分を除去して（14），（15）式の
如く交流分 を、それぞれ電源実電力指令信号pS ＊および電源虚電力
指令信号qS ＊として電流指令値演算回路103へ出力す
る。
電流指令値演算回路104は、電源実電力指令信号
pS ＊、虚電力指令信号qS ＊および系統電圧eU,eV,eWを受
け、（１），（11），（16），（17）式に従って２相電
流指令信号を得、さらに２相〜３相変換を行い、３相の
電源電流指令信号iSU ＊,iSV ＊,iSW ＊を増巾回路106へ出
力する。この電源電流指令信号iSU ＊,iSV ＊,iSW ＊は電
源系統の高調波電流に相当する信号である。
pS ＊、虚電力指令信号qS ＊および系統電圧eU,eV,eWを受
け、（１），（11），（16），（17）式に従って２相電
流指令信号を得、さらに２相〜３相変換を行い、３相の
電源電流指令信号iSU ＊,iSV ＊,iSW ＊を増巾回路106へ出
力する。この電源電流指令信号iSU ＊,iSV ＊,iSW ＊は電
源系統の高調波電流に相当する信号である。
増巾回路106は電源電流指令信号iSU ＊,iSV ＊,iSW ＊を
入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊を
生成して電圧制御回路108へ出力する。
入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊を
生成して電圧制御回路108へ出力する。
電圧制御回路108は、三角波発生回路107より出力され
る三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊
を入力し、例えば（電圧指令信号VU ＊≧三角波キヤリア
電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子S1をオン,S6をオ
フさせ（電圧指令信号VU ＊＜三角波キヤリア電圧Ｓ）で
あればスイッチング素子S1をオフ,S6をオンさせ、また
（電圧指令信号VV ＊≧三角波キヤリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子S3をオン,S2をオフするようなト
リガ信号VGを生成するものである。これにより、トリガ
信号VGによってスイッチング素子S1〜S6がオン，オフさ
れ、PWM変換器５の各相の電圧瞬時値が制御されるもの
となる。
る三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号VU ＊,VV ＊,VW ＊
を入力し、例えば（電圧指令信号VU ＊≧三角波キヤリア
電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子S1をオン,S6をオ
フさせ（電圧指令信号VU ＊＜三角波キヤリア電圧Ｓ）で
あればスイッチング素子S1をオフ,S6をオンさせ、また
（電圧指令信号VV ＊≧三角波キヤリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子S3をオン,S2をオフするようなト
リガ信号VGを生成するものである。これにより、トリガ
信号VGによってスイッチング素子S1〜S6がオン，オフさ
れ、PWM変換器５の各相の電圧瞬時値が制御されるもの
となる。
このようなPWM変換器５は高調波電圧だけを発生して
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび並列共振回路３と電源１を循環する基本波励磁電流
がPWM変換器５に流れる。
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび並列共振回路３と電源１を循環する基本波励磁電流
がPWM変換器５に流れる。
以上説明した様に、本発明によれば並列共振を持続さ
せるに必要な励磁電流を第２のリアクトルなしに、３相
PWMコンバータを高調波電圧源となすことにより流すこ
とができる。
せるに必要な励磁電流を第２のリアクトルなしに、３相
PWMコンバータを高調波電圧源となすことにより流すこ
とができる。
またこの結果、３相PWMコンバータの交流側には基本
波電圧が印加されず、３相PWMコンバータの直流コンデ
ンサの充電電圧を低い状態で高調波補償が出来るので３
相PWMコンバータの装置容量の減少が可能である。
波電圧が印加されず、３相PWMコンバータの直流コンデ
ンサの充電電圧を低い状態で高調波補償が出来るので３
相PWMコンバータの装置容量の減少が可能である。
さらに、従来は第２のリアクトルにより補償電流の一
部が損失していたものが、前記リアクトルを除去し得た
ため部品点数の低減と補償性能の向上をもたらした格別
な装置を提供できる。
部が損失していたものが、前記リアクトルを除去し得た
ため部品点数の低減と補償性能の向上をもたらした格別
な装置を提供できる。
第１図および第２図は本発明の一実施例を示す主回路構
成図ならびにその制御装置のブロック図、第３図および
第４図は従来の共振形アクティブフィルタを備えた３相
交流系統を示す主回路構成図およびその制御装置のブロ
ック図である。 １……３相交流系統電源、２……負荷、３……共振回
路、31……コンデンサ、32……リアクトル、４……交流
リアクトル、５……３相PWMコンバータ、６……直流コ
ンデンサ、７……リアクトル、101……電力演算回路、1
02……バイパスフイルタ、103……符号反転回路、104…
…電流指令値演算回路、105……電流制御回路、106……
増巾回路、107……三角波発生回路、108……電圧制御回
路。
成図ならびにその制御装置のブロック図、第３図および
第４図は従来の共振形アクティブフィルタを備えた３相
交流系統を示す主回路構成図およびその制御装置のブロ
ック図である。 １……３相交流系統電源、２……負荷、３……共振回
路、31……コンデンサ、32……リアクトル、４……交流
リアクトル、５……３相PWMコンバータ、６……直流コ
ンデンサ、７……リアクトル、101……電力演算回路、1
02……バイパスフイルタ、103……符号反転回路、104…
…電流指令値演算回路、105……電流制御回路、106……
増巾回路、107……三角波発生回路、108……電圧制御回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続される高
調波補償設備にあって、３相PWMコンバータと、該３相P
WMコンバータの交流側の各相に直列に挿入された交流リ
アクトルと、該交流リアクトルの電源側に各相直列に接
続された第１のリアクトルとコンデンサによりなる電源
周波数に並列共振する共振回路と、前記３相PWMコンバ
ータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、前
記３相PWMコンバータを制御する制御装置より構成され
る共振形アクティブフィルタを、前記電源系統の電流お
よび電圧をそれぞれ直交座標軸上でのd,q2軸成分に分解
し、両軸電力を演算のうえその交流分を電源実施電力指
令信号および虚電力指令信号として出力し、２相から３
相へ逆変換をして３相の電源電流指令信号を出力し、該
電源電流指令信号を入力してゲイン倍した電圧指令信号
を出力し、前記電圧指令信号を三角波キャリア電圧と比
較して３相PWMコンバータへのスイッチ指令を生成して
制御する前記共振形アクティブフイルタにおいて、前記
３相PWMコンバータを高調波電圧源とし、前記共振回路
の基本波励磁電流を電源系統との間に循環させる構成と
したことを特徴とする共振形アクテイブフイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275460A JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275460A JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139124A JPH03139124A (ja) | 1991-06-13 |
| JP2673191B2 true JP2673191B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=17555842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1275460A Expired - Lifetime JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2673191B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103280805A (zh) * | 2013-05-16 | 2013-09-04 | 魏满堂 | 三相节电器 |
| CN103683288A (zh) * | 2013-12-11 | 2014-03-26 | 哈尔滨工业大学 | 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法 |
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| CN103872685B (zh) * | 2014-03-11 | 2016-06-01 | 韩伟 | 一种谐波电流分频交错补偿装置及其谐波电流分频率给定算法 |
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Family Cites Families (3)
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-
1989
- 1989-10-23 JP JP1275460A patent/JP2673191B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 東洋電機技報 第７４号（１９８９−８）木幡雅一，塩田剛，阿藤聡，渡辺良利「共振形アクティブフィルタ」Ｐ．３６−４１ |
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| CN103683288A (zh) * | 2013-12-11 | 2014-03-26 | 哈尔滨工业大学 | 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法 |
| CN103683288B (zh) * | 2013-12-11 | 2015-09-09 | 哈尔滨工业大学 | 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03139124A (ja) | 1991-06-13 |
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