JPH03139124A - 共振形アクティブフィルタ - Google Patents
共振形アクティブフィルタInfo
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- JPH03139124A JPH03139124A JP1275460A JP27546089A JPH03139124A JP H03139124 A JPH03139124 A JP H03139124A JP 1275460 A JP1275460 A JP 1275460A JP 27546089 A JP27546089 A JP 27546089A JP H03139124 A JPH03139124 A JP H03139124A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 241000486679 Antitype Species 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電源系統の負荷設備に並列に接続され、負荷
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償する共振形
アクティブフィルタに関するものである。
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償する共振形
アクティブフィルタに関するものである。
高速スイッチング素子で構成される３相ＰＷＭコンバー
タ、該３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に接続され
る交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコンバータの直流端
子間に接続される直流コンデンサ、前記交流リアクトル
の′電源側に直列に接続される第１のリアクトルとコン
デンサで電源周波数に並列共振する共振回路、前記交流
リアクトルと共振回路の接続点に並列に接続される第２
のすアクドルを基本構成とする共振形アクティブフィル
タは、昭和６３年１１月電気学会発行の「半導体電力変
換研究会資料Ｊ ５ＰＯ８８−６７に掲載された「並列
共振回路を有するアクティブフィルタ」等でも解説され
ている通り公知である。
タ、該３相ＰＷＭコンバータの交流側に直列に接続され
る交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコンバータの直流端
子間に接続される直流コンデンサ、前記交流リアクトル
の′電源側に直列に接続される第１のリアクトルとコン
デンサで電源周波数に並列共振する共振回路、前記交流
リアクトルと共振回路の接続点に並列に接続される第２
のすアクドルを基本構成とする共振形アクティブフィル
タは、昭和６３年１１月電気学会発行の「半導体電力変
換研究会資料Ｊ ５ＰＯ８８−６７に掲載された「並列
共振回路を有するアクティブフィルタ」等でも解説され
ている通り公知である。
以下、上記従来の共振形アクティブフィルタについて説
明する。
明する。
第３図は従来の共振形アクティブフィルタを具えた３相
交流系統の主回路構成図であり、第４図は共振形アクテ
ィブフィルタの制御装置のブロック図である。
交流系統の主回路構成図であり、第４図は共振形アクテ
ィブフィルタの制御装置のブロック図である。
第３図において、３相交流系統電源１はサイリスタレオ
ナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ライ
ンには高調波電流が流れる。この系統ラインに各相に第
１のリアクトル３２トコンデンサ３１で構成され電源周
波数に並列共振する共振回路３が接続され、共振回路３
の反型源側に各相に直列に交流リアクトル４が接続され
、交流リアクトル４と共振回路３の接続点に並列に第２
のりアクトルアが接続され、交流リアクトル４の反共振
回路側に３相ＰＷＭコンバータ５が接続され、３ 相Ｐ
Ｗ Ｍコンバータ５の直流側には直流コンデンサ６が
接続されている。
ナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ライ
ンには高調波電流が流れる。この系統ラインに各相に第
１のリアクトル３２トコンデンサ３１で構成され電源周
波数に並列共振する共振回路３が接続され、共振回路３
の反型源側に各相に直列に交流リアクトル４が接続され
、交流リアクトル４と共振回路３の接続点に並列に第２
のりアクトルアが接続され、交流リアクトル４の反共振
回路側に３相ＰＷＭコンバータ５が接続され、３ 相Ｐ
Ｗ Ｍコンバータ５の直流側には直流コンデンサ６が
接続されている。
３相ＰＷＭコンバータ５はオン、オフ可能なスイッチン
グ素子８１〜Ｓ＠およびダイオードＤ１〜Ｄ６から構成
され、各スイッチング素子５ｌ−Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ、−Ｄ、と並列接続されたうえ３相ブリ、ジ回路
として接続され、第４図に示す制御装置で生成されるト
リガ信号ｖＧによりスイッチング素子Ｓ、−Ｓ、がオン
オフされて高調波補償を行う。
グ素子８１〜Ｓ＠およびダイオードＤ１〜Ｄ６から構成
され、各スイッチング素子５ｌ−Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ、−Ｄ、と並列接続されたうえ３相ブリ、ジ回路
として接続され、第４図に示す制御装置で生成されるト
リガ信号ｖＧによりスイッチング素子Ｓ、−Ｓ、がオン
オフされて高調波補償を行う。
共振回路３は電源系統周波ａ１こ並列共振するよう構成
されて電源系統に直列に挿入されているため、電源系統
の電圧は共振回路３より交流リアクトル４側に接続され
たりアクトルアの端子間にはほとんど現れない。
されて電源系統に直列に挿入されているため、電源系統
の電圧は共振回路３より交流リアクトル４側に接続され
たりアクトルアの端子間にはほとんど現れない。
すなわち、交流リアクトル４を介して接続される３相Ｐ
ＷＭコンバータ５の交流端子間（こは電源系統の基本波
電圧は印加されなくなり、３相ＰＷＭコンバータ５の直
流端子間に接続される直流コンデンサ６の電圧値を大巾
に減少させても高調波補償を行うことができる。
ＷＭコンバータ５の交流端子間（こは電源系統の基本波
電圧は印加されなくなり、３相ＰＷＭコンバータ５の直
流端子間に接続される直流コンデンサ６の電圧値を大巾
に減少させても高調波補償を行うことができる。
いま、第３図に示した主回路構成において、負荷２に流
入する負荷電流を’ＬＵ ＋ ’ＬＶ ｅ ’ＬＷとし
、共振形アクティブフィルタに流入する電流をＩＵｌｆ
ｙ 、 ｊｗとすると、３相交流系統電ｒＡ１には負荷
電流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算
した電流（ｉＬｎ＋！ｕ） ＋ （ｉｔ、ｙ＋ｉｖ）
＋（ｊｔ、ｗ＋ ｉｗ ）が流れる。よって、高調波補
償装置に流入する補償電流ＩＵ ｒ ！ｙ ＊ ｌＷは
それぞれ負荷電流ｉＬＵ ｒ ＩＬＶ ＋ ｉＬＷの高
調波成分を打ち消す成分となっていればよい。
入する負荷電流を’ＬＵ ＋ ’ＬＶ ｅ ’ＬＷとし
、共振形アクティブフィルタに流入する電流をＩＵｌｆ
ｙ 、 ｊｗとすると、３相交流系統電ｒＡ１には負荷
電流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算
した電流（ｉＬｎ＋！ｕ） ＋ （ｉｔ、ｙ＋ｉｖ）
＋（ｊｔ、ｗ＋ ｉｗ ）が流れる。よって、高調波補
償装置に流入する補償電流ＩＵ ｒ ！ｙ ＊ ｌＷは
それぞれ負荷電流ｉＬＵ ｒ ＩＬＶ ＋ ｉＬＷの高
調波成分を打ち消す成分となっていればよい。
上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念は、まずつぎの式
■〜■を用いて３相の負荷電流’ＬＵ ｚ ｉ［、Ｖ
ｐ ｉＬＷおよび系統電圧ｅＵ ） ｅＶ ｅｅｗを２
相の電流ＩＬ（１、ＩＬ／ および電圧ｅα、 ｅ／に
変換するものである。
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念は、まずつぎの式
■〜■を用いて３相の負荷電流’ＬＵ ｚ ｉ［、Ｖ
ｐ ｉＬＷおよび系統電圧ｅＵ ） ｅＶ ｅｅｗを２
相の電流ＩＬ（１、ＩＬ／ および電圧ｅα、 ｅ／に
変換するものである。
ここで（０）は３相〜２相の変換行列である。
式■〜■により求めた２相の電圧および電流を使うと、
つぎの弐〇により負荷瞬時実電力ｐＬおよび虚電力ＱＬ
が求められる。
つぎの弐〇により負荷瞬時実電力ｐＬおよび虚電力ＱＬ
が求められる。
これら負荷瞬時実電力ＰＬおよびａ電力ｑＬが従来の有
効電力および無効電力に対応するものであり、負荷瞬時
実電力ｐＬおよび虚電力ｑＬはっぎの弐〇。
効電力および無効電力に対応するものであり、負荷瞬時
実電力ｐＬおよび虚電力ｑＬはっぎの弐〇。
■によりそれぞれ直流分９ｐ ＋ ｑＬと交流外ｐＬ、
ｑＬに分解される。
ｑＬに分解される。
ｐＬ＝ｐＬ＋ｐＬ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・■ｑｔ、 ＝ｑＬ＋ ｑＬ
、 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・０ここで・２相の負荷電流ＩＬ（Ｘ
、 ＩＬβの基本渡分は直流分りＬ ｌ ｑｔ、に、
高調渡分は交流外ｐＬ＊ ｑＬに変換され、これら直流
分と交流外は一般にバイパスフィルタを通して分離する
ことができる。
・・・・・・・・・・・・・■ｑｔ、 ＝ｑＬ＋ ｑＬ
、 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・０ここで・２相の負荷電流ＩＬ（Ｘ
、 ＩＬβの基本渡分は直流分りＬ ｌ ｑｔ、に、
高調渡分は交流外ｐＬ＊ ｑＬに変換され、これら直流
分と交流外は一般にバイパスフィルタを通して分離する
ことができる。
つぎに、かような原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第４図によって説明する。
一例を第４図によって説明する。
電力演算回路１０１は系統電圧’Ｕ ｌ ｅｖ ＋ ｅ
ｗと負荷電流”ＬＵ Ｉ ’ｔ、ｖ ＋ ｉｔ、ｗの検
出値から、式■〜■に従って負荷瞬時実電力１）Ｌおよ
び虚電力（ＩＬを演算し、これらをバイパスフィルター
０２へ送ル。
ｗと負荷電流”ＬＵ Ｉ ’ｔ、ｖ ＋ ｉｔ、ｗの検
出値から、式■〜■に従って負荷瞬時実電力１）Ｌおよ
び虚電力（ＩＬを演算し、これらをバイパスフィルター
０２へ送ル。
バイパスフィルター０２はこれらから直流分を除去して
、負荷瞬時実電力の交流外れおよび負荷瞬時虚電力の交
流外（ＩＬを符号反転回路１０３へ送出する。
、負荷瞬時実電力の交流外れおよび負荷瞬時虚電力の交
流外（ＩＬを符号反転回路１０３へ送出する。
符号反転回路１０３はこれらの符号を反転し、負荷＊
実電力指令信号ｐｔ および負荷虚電力指令信号ＱＬ
＊とじて電流指令値演算回路１０４へ出力する。
＊とじて電流指令値演算回路１０４へ出力する。
＊−ゝ
１）Ｌ −−ｐ、、 ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・■＊−２ ｑｔ、 −−ｑｔ、 ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・■これらは
電流指令値演算回路において生成する電流指令信号の原
形をなすものである。すなわち、式■により得られる負
荷実電力指令信号ｐＬ を基に高調波有効電力が制御さ
れ１式■により得られる負荷虚電力指令信号ｑＬ＊を基
に高調波無効電力が制御される。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・■＊−２ ｑｔ、 −−ｑｔ、 ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・■これらは
電流指令値演算回路において生成する電流指令信号の原
形をなすものである。すなわち、式■により得られる負
荷実電力指令信号ｐＬ を基に高調波有効電力が制御さ
れ１式■により得られる負荷虚電力指令信号ｑＬ＊を基
に高調波無効電力が制御される。
電流指令値演算回路１０４は、負荷実電力指令信号ｐＬ
＊、負荷虚電力指令信号ＱＬおよび系統電圧ｅＵＩ Ｍ
ｙ 、 ｅｗを受けて、前記式■およびつぎの式■〜■
に従って、２相電流指令信号ｉａ＊ 、 Ｈ，＊を得、
２相〜３相変換を行って３相の電流指令信号ｉＵ＊ｒ
’ ｙ” ｒ １ ｗ＊を生成し、電流制御回路１０５
へ出力する。
＊、負荷虚電力指令信号ＱＬおよび系統電圧ｅＵＩ Ｍ
ｙ 、 ｅｗを受けて、前記式■およびつぎの式■〜■
に従って、２相電流指令信号ｉａ＊ 、 Ｈ，＊を得、
２相〜３相変換を行って３相の電流指令信号ｉＵ＊ｒ
’ ｙ” ｒ １ ｗ＊を生成し、電流制御回路１０５
へ出力する。
なお、〔Ｃ〕 は（Ｃ）の逆変換行列である。
電流制御回路１０５はヒステリシスコンパレータを具え
、電流指令信号ＩＵ＊＋ ｌｙ＊、 ＩＷ＊と補償電流
ｉｐｕ ＋ ｉｐｖ ＊ ｉｐｗの検出値を比較し、例
えばｉＵ＊≧０ で且つ ｉｐｖ≦ｉＵ＊ なるとき、３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子
Ｓ４をオンし、 ｉＵ＊≧Ｏで且つ ｊｐＵ＞ ＩＵ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、またｉＵ＊
〈０ で且つ ｊｐＵ４１０ なるとき、スイッチング素子Ｓ１をオフするようなトリ
ガ信号Ｖ、を生成するものであり、このトリガ信号ｖＧ
によってスイッチング素子８１〜Ｓ６がオンオフされ、
アクティブフィルタの各相の電流瞬時値が制御される。
、電流指令信号ＩＵ＊＋ ｌｙ＊、 ＩＷ＊と補償電流
ｉｐｕ ＋ ｉｐｖ ＊ ｉｐｗの検出値を比較し、例
えばｉＵ＊≧０ で且つ ｉｐｖ≦ｉＵ＊ なるとき、３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子
Ｓ４をオンし、 ｉＵ＊≧Ｏで且つ ｊｐＵ＞ ＩＵ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、またｉＵ＊
〈０ で且つ ｊｐＵ４１０ なるとき、スイッチング素子Ｓ１をオフするようなトリ
ガ信号Ｖ、を生成するものであり、このトリガ信号ｖＧ
によってスイッチング素子８１〜Ｓ６がオンオフされ、
アクティブフィルタの各相の電流瞬時値が制御される。
第３図に示した従来の共振形アクティブフィルタにおい
て、共振回路の並列共振を持続させるために必要な励磁
電流を流す第２のリアクトルは、３相ＰＷＭコンバータ
の出力である補償電流の一部がこれに流れ、電源系統側
へ流入する補償電流が減少して補償性能が悪くなるとい
う不具合があった。
て、共振回路の並列共振を持続させるために必要な励磁
電流を流す第２のリアクトルは、３相ＰＷＭコンバータ
の出力である補償電流の一部がこれに流れ、電源系統側
へ流入する補償電流が減少して補償性能が悪くなるとい
う不具合があった。
本発明は、並列共振を持続させるために必要な励磁電流
を流す第２のリアクトルを除去し、３相ＰＷＭコンバー
タを高調波電圧源となすことにより、この励磁電流を３
相ＰＷＭコンバータを通して流すようにしたもので、本
出願人は、先に特願平１−１８０６９７号出願の「共振
形アクティブフィルタＪ （Ｈｌ、 ７． １３
出願）を提案し、さらに関連して本発明を実現したもの
である。
を流す第２のリアクトルを除去し、３相ＰＷＭコンバー
タを高調波電圧源となすことにより、この励磁電流を３
相ＰＷＭコンバータを通して流すようにしたもので、本
出願人は、先に特願平１−１８０６９７号出願の「共振
形アクティブフィルタＪ （Ｈｌ、 ７． １３
出願）を提案し、さらに関連して本発明を実現したもの
である。
すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるもの
であって、３相Ｉ’ＷＭコンバータと、３相ＰＷＭコン
バータの交流側の各相に直列１こ挿入された交流リアク
トルと、交流リアクトルの電源側に各相直列に接続され
た第１のリアクトルとコンデンサにより電源周波数に並
列共振する共振回路と、３相ＰＷＭフンバータの直流側
端子間に接続された直流コンデンサと、３相ＰＷＭコン
バータを制御する制御装置より構成され、制御装置は電
源系統の電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力す
る手段と、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較し
て３相ＰＷＭコンバータへのスイッチ指令とを生成する
手段とを備えてなるものである。
であって、３相Ｉ’ＷＭコンバータと、３相ＰＷＭコン
バータの交流側の各相に直列１こ挿入された交流リアク
トルと、交流リアクトルの電源側に各相直列に接続され
た第１のリアクトルとコンデンサにより電源周波数に並
列共振する共振回路と、３相ＰＷＭフンバータの直流側
端子間に接続された直流コンデンサと、３相ＰＷＭコン
バータを制御する制御装置より構成され、制御装置は電
源系統の電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した電圧指令信号を出力す
る手段と、電圧指令信号と三角波キャリア電圧を比較し
て３相ＰＷＭコンバータへのスイッチ指令とを生成する
手段とを備えてなるものである。
しかして、従来の第２のリアクトルを除去してなる構成
で、３相ＰＷＭコンバータを高調波電圧源として動作さ
せることにより、基本波に対しては３相ＰＷＭコンバー
タを零インピーダンスとなし、並列共振を持続させるに
必要な励磁電流を３相ＰＷＭコンバータより流すように
した。その結果並列共振を持続しながら従来の補償電流
の一部が第２のリアクトルを通って損失する不具合もな
く、補償性能の向上に寄与する格別な装置を実現したも
のである。
で、３相ＰＷＭコンバータを高調波電圧源として動作さ
せることにより、基本波に対しては３相ＰＷＭコンバー
タを零インピーダンスとなし、並列共振を持続させるに
必要な励磁電流を３相ＰＷＭコンバータより流すように
した。その結果並列共振を持続しながら従来の補償電流
の一部が第２のリアクトルを通って損失する不具合もな
く、補償性能の向上に寄与する格別な装置を実現したも
のである。
以下、本発明を図面に基づいてさらに詳細説明をする。
第１図および第２図は第３図および第４図に類して表わ
した本発明の一実施例を示し、１０６は増巾回路、１０
７は三角波発生回路、１０８は電圧制御回路である。図
中、第３図、第４図と同符号の部分は同じ機能を有する
部分を示す。
した本発明の一実施例を示し、１０６は増巾回路、１０
７は三角波発生回路、１０８は電圧制御回路である。図
中、第３図、第４図と同符号の部分は同じ機能を有する
部分を示す。
第１図において、サイリスタレオナード装置等の負荷２
に電力を供給している３相交流系統電源１の各相に直列
に第１のリアクトル３２トコンデンサ３１で構成され電
源周波数に並列共振する共振回路３を接続し、この共振
回路３の反型源側に各相に直列に交流リアクトル４を接
続し、この交流リアクトル４の反共振回路３側に３相Ｐ
ＷＭコンバータ５を接続してなる。この３相ＰＷＭコ〉
・バーク５は第３図と同様にスイッチング素子とダイオ
ードで構成され、直流端子間には直流コンデンサ６が接
続されており、第２図で説明する制御装置の生成するト
リガ信号ｖＧ′によって３相ＰＷＭコンバータ５のスイ
ッチング素子がオンオフされる。
に電力を供給している３相交流系統電源１の各相に直列
に第１のリアクトル３２トコンデンサ３１で構成され電
源周波数に並列共振する共振回路３を接続し、この共振
回路３の反型源側に各相に直列に交流リアクトル４を接
続し、この交流リアクトル４の反共振回路３側に３相Ｐ
ＷＭコンバータ５を接続してなる。この３相ＰＷＭコ〉
・バーク５は第３図と同様にスイッチング素子とダイオ
ードで構成され、直流端子間には直流コンデンサ６が接
続されており、第２図で説明する制御装置の生成するト
リガ信号ｖＧ′によって３相ＰＷＭコンバータ５のスイ
ッチング素子がオンオフされる。
第２図ｉこおいては、電力演算回路１０１は（１） 、
（３）。
（３）。
（１２） 、 （１３）式を用いて３相の電源電流ＩＢ
υ＃ｔＳＶｌｉｓｗおよび系統電圧ｅｕ ｔ ｅｖ ＋
ｅｗより電源瞬時実電力ｐ８および虚電力（１Ｂをバ
イパスフィルタ１０２に出力する。
υ＃ｔＳＶｌｉｓｗおよび系統電圧ｅｕ ｔ ｅｖ ＋
ｅｗより電源瞬時実電力ｐ８および虚電力（１Ｂをバ
イパスフィルタ１０２に出力する。
（１５）式の如く交流外ｐ８およびｑ８を、それぞれ電
源実電力指令信号ｐｓ＊および電源虚電力指令信号Ｑｓ
＊として電流指令値演算回路１０３へ出力する。
源実電力指令信号ｐｓ＊および電源虚電力指令信号Ｑｓ
＊として電流指令値演算回路１０３へ出力する。
＊−２
ｐＢ −ｐＢ ・・・・・・・・・・・・・
・団・・・・・・（１４）ＱＳ −ｑＢ ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
（１５）電流指令値演算回路１０４は、電源実電力指令
信号ｐｓ＊、虚電力指令信号ｑＳ＊および系統電圧ｅＵ
。
・団・・・・・・（１４）ＱＳ −ｑＢ ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
（１５）電流指令値演算回路１０４は、電源実電力指令
信号ｐｓ＊、虚電力指令信号ｑＳ＊および系統電圧ｅＵ
。
ｅｙ、ｅｗを受け、（１） 、 （１１） 、 （１６
） 、 （１７）式に従って２相電流指令信号を得、さ
らに２相〜３相変換を行い、３相の電源電流指令信号ｉ
ｓｕ＊ｔ ｉｓｖ＊ｉｓｗ＊を増巾回路１０６へ出力す
る。この電源電流指令信号ｉＳＵ＊！ ＩｓＶ＊、 ｉ
、ｗ＊は電源系統の高調波電流に相当する信号である。
） 、 （１７）式に従って２相電流指令信号を得、さ
らに２相〜３相変換を行い、３相の電源電流指令信号ｉ
ｓｕ＊ｔ ｉｓｖ＊ｉｓｗ＊を増巾回路１０６へ出力す
る。この電源電流指令信号ｉＳＵ＊！ ＩｓＶ＊、 ｉ
、ｗ＊は電源系統の高調波電流に相当する信号である。
これら電源瞬時実電力１）Ｓおよび虚電力ｑｓはバイパ
スフィルタ１０２により直流分を除去して（１４）。
スフィルタ１０２により直流分を除去して（１４）。
増巾回路１０６は電源電流指令信号ｉ８Ｕ＃１８Ｖｉｓ
ｗ＊を入力し、ゲインに倍して電圧指令信号ｖＵ＊、
ｖｖ、 ｖ、を生成して電圧制御回路ｉｏｓへ出力する
。
ｗ＊を入力し、ゲインに倍して電圧指令信号ｖＵ＊、
ｖｖ、 ｖ、を生成して電圧制御回路ｉｏｓへ出力する
。
電圧制御回路１０８は、三角波発生回路１０７より出力
される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号ｖＵ＊、ｖ
ｖ、ｖｗを入力し、例えば（電圧指令信号ｖＵ＊≧三角
波キャリア電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子Ｓ、を
オン、Ｓ６をオフさせ・（電圧指令信号ｖＵ〈三角波キ
ャリア電圧Ｓ）であればスイッチング素子Ｓｌをオフ＋
８６をオンさせ、また（電圧指令信号ｖｖ ≧三角波キ
ャリア電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子Ｓ３をオン
ＳＳｔをオフするようなトリガ信号ｖＧを生成するもの
である。これより、トリが信号ｖＧによってスイッチン
グ素子８１〜Ｓ６がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の
各相の電圧瞬時値が制御されるものとなる。
される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号ｖＵ＊、ｖ
ｖ、ｖｗを入力し、例えば（電圧指令信号ｖＵ＊≧三角
波キャリア電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子Ｓ、を
オン、Ｓ６をオフさせ・（電圧指令信号ｖＵ〈三角波キ
ャリア電圧Ｓ）であればスイッチング素子Ｓｌをオフ＋
８６をオンさせ、また（電圧指令信号ｖｖ ≧三角波キ
ャリア電圧Ｓ）であれば、スイッチング素子Ｓ３をオン
ＳＳｔをオフするようなトリガ信号ｖＧを生成するもの
である。これより、トリが信号ｖＧによってスイッチン
グ素子８１〜Ｓ６がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の
各相の電圧瞬時値が制御されるものとなる。
このようなＰＷＭ変換器５は高調波電圧だけを発生して
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび並列共振回路３と電源１を循環する基本波励磁電流
がＰＷＭ変換器５に流れる。
いるため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流お
よび並列共振回路３と電源１を循環する基本波励磁電流
がＰＷＭ変換器５に流れる。
以上説明した様に、本発明によれば並列共振を持続させ
るに必要な励磁電流を第２のリアクトルなしに、３相Ｐ
ＷＭコンバータを高調波電圧源となすことにより流すこ
とができる。
るに必要な励磁電流を第２のリアクトルなしに、３相Ｐ
ＷＭコンバータを高調波電圧源となすことにより流すこ
とができる。
またこの結果、３相ＰＷＭコンバータの交流側には基本
波電圧が印加されず、３相ＰＷＭコンバータの直流コン
デンサの充電電圧を低い状態で高副波補償が出来るので
３相ＰＷＭコンバータの装置容量の減少が可能である。
波電圧が印加されず、３相ＰＷＭコンバータの直流コン
デンサの充電電圧を低い状態で高副波補償が出来るので
３相ＰＷＭコンバータの装置容量の減少が可能である。
さらに、従来は第２のリアクトルにより補償電流の一部
が損失していたものが、前記リアクトルを除去し得たた
め部品点数の低減と補償性能の向上をもたらした格別な
装置を提供できる。
が損失していたものが、前記リアクトルを除去し得たた
め部品点数の低減と補償性能の向上をもたらした格別な
装置を提供できる。
第１図および第２図は本発明の一実施例を示す主回路構
成図ならびにその制御装置のブロック図、第３図および
第４図は従来の共振形アクティブフィルタを備えた３相
交流系統を示す主回路構成図およびその制御装置のプロ
、り図である。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・共振回路、３１・・・・・・コンデン
サ、３２・・・・・・リアクトル、４・・・・・・交流
リアクトル、５・・・・・・３相ＰＷＭコンバータ、６
・−・・・直流コンデンサ、７・・・・・・リアクトル
、１０１・・・・・・電力演算回路、１０２・・・・・
・バイパスフィルタ、１０３・・・・・・符号反転回路
、１０４・・・・・・電流指令値演算回路、１０５・・
・・・電流制御回路、１０６・・・・・・増巾回路、１
０７・・・・・・三角波発生回路、１０８・・・・・・
電圧制御回路。 第 １ 口
成図ならびにその制御装置のブロック図、第３図および
第４図は従来の共振形アクティブフィルタを備えた３相
交流系統を示す主回路構成図およびその制御装置のプロ
、り図である。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
、３・・・・・・共振回路、３１・・・・・・コンデン
サ、３２・・・・・・リアクトル、４・・・・・・交流
リアクトル、５・・・・・・３相ＰＷＭコンバータ、６
・−・・・直流コンデンサ、７・・・・・・リアクトル
、１０１・・・・・・電力演算回路、１０２・・・・・
・バイパスフィルタ、１０３・・・・・・符号反転回路
、１０４・・・・・・電流指令値演算回路、１０５・・
・・・電流制御回路、１０６・・・・・・増巾回路、１
０７・・・・・・三角波発生回路、１０８・・・・・・
電圧制御回路。 第 １ 口
Claims (1)
- １ 電源系統に負荷設備と並列に接続される高調波補償
設備にあって、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭ
コンバータの交流側の各相に直列に挿入された交流リア
クトルと、該交流リアクトルの電源側に各相直列に接続
された第１のリアクトルとコンデンサによりなる電源周
波数に並列共振する共振回路と、前記３相ＰＷＭコンバ
ータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、前
記３相ＰＷＭコンバータを制御する制御装置より構成さ
れる共振形アクティブフィルタにおいて、前記電源系統
の電流および電圧をそれぞれ直交座標軸上でのｄ、ｑ２
軸成分に分解し、両軸電力を演算のうえその交流分を電
源実電力指令信号および虚電力指令信号として出力し、
２相から３相へ逆変換をして３相の電源電流指令信号を
出力する手段と、該電源電流指令信号を入力してゲイン
倍した電圧指令信号を出力する手段と、三角波キャリア
電圧を出力する手段と、該三角波キャリア電圧と前記電
圧指令信号を比較して３相ＰＷＭコンバータへのスイッ
チ指令を生成する手段を有することを特徴とする共振形
アクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275460A JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275460A JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139124A true JPH03139124A (ja) | 1991-06-13 |
| JP2673191B2 JP2673191B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=17555842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1275460A Expired - Lifetime JP2673191B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 共振形アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2673191B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103701190A (zh) * | 2012-09-27 | 2014-04-02 | 力博特公司 | 一种三相四线制的高频ups及其降低零地电压的方法 |
| CN103872685A (zh) * | 2014-03-11 | 2014-06-18 | 韩伟 | 一种谐波电流分频交错补偿装置及其谐波电流分频率给定算法 |
| CN105610164A (zh) * | 2016-01-22 | 2016-05-25 | 宁波三星医疗电气股份有限公司 | 三相高频谐波产生装置 |
| CN111478299A (zh) * | 2020-04-13 | 2020-07-31 | 浙江华电器材检测研究所有限公司 | 一种变压器突发短路的冲击电流限制电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103280805A (zh) * | 2013-05-16 | 2013-09-04 | 魏满堂 | 三相节电器 |
| CN103683288B (zh) * | 2013-12-11 | 2015-09-09 | 哈尔滨工业大学 | 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6335132A (ja) * | 1986-07-30 | 1988-02-15 | 三菱電機株式会社 | 配電系統高調波制御方式 |
| JPS63240327A (ja) * | 1986-06-26 | 1988-10-06 | 三菱電機株式会社 | 高調波抑制装置 |
| JPH01148024A (ja) * | 1987-12-02 | 1989-06-09 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 高調波補償装置 |
-
1989
- 1989-10-23 JP JP1275460A patent/JP2673191B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN105610164A (zh) * | 2016-01-22 | 2016-05-25 | 宁波三星医疗电气股份有限公司 | 三相高频谐波产生装置 |
| CN105610164B (zh) * | 2016-01-22 | 2018-03-09 | 宁波三星医疗电气股份有限公司 | 三相高频谐波产生装置 |
| CN111478299A (zh) * | 2020-04-13 | 2020-07-31 | 浙江华电器材检测研究所有限公司 | 一种变压器突发短路的冲击电流限制电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2673191B2 (ja) | 1997-11-05 |
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