JP2005160257A - 単相／三相変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】単相瞬時電力の脈動分を補償することができる単相／三相変換装置の制御装置を提供する。
【解決手段】３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３と共通接続点ＣＰ２との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路ＰＳを設ける。電力蓄積回路ＰＳを単相交流電力の脈動成分を蓄積する。交流電力蓄積回路ＰＳを、３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３と共通接続点ＣＰ２との間に配置された、交流リアクトルＬ_Ｃと切り替え回路ＳＷＣとから構成さする。この切り替え回路ＳＷＣは、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルＬ_Ｃに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルＬ_Ｃと３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３とを選択的に接続する。
【選択図】図４

Description

本発明は、三相交流電動機の駆動に適した単相／三相変換装置及びその制御方法に関するものである。

従来より、単相電力を三相電力に変換する場合には、整流器にて単相交流を一旦直流に変換し、直流から三相交流を作り出す回路、いわゆる、単相／直流／三相変換回路（交流間接変換回路）が用いられている。この種の変換回路では、なるべく脈動の少ない直流電圧を得るために、大容量の直流キャパシタを直流母線に設置する必要がある。特に、単相から直流に変換する場合、三相から変換するときと比べ、より大容量の直流キャパシタが必要になる。直流キャパシタは、自身の寸法・重量が大きいので、変換回路の小型化を阻害する。また、２０００時間程度の寿命しかなく、定期的に交換する必要があるので、変換装置の維持管理費用の増加を招く問題がある。更に、有害な電解液を含み、かつ、再利用が困難なので、地球環境へ大きな負担を与える問題がある。

これらの理由から、直流キャパシタを廃止し、またはその容量を低減化した単相／三相変換回路の要求が高まっている。そこで直流キャパシタの容量低減については、清水等が直流母線に交流リアクトルや交流キャパシタを設け、それら素子に脈動電力成分を吸収させる方式を提案している［非特許文献５及び６］。また、Ｚｉｏｇａｓや高橋等は、単相電源から直接三相交流を得る“単相／三相直接変換回路（単相／三相マトリックス（ダイレクト）コンバータ）”を提案している［非特許文献１乃至４］。清水等が提案している方式は、主回路構成に優れているが、過渡時の応答性や安定性を考慮した制御手法の確立と言う面では課題が残されている。また、Ｚｉｏｇａｓや高橋らの提案する方式では、三相電圧・電流が電源周波の２倍程度の低周波で大きく脈動する課題が残されている。

また発明者等は、非特許文献７により、単相瞬時有効無効電力理論（ｐｓ−ｑｓ理論）をベースに、三相電圧・電流が低周波で脈動することの無い単相／三相マトリックスコンバータを提案した。そして発明者等は、この理論を用いた半導体電力変換装置の制御回路について特許出願をしている（特開２００３−１４３８６０）。

図１は、従来から提案されている単相／三相マトリックスコンバータ（以下、１Ｐ／３ＰＭＣと言う）の主回路構成を示している。この回路では、単相電源にＬＣフィルタを介して、双方向性スイッチ（Ｓ_ＵＲ〜Ｓ_ＷＳ）で構成される３つのレグ（２つの双方向スイッチが直列接続された構成された直列スイッチング回路）が接続され、それぞれのレグの中央から、三相交流電力を得ている。三相出力には、誘導電動機など平衡三相負荷が接続されている。また、この回路の動作を解析するために、単相電源は、２分割され、中性点ｏが引き出されている。各点の電位は、この中性点を基準にして定義されている。

この回路は、図２に示す直流非平滑単相／直流／三相変換回路と等価である。両回路とも、変換回路内にエネルギー蓄積要素を持たず、瞬時パワーフローに違いは無い。

このため、１Ｐ／３ＰＭＣのスイッチング関数は、従来からよく知られた整流器回路とインバータ回路のスイッチング関数から次のようにして決定できる（非特許文献４）。図２において、単相電圧Ｖ_Ｒ０とＶ_Ｓ０と三相電圧Ｖ_Ｕｏ，Ｖ_Ｖｏ，Ｖ_Ｗｏの関係を、次式のスイッチング関数で定義する。

ここで

と

はインバータ回路と整流器回路のスイッチング関数。

また、図２の１Ｐ／３ＰＭＣにおける、単相電圧Ｖ_Ｒ０とＶ_Ｓ０と三相電圧Ｖ_Ｕｏ，Ｖ_Ｖｏ，Ｖ_Ｗｏの関係を、次式で定義する。

ここで

は、１Ｐ／３ＰＭＣのスイッチング関数。

（１）式と（２）式は同じ電圧の関係を示しているので、次式の通り、１Ｐ／３ＰＭＣのスイッチング関数が決定される。

図３（ａ）に、従来形１Ｐ／３ＰＭＣの動作波形例を示す。ここで、インバータ回路のスイッチング関数は、基本波周波数を１００Ｈｚ、キャリア周波数を１０ｋＨｚとする正弦波三角波比較方式ＰＷＭ変調で決定した。また、整流器のスイッチング関数は、電源電圧が正の半サイクル時はスイッチＳ_ＲＰ、Ｓ_ＳＮを１に、負の半サイクルでは残りのスイッチＳ_ＲＶ、Ｓ_ＳＰを１にした。動作波形を見ると、電源電流ｉは、電源電圧に同期した正弦波となっているが、三相出力電流ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗは、１００Ｈｚの正弦波でなく、大きく歪んだ波形になっている。図３（ｂ）に三相出力電流の高速フーリエ・コサイン・サイン変換（ＦＦＴ）結果を示す。１００Ｈｚの成分だけでなく、２０Ｈｚと２２０Ｈｚの成分も大きく現れている。単相電力瞬時電力が、電源周期の２倍周波数で脈動することが原因で、この余分な周波数成分が生じている。
Ｓ．Ｉ．Ｋａｈｎ，Ｐ．Ｄ．Ｚｉｏｇａｓ ａｎｄ Ｍ．Ｈ．Ｒａｓｈｉｄ， "Ａ ｎｏｖｅｌ ｓｉｎｇｌｅ−ｔｏ ｔｈｒｅｅｐｈａｓｅ ｓｔａｔｉｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．１，ｐｐ．１４３−１５２，１９８９ Ｓ． Ｂ． Ｄｅｗａｎ ａｎｄ Ｍ． Ｓｈｏｗｌｗｈ， "Ｓｔｅａｄｙ−ｓｔａｔｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ−ｐｈａｓｅ ｔｏｔｈｒｅｅ−ｐｈａｓｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，" ｉｎ Ｃｏｎｆ． Ｒｅｃｏｒｄ ＩＥＥＥ−ＩＡＳ Ａｎｎ． Ｍｅｅｔｉｎｇ， Ｄｅｎｖｅｒ，ＣＯ，ｐｐ．９１０−９１６，１９８６ Ｓ． Ｋ． Ｂｉｓｗａｓ， "Ａ ｎｅｗ ｓｔａｔｉｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｔｈｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｒｅｅ−ｐｈａｓｅｍｏｔｏｒｓ ｏｎ ｓｉｎｇｌｅ−ｐｈａｓｅ ｓｕｐｐｌｙ，" ｉｎ Ｃｏｎｆ． Ｒｅｃｏｒｄ ＩＥＥＥ−ＩＡＳ Ａｎｎ． Ｍｅｅｔｉｎｇ，Ｄｅｎｖｅｒ，ＣＯ，ｐｐ．１５５０−１５５４，１９８６ 芳賀、高橋：「単相−三相マトリックスコンバータの高入力力率ＩＰＭ モータ制御法」、Ｈ１５ 年電気学会全国大会、４−０７０， ｐｐ．１００−１０１，２００３． Ｔ． Ｓｈｉｍｚｕ， Ｙ． Ｊｉｎ ａｎｄ Ｇ． Ｋｉｍｕｒａ， "ＤＣ ｒｉｐｐｌｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｎ ａｓｉｎｇｌｅ−ｐｈａｓｅ ＰＷＭ ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｏｕｒｃｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．， Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．５， ｐｐ．１４１９−１４２９，２０００ Ｔ．Ｓｈｉｍｉｚｕ， Ｔ．Ｆｕｊｉｔａ ａｎｄ Ｇ．Ｋｉｍｕｒａ， " Ａ ｕｎｉｔｙ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ＰＷＭ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈ ＤＣ ｒｉｐｐｌｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄ． Ｅｌｅｃｔｏｎ．，Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．４， ｐｐ．４４７−４５５， １９９７ 特開２００３−１４３８６０

図１の従来形１Ｐ／３Ｐマトリックスコンバータでは、単相瞬時電力の脈動分を補償するためのエネルギー蓄積要素が無いので、三相出力に生じる不要な周波数成分を本質的に抑制できない問題がある。

本発明の目的は、単相瞬時電力の脈動分を補償することができる単相／三相変換装置の制御装置及び該装置の制御方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、三相出力に生じる不要な周波数成分を本質的に抑制できる単相／三相変換装置の制御装置及び該装置の制御方法を提供することにある。

本発明が改良の対象とする単相／三相変換装置は、マトリックスコンバータ回路と、導通制御信号発生回路とを備えている。マトリックスコンバータ回路は、２つの双方向性スイッチング回路が直列に接続されてなる３つの直列スイッチング回路が並列接続されて構成される。導通制御信号発生回路は、３つの直列スイッチング回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に供給される単相交流電力を三相交流電力に変換し、三相交流電力を３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる２つの双方向性スイッチング回路の接続点からそれぞれ出力するように、３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる２つの双方向性スイッチング回路の導通を制御する導通制御信号を発生する。そして導通制御信号発生回路は、一方の共通接続点から３つの直列スイッチング回路に供給される単相瞬時有効電力が常に直流値となるように、双方向性スイッチング回路を制御する導通制御信号を発生するように構成されている。

本発明では、３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点と他方の共通接続点との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路を設ける。そして電力蓄積回路を単相交流電力の脈動成分を蓄積するように構成する。このようにすると単相交流電力中の脈動成分がマトリックスコンバータ回路の出力に現れることがなくなるため、三相交流電力中に不要な周波数成分が含まれるのを効果的に防止できる。

具体的には、交流電力蓄積回路は、３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点と他方の共通接続点との間に配置された、交流リアクトルと切り替え回路とから構成されるリアクトル回路から構成することができる。この切り替え回路は、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルと３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点とを選択的に接続するように構成されている。このようにして単相電力の脈動成分を、この交流リアクトルで吸収することで、三相電圧・電流の脈動が補償される。

リアクトル回路は、一端が他方の共通接続点に電気的に接続された交流リアクトルと該交流リアクトルの他端に接続された切り替え回路との直列回路から構成することができる。この場合、切り替え回路は、交流リアクトルの他端と３つの接続点との間にそれぞれオン・オフ制御可能に配置された３つの切り替え用双方向性スイッチング回路と、３つの切り替え用双方向性スイッチング回路にオン・オフ制御信号を与える制御信号発生回路とから構成することができる。この場合、制御信号発生回路は、単相交流電圧・単相交流電流の瞬時値を複素量に変換し、複素量に基づいて単相有効電力及び単相無効電力の瞬時値を演算し、単相有効電力の瞬時値を直流分と脈動成分とに分離する演算を行い、分離した脈動成分に基づいて、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するようにオン・オフ制御信号を発生するように構成するのが好ましい。ｐｓ−ｑｓ理論により、単相電力の脈動成分が瞬時値で検出すると、瞬時値ベースで制御を行うことができ、良好な応答性と高い安定性を確保することができる。

本発明の制御方法では、３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点と他方の共通接続点との間に、交流リアクトルと切り替え回路とから構成されるリアクトル回路を設け、切り替え回路により、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルと３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点とを選択的に接続する。

本発明によれば、単相交流電力中の脈動成分がマトリックスコンバータ回路の出力に現れることがなくなるため、三相交流電力中に不要な周波数成分が含まれるのを効果的に防止できる利点が得られる。

図４は、本発明の単相／三相変換装置を用いて三相交流電動機を駆動する一実施の形態の回路図であり、図５はその等価回路である。この単相／三相変換装置１は、マトリックスコンバータ回路２と、導通制御信号発生回路３とを備えている。マトリックスコンバータ回路２は、２つの双方向性スイッチング回路（Ｓ_ＵＲ及びＳ_ＵＳ，Ｓ_ＶＲ及びＳ_ＶＳ，Ｓ_ＷＲ及びＳ_ＷＳ）が直列に接続されてなる３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３が並列接続されて構成されている。ここで双方向性スイッチング回路として、図７及び図８に示すような回路構成のものを用いることができるが、これらの図に示されるもの以外の他の双方向性スイッチング回路を用いてもよいは勿論である。

後述する導通制御信号発生回路３は、３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３の一方の共通接続点ＣＰ１（電気的に見た共通の接続点を意味し、現実に共通接続されていることを要しない）と他方の共通接続点ＣＰ２との間に供給される単相交流電力を三相交流電力に変換し、三相交流電力を３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３にそれぞれ含まれる２つの双方向性スイッチング回路（Ｓ_ＵＲ及びＳ_ＵＳ，Ｓ_ＶＲ及びＳ_ＶＳ，Ｓ_ＷＲ及びＳ_ＷＳ）の接続点Ｐ１〜Ｐ３からそれぞれ出力するように、３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３にそれぞれ含まれる２つの双方向性スイッチング回路（Ｓ_ＵＲ及びＳ_ＵＳ，Ｓ_ＶＲ及びＳ_ＶＳ，Ｓ_ＷＲ及びＳ_ＷＳ）の導通を制御する導通制御信号を発生する。なお図６には、行列式でスイッチング関数としてこの導通制御信号を示してある。なお導通制御信号発生回路３は、一方の共通接続点ＣＰ１から３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３に供給される単相瞬時有効電力が常に直流値となるように、双方向性スイッチング回路（Ｓ_ＵＲ及びＳ_ＵＳ，Ｓ_ＶＲ及びＳ_ＶＳ，Ｓ_ＷＲ及びＳ_ＷＳ）を制御する導通制御信号を発生するように構成されている。

本実施の形態では、３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３と他方の共通接続点ＣＰ２との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路ＰＳを設けている。この交流電力蓄積回路ＰＳは、単相交流電力の脈動成分を蓄積するものである。具体的には、交流電力蓄積回路ＰＳは、３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３と他方の共通接続点ＣＰ２との間に配置された、交流リアクトルＬ_Ｃと切り替え回路ＳＷＣとから構成されるリアクトル回路から構成することができる。この切り替え回路ＳＷＣは、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルＬ_Ｃに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルＬ_Ｃと３つの直列スイッチング回路ＳＣ１〜ＳＣ３中の３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３とを選択的に接続するように構成されている。交流電力蓄積回路ＰＳを構成するリアクトル回路は、一端が他方の共通接続点に電気的に接続された交流リアクトルＬ_Ｃと該交流リアクトルＬ_Ｃの他端に接続された切り替え回路ＳＷＣとの直列回路から構成される。切り替え回路ＳＷＣは、交流リアクトルＬ_Ｃの他端と３つの接続点Ｐ１〜Ｐ３との間にそれぞれオン・オフ制御可能に配置された３つの切り替え用双方向性スイッチング回路Ｓ_ＵＴ〜Ｓ_ＷＴと、３つの切り替え用双方向性スイッチング回路Ｓ_ＵＴ〜Ｓ_ＷＴにオン・オフ制御信号を与える制御信号発生回路４とから構成することができる。後に詳しく説明するように、単相電力の脈動成分を、この交流リアクトルで吸収することで、三相電圧・電流の脈動が補償される。

図４に示す回路は、図５に示す等価回路に書き換えることができる。図５の回路には、図２に示す従来形の単相／三相変換装置装置の直流母線に交流リアクトルＬ_ＣとＴ相レグ（スイッチＳ_ＴＰ及びＳ_ＴＮを含む回路）ＴＬが追加されており、図４の回路と瞬時パワーフローには違いが無い。この結果、図４のスイッチング関数は、図５の整流回路ＣＣとインバータ回路ＩＶのスイッチング関数から以下のように決定できる。図４の単相電圧Ｖ_Ｒｏ、Ｖ_Ｓｏ、Ｖ_Ｔｏと三相電圧Ｖ_Ｕｏ、Ｖ_Ｖｏ、Ｖ_Ｗｏの関係を定義すると次式となる。

ここで

は、本実施の形態の単相／三相マトリックスコンバータ（１Ｐ／３ＰＭＣ）のスイッチング関数である。

また、図５の単相電圧Ｖ_Ｒｏ、Ｖ_Ｓｏ、Ｖ_Ｔｏと三相電圧Ｖ_Ｕｏ、Ｖ_Ｖｏ、Ｖ_Ｗｏの関係を定義すると次式となる。

ここで

は、それぞれ図５の整流回路ＣＣとインバータ回路ＩＶのスイッチング関数である。

（４）式と（５）式は、同じ電圧の関係を示しているので、本実施の形態の単相／三相マトリックスコンバータ（１Ｐ／３ＰＭＣ）のスイッチング関数は、次式にて定義される。

図５の整流回路ＣＣとインバータ回路ＩＶのスイッチング関数は、図６に示す制御ブロック図に示された制御信号発生回路３より決定する。この制御信号発生回路３は、単相交流電圧・単相交流電流の瞬時値を複素量に変換し、複素量に基づいて単相有効電力及び単相無効電力の瞬時値を演算し、単相有効電力の瞬時値を直流分と脈動成分とに分離する演算を行い、分離した脈動成分に基づいて、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルＬ_Ｃに供給される瞬時電力に転換するようにオン・オフ制御信号を発生するように構成されている。ｐｓ−ｑｓ理論により、単相電力の脈動成分を瞬時値で検出すると、瞬時値ベースで制御を行うことができ、良好な応答性と高い安定性を確保することができる。

インバータ回路ＩＶのスイッチング関数は、従来よりよく知られたｄ−ｑ座標上での電流フィードバック制御で決定する。すなわち、三相電流ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗのｄ−ｑ座標量ｉ_Ｔｄ、ｉ_Ｔｑを、ＰＩ調節器にて目標値ｉ_Ｔｄ ^＊、ｉ_Ｔｑ ^＊に制御する。ＰＩ調節器の出力ｖ_Ｔｄ ^＊，ｖ_Ｔｑ ^＊を、ｄ−ｑ逆変換を経て、インバータ相電圧目標値ｖ_Ｕｏ ^＊，ｖ_Ｖｏ ^＊、ｖ_Ｗｏ ^＊に変換する。これら電圧目標値を直流電圧ｖ_ＤＣで除し、ＰＷＭ変調率指令値α_Ｕ ^＊，α_Ｖ ^＊，α_Ｗ ^＊を計算する。最後に、ＰＷＭ変調率指令値と三角波（キャリア波）を比較して、スイッチングパルス（スイッチング関数）を生成する。なお、本実施の形態の単相／三相マトリックスコンバータ（１Ｐ／３ＰＭＣ）では、ｖ_ＤＣを物理値として検出できないので、後述の方法で、電源電圧と整流回路ＣＣのスイッチング関数からｖ_ＤＣを推定する。

整流回路ＣＣのスイッチング関数を決定するために、まず、図８に示す本実施の形態の単相／三相マトリックスコンバータの等価回路の瞬時パワーフローを考察する。図８で、ｐ−ｑ理論（Ｈ．Ａｋａｇｉ，Ｙ．Ｋａｎａｚａｗａ ａｎｄ Ａ．Ｎａｂａｅ， “Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ
ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ ｗｉｔｈｏｕｔ ｅｎｅｒｇｙ ｓｔｏｒａｇｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄ． Ａｐｐｌｉｃａｔ．， Ｖｏｌ．ＩＡ−２０，Ｎｏ．３， ｐｐ．６２５−６３０， １９８４参照）から推察されるとおり、平衡三相負荷がインバータ回路ＩＶに接続された場合、三相瞬時有効電力は、直流母線を通過するが、三相瞬時無効電力は、各相間を循環して直流母線には現れない。したがって、図８で、整流回路ＣＣは、単相電源から、三相瞬時有効電力に相当する有効電力を受け取ればよい。

そこで、発明者等が提唱する“単相瞬時有効・無効電力理論（ｐｓ−ｑｓ理論）”（Ｍ． Ｓａｉｔｏｕ ａｎｄ Ｔ． Ｓｈｉｍｉｚｕ， “Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ Ａｃｔｉｖｅ ａｎｄ Ｒｅａｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒｓ ｉｎ Ｓｉｎｇｌｅ−ｐｈａｓｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｈｉｌｂｅｒｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，”ｉｎ Ｃｏｎｆ． Ｒｅｃｏｒｄ ＩＥＥＥ ＰＥＳＣ’０２， ｐｐ．１５５０−１５５４， ２００２）を用い、整流回路ＣＣが単相電源から受け取る有効・無効電力を瞬時値ベースで制御する。

ｐｓ−ｑｓ理論より、単相電圧瞬時値ｅ_ＲＳと電流瞬時値ｉ_Ｓから、単相瞬時有効・無効電力が定義できる。すなわち、
単相瞬時有効電力ｐ_Ｓは以下の式から求まる。

また単相瞬時無効電力ｑ_Ｓは、以下の式から求まる。

ここで、ｅ_ＲＳｄ、ｉ_Ｓｄ、ｉ_Ｓｑは、ｅ_ＲＳとｉ_Ｓのｄ−ｑ座標成分、θはｅ_ＲＳの瞬時位相角で、それぞれ、図９から定義される。また、図９で、ｅ_ＲＳ、ｉ_Ｓの虚軸量ｅ_ＲＳβ、ｉ_Ｓβは、ｅ_ＲＳ、ｉ_Ｓのヒルベルト変換値で定義される。

力率＝１を得るには、瞬時無効電力ｑ_Ｓをゼロに制御すればよい。このためには、ｉ_Ｓｑをゼロに保つ必要がある。また、電源電流ｉ_Ｓをひずみの無い波形にするには、次の（９）式の関係から、ｉ_Ｓｄを直流値に制御する必要がある。

この結果、図１０で単相電源から変換回路に入力される電力は瞬時有効電力のみとなり、さらに、この電力は、直流分と脈動分に分離して定義できる。すなわち、単相瞬時有効電力の直流分は（１０）式により求まる。

また単相瞬時有効電力の脈動分は（１１）式により求まる。

平衡三相負荷時の三相を一括した瞬時有効電力（ｐ_Ｔと記す）は、ｐ−ｑ理論から常に直流値となる。そこで、図１０において、

が得られるようにｉ_Ｓｄを制御する。また、電源から供給される単相瞬時有効電力の脈動分ｐ_Ｓを、交流リアクトルＬ_Ｃに供給される瞬時電力（ｐ_Ｃと記す）に転換する。すなわち、下記（１３）式の関係が成り立つ。

この結果、三相側へは脈動の無い有効電力が供給される。

そこで、図６のブロック図のように、ｉ_Ｔｄ ^＊とｖ_Ｔｄ ^＊から、三相瞬時有効電力目標値ｐ_Ｔ ^＊を演算し、それを単相瞬時有効電力直流分の目標値ｐ_Ｓ ^＊に与える。ｐ_Ｓ ^＊をｅ_ＲＳｄ／２で除し、電源ｄ軸電流目標値ｉ_Ｓｄ ^＊を得る。また、電源電流ｉＳをヒルベルト変換で複素化し、電源電圧の瞬時位相角θでｄ−ｑ座標量ｉ_Ｓｄ、ｉ_Ｓｑに変換する。ｉ_Ｓｄ、ｉ_Ｓｑは、ｄ−ｑ座標上でＰＩ調節器により、目標値に制御する。ＰＩ調節器の出力ｖ_Ｓｄ ^＊、ｖ_Ｓｑ ^＊をｄ−ｑ逆変換し、その実軸成分を整流器入力電圧指令値ｖ_ＲＳ ^＊とする。ｖ_ＲＳ ^＊をインバータ直流電圧ｖ_ＤＣで除し、ＰＷＭ変調指令値α_ＲＳ ^＊を求める。α_ＲＳ ^＊と三角波を比較して、整流回路ＣＣのスイッチング関数Ｓ_ＲＰ、Ｓ_ＲＮ、Ｓ_ＳＰ、Ｓ_ＳＮを得る。

また、（１１）〜（１３）式を用いると、（１４）式の通り、交流リアクトルＬ_Ｃに流れる電流と三相瞬時有効電力ｐ_Ｔの関係が求まる。

ここで、θはθの微分値である。

そこで、ｐ_Ｔ ^＊と（１４）式から、交流リアクトル電流目標値ｉ_Ｃ ^＊を演算し、ＰＩ調節器でｉ_Ｃをそれに一致させる。ＰＩ調節器の出力はリアクトル両端電圧目標値ｖ_ＳＴ ^＊となる。そこで、ｖ_ＳＴ ^＊とｓ相電圧指令値ｖ_Ｓｏ ^＊から、Ｔ相電圧指令値ｖ_Ｔｏ ^＊を演算し、スイッチＳ_ＴＰ、Ｓ_ＴＮのスイッチング関数Ｓ_ＴＰ,Ｓ_ＴＮを決定する。なお、本実施の形態では、変調率の演算に直流電圧ｖ_ＤＣを必要とする。単相／三相マトリックスコンバータ（１Ｐ／３ＰＭＣ）では、直流母線が無く、この電圧を物理的に測定することは不可能である。そこで、次式により、電源電圧と整流器のスイッチング関数から推定する。

ここで、

である。

上記のようにして求めた、インバータＩＶを構成するスイッチのスイッチング関数Ｓ_ＵＰ〜Ｓ_ＷＮと、整流回路ＣＣを構成するスイッチのスイッチング関数Ｓ_ＲＰ〜Ｓ_ＳＮと、Ｔ相レグＴＬのスイッチＳ_ＴＰ、Ｓ_ＴＮのスイッチング関数Ｓ_ＴＰ,Ｓ_ＴＮとから図４の３つの切り替え用双方向性スイッチング回路Ｓ_ＵＴ〜Ｓ_ＷＴにオン・オフ制御信号を与える制御信号発生回路４で使用するスイッチング関数を演算すればよい。

以下上記実施の形態についてのシミュレーション結果を説明する。

提案方式の基本動作を確認するために、図５に示す等価回路を用いたシミュレーションを行った。特に、三相負荷急変時においても、直流母線の電力脈動が抑制できるかどうかに焦点を当てた。シミュレーション波形を図１１に示す。シミュレーションは、電源を単相１００Ｖ（５０Ｈｚ）、負荷を平衡ＲＬ負荷とした。波形は、上段から、交流リアクトルＬ_Ｃの目標値ｉ_Ｃ ^＊と実際値ｉ_Ｃ、直流Ｐ母線電流ｉ_ＤＣ、電源電流ｉ_Ｓ、電源電流のｄ軸成分目標値ｉ_Ｓｄ ^＊と実際値ｉ_Ｓｄを示す。ｉ_Ｓｄ ^＊、ｉ_Ｓｄの符号がマイナスになっているのは、電流センサの向きを、図５とは逆に設定したためである。シミュレーションでは、時刻ｔａで三相負荷を１ｋＷから３．２ｋＷに、また、時刻ｔｂで３．２ｋＷから１ｋＷにステップ変化させた。

波形を観察すると、ｉ_Ｓｄは、負荷の急変に対して振動無く４ｍｓ以内で整定している。また、ｉ_Ｓも負荷急変に対して波形が乱れることなく制御されている。ｉ_Ｃは、定常時のみならず過渡時においても無視できるほどの誤差で、目標値ｉ_Ｃ ^＊に追従している。この結果、ｉ_ＤＣは、スイッチングリプル成分が重畳しているものの、問題となる低周波脈動を含んでおらず、事実上、直流に制御されている。

上記実施の形態によれば、単相／三相直接変換回路に、交流リアクトルと、それを流れる電流を制御するための双方向スイッチを付加することで、単相電力の脈動成分を吸収し、平衡三相電圧・電流が出力可能な単相／三相マトリックスコンバータを得ることができる。また実施の形態によれば、ｐｓ−ｑｓ理論を基に、単相電力の脈動成分を瞬時値ベースで交流リアクトルの瞬時電力に転換するための制御アルゴリズムを得ることができる。

従来の単相／三相マトリックスコンバータの主回路構成を示す図である。 図１の回路の等価回路である。 図１の回路の動作波形例を示す図である。 三相出力電流の高速フーリエ・コサイン・サイン変換（ＦＦＴ）結果を示す図である。 本発明の単相／三相変換装置を用いて三相交流電動機を駆動する一実施の形態の回路図である。 図４の等価回路である。 図５の等価回路に対する導通制御信号発生回路と制御信号発生回路の制御ブロック図概念を示す 双方向性スイッチング回路の一例を示す図である。 双方向性スイッチング回路の他の例を示す図である。 単相電圧・電流の瞬時値ベクトル図である。 単相／三相間接変換回路の主事パワーフローを示す図である。 シミュレーション波形を示す図である。

符号の説明

１ 単相／三相変換装置
２ マトリックスコンバータ回路
３ 導通制御信号発生回路
４ 制御信号発生回路
Ｐ１〜Ｐ３ 接続点
ＣＰ１，ＣＰ２ 共通接続点
ＰＳ 電力蓄積回路
Ｓ_ＵＲ〜Ｓ_ＷＳ 双方向性スイッチング回路
Ｌ_Ｃ 交流リアクトル
Ｓ_ＵＴ〜Ｓ_ＷＴ 切り替え用双方向性スイッチング回路
ＳＣ１〜ＳＣ３ 直列スイッチング回路
ＳＷＣ 切り替え回路

Claims (6)

1. ２つの双方向性スイッチング回路が直列に接続されてなる３つの直列スイッチング回路が並列接続されてなるマトリックスコンバータ回路と、
   前記３つの直列スイッチング回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に供給される単相交流電力を三相交流電力に変換し、前記三相交流電力を前記３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる前記２つの双方向性スイッチング回路の接続点からそれぞれ出力するように、前記３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる前記２つの半導体スイッチング回路の導通を制御する導通制御信号を発生する導通制御信号発生回路とを具備し、
   前記導通制御信号発生回路が、前記一方の共通接続点から前記３つの直列スイッチング回路に供給される単相瞬時有効電力が常に直流値となるように、前記双方向性スイッチング回路を制御する前記導通制御信号を発生するように構成された単相／三相変換装置であって、
   前記３つの直列スイッチング回路中の３つの前記接続点と前記他方の共通接続点との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路を有し、
   前記電力蓄積回路は前記単相交流電力の脈動成分を蓄積するように構成されていることを特徴とする単相／三相変換装置。
2. 前記交流電力蓄積回路は、前記３つの直列スイッチング回路中の３つの前記接続点と前記他方の共通接続点との間に配置された、交流リアクトルと切り替え回路とから構成されるリアクトル回路からなり、
   前記切り替え回路は、前記単相交流電力の脈動成分がすべて前記交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するように前記交流リアクトルと前記３つの直列スイッチング回路中の３つの前記接続点とを選択的に接続するように構成されていることを特徴とする単相／三相変換装置。
3. 前記リアクトル回路は一端が前記他方の共通接続点に電気的に接続された前記交流リアクトルと該交流リアクトルの他端に接続された前記切り替え回路との直列回路からなり、
   前記切り替え回路は、前記交流リアクトルの前記他端と前記３つの接続点との間にそれぞれオン・オフ制御可能に配置された３つの切り替え用双方向性スイッチング回路と、前記３つの切り替え用双方向性スイッチング回路にオン・オフ制御信号を与える制御信号発生回路とからなる請求項２に記載の単相／三相変換装置。
4. 前記制御信号発生回路は、単相交流電圧・単相交流電流の瞬時値を複素量に変換し、前記複素量に基づいて単相有効電力及び単相無効電力の瞬時値を演算し、前記単相有効電力の瞬時値を直流分と脈動成分とに分離する演算を行い、分離した前記脈動成分に基づいて、前記単相交流電力の前記脈動成分がすべて前記交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するように前記オン・オフ制御信号を発生するように構成されている請求項３に記載の単相／三相変換装置。
5. 前記制御信号発生回路は、三相瞬時有効電力目標値と単相電圧瞬時値の瞬時位相角とに基づいて、交流リアクトル電流目標値を演算し、前記交流リアクトルに流れる電流を前記交流リアクトル電流目標値に一致させるように前記オン・オフ制御信号を発生する請求項３に記載の単相／三相変換装置。
6. ２つの双方向性スイッチング回路が直列に接続されてなる３つの直列スイッチング回路が並列接続されてなるマトリックスコンバータ回路と、
   前記３つの直列スイッチング回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に供給される交流電力を三相交流電力に変換し、前記三相交流電力を前記３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる前記２つの双方向性スイッチング回路の接続点からそれぞれ出力するように、前記３つの直列スイッチング回路にそれぞれ含まれる前記２つの双方向性スイッチング回路の導通を制御する導通制御信号を発生する導通制御信号発生回路とを具備し、
   前記導通制御信号発生回路が、前記一方の共通接続点から前記３つの直列スイッチング回路に供給される単相瞬時有効電力が常に直流値となるように、前記双方向性スイッチング回路を制御する前記導通制御信号を発生するように構成された単相／三相変換装置の制御方法であって、
   前記３つの直列スイッチング回路中の３つの前記接続点と前記他方の共通接続点との間に、交流リアクトルと切り替え回路とから構成されるリアクトル回路を設け、
   前記切り替え回路により、前記単相交流電力の脈動成分がすべて前記交流リアクトルに供給される瞬時電力に転換するように前記交流リアクトルと前記３つの直列スイッチング回路中の３つの前記接続点とを選択的に接続することを特徴とする単相／三相変換装置の制御方法。

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