JP6180641B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に係り、特に変換器を多重化した大容量電力変換装置に関するものである。

大容量電力変換装置は、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化して構成されることが多い。変換器を多重化することは、変換器容量を大きくするのみでなく、出力を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果系統に流出する高調波電流を低減することができる。
変換器を多重化する方法の１つとして、複数の変換器の出力をカスケード接続したマルチレベル変換器があり、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器がある。モジュラーマルチレベル変換器の各アームは、複数の変換器セルがカスケード接続されて構成されている。

従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の第１アーム、第２アームは、それぞれチョッパセル（変換器セル）とリアクトルとを備える。チョッパセルは２つの半導体スイッチが互いに直列接続され、これに直流コンデンサが並列接続される。第１アーム、第２アームは、それぞれ同数のチョッパセルがそれぞれの出力端を介してカスケード接続される。
また、従来のモジュラーマルチレベル変換器の各相の制御は、コンデンサ電圧指令値に全ての直流コンデンサの電圧値の平均値を追従させる平均値制御と、コンデンサ電圧指令値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御と、さらに第１アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値と第２アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値の平均値とを一致させるアームバランス制御とを備える。そして、モジュラーマルチレベル変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベル変換器内で循環する循環電流を制御し、また各相の交流電流を制御するように電圧指令値が演算される（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

また、直流送電に用いる電力変換装置では、制御装置が特定の動作点に対して設計されていることが多く、交流系統が変化した場合、システムが不安定となる場合がある。特に、直流送電システムの直流線路が長距離のケーブルの場合、ケーブルのインダクタンスと静電容量が大きくなって直流線路の共振周波数が低下し、直流回路の共振に対して安定かつ応答性能を確保した制御が必要となる。従来の制御では、直流電圧と直流線路に流れる直流電流とを検出し、検出した直流電圧と直流電流とから直流送電システムの状態量を推定し、推定された状態量を用いて直流電圧の制御を行うことで、直流回路の共振を抑制する（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１１−１８２５１７号公報 特開２００３−３７９３９号公報

電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Ｖｏｌ．１３１，Ｎｏ．１，２０１１（８４〜９２頁）

従来のモジュラーマルチレベル変換器を用いた電力変換装置は、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が等しいことを想定して制御しており、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が異なる場合、正側アーム、負側アームの出力電圧に含まれる変動成分が直流回路に流出する。特に、直流線路のインダクタンスと静電容量が大きく直流線路の共振周波数が低い場合、直流回路に流出した変動成分が、直流回路を励振し、直流回路の電流が振動するという問題点があった。
またこのような電力変換装置では、直流回路共振の外乱発生源は電力変換装置（モジュラーマルチレベル変換器）であり、上記特許文献２で示す制御、即ち直流電圧を制御する手法では直流回路の電流振動を抑制できない。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が異なる場合にも、直流側に流出する電圧変動成分を抑制して、接続される直流回路の電流振動を抑制できる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、それらの出力が各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御装置とを備える。上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成される。上記制御装置は、上記正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、上記正側アーム、上記負側アーム内の上記各変換器セルをＰＷＭ制御により出力制御する。そして、上記電圧指令生成部は、上記各相交流線に流れる交流電流成分を制御する交流制御指令を生成する交流電流制御部と、上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流成分を制御する循環制御指令を演算する循環電流制御部と、上記交流制御指令、上記循環制御指令、および上記直流母線間の電圧指令値に基づいて、上記第１電圧指令および上記第２電圧指令を決定する指令分配部とを備え、上記循環電流制御部は、上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流が循環電流指令値に近づくように第１制御指令を演算する補償器と、演算された上記第１制御指令に含まれる、交流基本波の２倍周波数成分および４倍周波数成分の少なくとも一方を、抑制する第２制御指令を生成する抑制部とを備えて、上記第１制御指令と上記第２制御指令とを合成して上記循環制御指令を演算するものである。

この発明の電力変換装置によれば、正側アームと負側アームとでインダクタンス成分が異なる場合にも、直流側に流出する変動成分を抑制して、接続される直流回路の電流振動を抑制できる。また、交流基本波の２倍周波数成分および４倍周波数成分の少なくとも一方から成る電流振動成分の三相交流側への流出も抑制でき、電力変換装置を信頼性良く制御できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態１による変換器セルの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による変換器セルの別例による構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による循環電流制御部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の各部の電圧、電流を回路上で示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態３による抑制部の制御構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による抑制部の制御構成例を示すブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は主回路である電力変換器１と、電力変換器１を制御する制御装置２０とを備える。電力変換器１は、三相交流と直流との間で電力変換を行うもので、交流側は連系変圧器１３を介して三相交流回路としての系統である三相の交流電源１４に接続され、直流側はインピーダンス１５を介して直流系統である直流電源１６に接続される。
なお、連系変圧器１３の代わりに連系リアクトルを介して交流電源１４に接続しても良い。また、電力変換器１の直流側は、直流負荷に接続されてもよいし、直流出力を行う他の電力変換装置に接続されても良い。

電力変換器１の各相は、正側アーム５と負側アーム６とが直列接続されその接続点である交流端７が各相交流線に接続されるレグ回路４で構成され、３つのレグ回路４は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル９ｐと負側リアクトル９ｎとは、リアクタンスが異なるものであり、交流端７側に接続されて３端子のリアクトル８を構成している。
なお、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎが挿入される位置は、各アーム５、６内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。

また、制御装置２０は、第１電圧指令である正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と第２電圧指令である負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを生成する電圧指令生成部２１と、ＰＷＭ回路２２とを備えてゲート信号２２ａを生成し、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０を制御する。
各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻、各相交流線に流れる交流電流ｉｐは、それぞれ図示しない電流検出器により検出されて制御装置２０に入力される。さらに、図示しない電圧検出器により検出される交流電源１４の各相電圧（以下、交流電圧Ｖｓｐと称す）、電力変換器１の中性点電圧Ｖｓｎ、直流母線間電圧である直流電源１６の電圧の指令値（以下、直流電圧指令値Ｖｄｃ）が制御装置２０に入力される。なお、各相の交流電流ｉｐは、各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻とから演算して用いても良い。

制御装置２０では、入力された電圧、電流の情報に基づいて、電圧指令生成部２１が、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを生成する。そして、ＰＷＭ回路２２は各電圧指令Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻に基づいてパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によるゲート信号２２ａを生成する。
なお、制御装置２０の構成および動作の詳細は後述する。

各変換器セル１０の構成例を図２に示す。図２は、ハーフブリッジ構成を採用した変換器セル１０を示す。
図２の変換器セル１０は、それぞれダイオード３１が逆並列に接続された複数（この場合２個）の半導体スイッチング素子３０（以下、単にスイッチング素子と称す）の直列体３２と、この直列体３２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ３４とから構成される。スイッチング素子３０は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード３１が逆並列に接続されたスイッチ３３Ｐ、３３Ｎが用いられる。
そして、図２に示すように、変換器セル１０は、スイッチ３３Ｎのスイッチング素子３０の両端子を出力端とし、スイッチング素子３０をオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ３４の両端電圧およびゼロ電圧を出力する。

各変換器セル１０の別例による構成例を図３に示す。図３は、フルブリッジ構成を採用した変換器セル１０を示す。
図３の変換器セル１０は、２つの直列体４２を並列接続し、さらに直列体４２に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ４４を備えて構成される。各直列体４２は、それぞれダイオード４１が逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子４０を直列接続して構成される。スイッチング素子４０は、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード４１が逆並列に接続されて構成されるスイッチ４３Ｐ、４３Ｎが用いられる。
そして、図３に示すように、変換器セル１０は、それぞれの直列体４２の中間接続点となるスイッチング素子４０の端子を出力端とし、スイッチング素子４０をオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ４４両端の正電圧、負電圧およびゼロ電圧を出力する。

なお、変換器セル１０は、複数のスイッチング素子の直列体と、この直列体に並列に接続された直流コンデンサとから成り、スイッチング動作により直流コンデンサの電圧を選択的に出力する構成であれば、図２、図３で示した構成に限定されるものではない。

次に、制御装置２０の詳細について以下に説明する。
電力変換器１は直流および交流を出力するため、直流側と交流側の両側の制御が必要となる。さらに、交流側出力にも直流側出力にも寄与しないで正側、負側のアーム間を還流する循環電流ｉｚｐが電力変換器１内を流れるため、直流側制御、交流側制御に加え循環電流ｉｚｐの制御が必要となる。また、この場合、交流端７が系統の交流電源１４に連系されているため、交流側制御に必要な交流電圧を電力変換器１から出力する必要があり、交流連系点の各相の交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワードすることにより補償する制御を構成する。

図４は、制御装置２０の構成例を示すブロック図である。また、制御装置２０内の循環電流制御部２４の詳細を図５に示す。
制御装置２０は、上述したように電圧指令生成部２１とＰＷＭ回路２２とを備える。電圧指令生成部２１は、交流電流ｉｐを制御するための交流電流制御部２３と、電力変換器１内で循環する各相の循環電流ｉｚｐを制御するための循環電流制御部２４と、さらに各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを決定する指令分配部２５とを備える。
交流電流制御部２３は、検出された交流電流ｉｐと設定された交流電流指令との偏差が０になるように電圧指令である交流制御指令Ｖｃｐを演算する。即ち、各相交流線に流れる交流電流ｉｐを交流電流指令に追従制御するための交流制御指令Ｖｃｐを演算する。

循環電流制御部２４は、各相の循環電流ｉｚｐを設定された循環電流指令値、例えば０に追従制御するための循環制御指令Ｖｚｐを演算する。この循環電流制御部２４は、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に近づくように第１制御指令ΔＶｚｐを演算する補償器２７と、演算された第１制御指令ΔＶｚｐに含まれる、交流基本波の２倍周波数成分および４倍周波数成分を抑制する抑制部２８と、減算器２６および加算器２９とを備える。
なお、各相の循環電流ｉｚｐは、各相の正側アーム５、負側アーム６にそれぞれ流れる正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻とから演算できる。また、以後、交流基本波のｎ倍周波数をｎｆと称し、交流基本波のｎ倍周波数成分をｎｆ成分と称す。
循環電流制御部２４では、設定された循環電流指令値と各相の循環電流ｉｚｐとの偏差Δｉｚｐを減算器２６により算出し、補償器２７は、偏差Δｉｚｐの低周波数成分、例えば直流成分および１ｆ成分が０になるように電圧指令値である第１制御指令ΔＶｚｐを演算する。さらに抑制部２８は、補償器２７からの第１制御指令ΔＶｚｐのうち、２ｆ成分および４ｆ成分を抽出して抑制するための電圧指令値である第２制御指令ΔＶｆｚｐを演算する。この第２制御指令ΔＶｆｚｐは、加算器２９により、補償器２７の出力である第１制御指令ΔＶｚｐに加算され、循環制御指令Ｖｚｐが演算される。

指令分配部２５には、演算された交流制御指令Ｖｃｐ、循環制御指令Ｖｚｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃと、中性点電圧Ｖｓｎとが入力され、さらにフィードフォワード項として各相の交流電圧Ｖｓｐが入力される。この場合、電力変換器１の交流側が連系変圧器１３を介して交流電源１４に接続されているため、中性点電圧Ｖｓｎは、直流電源１６の電圧により演算される。直流電圧指令値Ｖｄｃは、直流出力制御により与えられても、一定値でもよい。
なお、電力変換器１と交流電源１４とが絶縁されていない場合は、交流電圧Ｖｓｐと直流電源１６の電圧とにより中性点電圧Ｖｓｎが演算される。
そして指令分配部２５は、これら入力情報に基づいて、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを決定する。

このように電圧指令生成部２１が生成する各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は、交流電流ｉｐを交流電流指令に、循環電流ｉｚｐを循環電流指令値にそれぞれ追従制御すると共に、直流電源１６の電圧を直流電圧指令値Ｖｄｃに制御し、さらに交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワード制御する出力電圧指令となる。
ＰＷＭ回路２２は、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に基づいて、各相の正側アーム５、負側アーム６内の各変換器セル１０をＰＷＭ制御するゲート信号２２ａを生成する。
生成されたゲート信号２２ａにより各変換器セル１０内のスイッチング素子３０（４０）が駆動制御され、電力変換器１の出力電圧は所望の値に制御される。

次に、指令分配部２５での演算について以下に詳述する。
図６は、電力変換器１の１相分における各部の電圧、電流を回路上で示す図である。
ここで、Ｌａｃは連系変圧器１３のインダクタンス、Ｌｃ^＋は正側リアクトル９ｐのインダクタンス、Ｌｃ⁻は負側リアクトル９ｎのインダクタンスを示す。
正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋は、正側アーム５内の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａが出力する電圧の指令値であり、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は、負側アーム６内の変換器セル１０を直列接続したセル群６ａが出力する電圧の指令値である。この場合、セル群５ａ、６ａの出力電圧が、Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻に制御されているものとする。
また、直流電源１６の電圧も直流電圧指令値Ｖｄｃに制御されているとする。

キルヒホッフの電流法則により、交流電流ｉｐと、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻との関係は、
ｉｐ＝ｉｐ^＋−ｉｐ⁻
また、循環電流ｉｚｐは以下のように定義される。
ｉｚｐ＝（ｉｐ^＋＋ｉｐ⁻）／２
すると、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻は、以下の式（１）、式（２）で表される。

図６に示す電力変換器１の一相分の回路において、直流側のキルヒホッフの電圧法則により、

交流側のキルヒホッフの電圧法則により、

式（３）、式（４）に、式（１）、式（２）を代入し、ｉｐ^＋、ｉｐ⁻を消去して電流の時間微分について整理すると、

となる。
交流電流ｉｐと循環電流ｉｚｐとの非干渉化のために、式（５）を対角化すると、以下の式（６）が得られる。

式（６）より、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、電流を制御するために必要な電圧成分Ｖｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）と、交流電圧および直流電圧を制御する電圧成分Ｖｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）とに分解可能であることがわかる。
電圧を制御するためのＶｐ^＋（ｖ）、Ｖｐ⁻（ｖ）は、式（５）より、

となる。
また、電流を制御するためのＶｐ^＋（ｉ）、Ｖｐ⁻（ｉ）は、式（６）より、

となる。
交流電流ｉｐを交流電流指令に追従制御するための交流制御指令Ｖｃｐと、循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に追従制御するための循環制御指令Ｖｚｐとが非干渉化され、交流電流制御と循環電流制御とをそれぞれ独立に行うためには、交流制御指令Ｖｃｐ、循環制御指令Ｖｚｐは、式（８）から、以下の式（９）の形となれば良い。

式（９）を考慮すると、式（８）は以下の式（１０）となり、交流電流ｉｐは交流制御指令Ｖｃｐにより、循環電流ｉｚｐは循環制御指令Ｖｚｐにより、それぞれ独立に制御される。

また、式（１０）の左辺から、
交流電流制御の制御対象の係数は、Ｌａｃ＋Ｌｃ^＋・Ｌｃ⁻／（Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻）
循環電流制御の制御対象の係数は、Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻
である。
交流電流制御については、交流端７よりも交流電源１４側のインダクタンスＬａｃのみでなく、正側アーム５、負側アーム６の並列インダクタンス成分（Ｌｃ^＋・Ｌｃ⁻／（Ｌｃ^＋＋Ｌｃ⁻））も制御対象である。即ち交流制御指令Ｖｃｐでは、並列インダクタンス成分による電圧降下分は考慮されていない。

式（９）を変形すると式（１１）となり、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻は、式（７）、式（１１）から式（１２）で表される。

指令分配部２５では、式（１２）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。
この正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻は式（３）を満たし、即ち、正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いた電圧である。なお、電圧降下分を考慮するインダクタンス成分とは、各アーム５、６の並列インダクタンス成分を除いたものである。

式（１２）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、交流電流ｉｐを制御する交流制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分は、交流制御指令Ｖｃｐに係数を乗算した電圧である。交流電流ｉｐは連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎに流れるため、交流制御指令Ｖｃｐの係数は、連系変圧器１３および正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬａｃ、Ｌｃ^＋、Ｌｃ⁻から求められる。そして、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋に対して、交流制御指令Ｖｃｐに負極性の係数が用いられ、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に対して、交流制御指令Ｖｃｐに正極性の係数が用いられる。
交流電流ｉｐは正側アーム５、負側アーム６をそれぞれ逆方向に流れるため、交流制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分は、正側アーム５と負側アーム６とで逆極性となる。

また式（１２）で示されるＶｐ^＋、Ｖｐ⁻において、循環電流ｉｚｐを制御する循環制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、循環制御指令Ｖｚｐに係数を乗算した電圧である。正側アーム５と負側アーム６との間を流れる循環電流ｉｚｐは、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎに流れるため、循環制御指令Ｖｚｐの係数は、正側リアクトル９ｐ、負側リアクトル９ｎの各インダクタンスＬｃ^＋、Ｌｃ⁻から求められる。そして、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に対して、循環制御指令Ｖｚｐに同極性の係数が用いられる。
循環電流ｉｚｐは正側アーム５、負側アーム６をそれぞれ同方向に流れるため、循環制御指令Ｖｚｐに係る電圧成分は、正側アーム５と負側アーム６とで同極性となる。

交流電圧Ｖｓｐ、中性点電圧Ｖｓｎに係る電圧成分については、交流制御指令Ｖｃｐに係る電圧成分と同様に、正側アーム５に対しては負極性、負側アーム６に対しては正極性となる。この場合、係数の大きさは、正側アーム５と負側アーム６とで同じ１である。
直流電圧指令値Ｖｄｃに係る電圧成分は、正側アーム５に対する電圧のみで係数は１である。

以上説明したように、制御装置２０は、各相の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを生成して、各変換器セル１０をＰＷＭ制御する。また、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを生成する際、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に追従制御する循環電流制御部２４では、特に２ｆ成分および４ｆ成分を抑制制御する。
この循環電流制御について、また、循環電流ｉｚｐに発生する２ｆ成分および４ｆ成分について、以下に詳述する。

まず、電力変換器１に流れる電流成分について説明する。電力変換器１は直流および交流を出力するため、電力変換器１に流れる電流は直流成分と交流基本波成分との２つの成分が主成分となる。よって、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻の主成分も直流成分と交流基本波成分との２成分となる。電流の直流成分は、ｉｐ^＋とｉｐ⁻とで大きさおよび極性が等しい成分であり、電流の交流基本波成分はｉｐ^＋とｉｐ⁻とで大きさが等しく逆極性の成分となる。
次に電力変換器１が出力する電圧成分について説明する。電力変換器１は直流および交流を出力するため、電力変換器１が出力する電圧についても、直流成分と交流基本波成分との２つの成分が主成分となる。よって、正側アーム５内のセル群５ａが出力する電圧Ｖｐ^＋、負側アーム６内のセル群６ａが出力する電圧Ｖｐ⁻の主成分も、直流成分と交流基本波成分との２成分となる。

電圧の直流成分は、Ｖｐ^＋とＶｐ⁻とで大きさおよび極性が等しい成分である。
電圧の交流基本波成分については、正側アーム５と負側アーム６のアーム両端電圧について、大きさが等しく逆極性の成分となる。アーム両端電圧は、セル群５ａ、６ａが出力する電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻とリアクトル９ｐ、９ｎの両端電圧との和である。リアクトル９ｐ、９ｎを流れるアーム電流ｉｐ^＋、ｉｐ⁻の基本波成分は大きさが同じであるため、正側リアクトル９ｐのインダクタンスＬｃ^＋と、負側リアクトル９ｎのインダクタンスＬｃ⁻とが異なる場合、リアクトル９ｐ、９ｎの両端電圧に偏差が生じ、セル群５ａ、６ａが出力する電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻の交流基本波成分は大きさが異なる逆極性の成分となる。
なお、仮に正側アーム５と負側アーム６のリアクトル９ｐ、９ｎの両端電圧が等しい場合、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻の交流基本波成分は大きさが等しく逆極性の成分となる。

次に、セル群５ａ、６ａが出力する電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻の直流成分および交流基本波成分と、セル群５ａ、６ａに流れるアーム電流ｉｐ^＋、ｉｐ⁻の直流成分および交流基本波成分とにより発生する振動成分について説明する。この振動成分は、電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻に発生する微小な高調波振動、アーム電流ｉｐ^＋、ｉｐ⁻に発生する微小な高調波振動、および変換器セル１０内の直流コンデンサ電圧（直流コンデンサ３４、４４の電圧）の高調波振動である。さらにこれらの振動により発生する循環電流ｉｚｐの高調波成分、交流側に出力する高調波成分、および直流側に出力する高調波成分ついても説明する。
具体的には、直流コンデンサ電圧の２ｆ成分、直流電流の３ｆ成分、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分、交流電流ｉｐの２ｆ成分および４ｆ成分について、以下に説明する。

正側アーム５および負側アーム６には、正負逆極性の交流基本波成分（１ｆ成分）の電流が流れる。また正側アーム５および負側アーム６には、正負逆極性の１ｆの電圧を発生するため、電圧指令（正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻）である変調信号に正負逆極性の１ｆ成分が存在する。なお、正側アーム５と負側アーム６とで逆極性であることを単に正負逆極性と称し、正側アーム５と負側アーム６とで同極性であることを単に正負同極性と称する。
正負逆極性の１ｆ電流成分と、正負逆極性の１ｆ変調信号とにより、正負同極性の２ｆ電力脈動を発生し、変換器セル１０内の直流コンデンサ３４、４４に、２ｆ成分の電流が流れる。これにより、直流コンデンサ電圧も正負同極性の２ｆ成分で振動する。

また電力変換器１は、正負同極性の直流電圧を発生するため、変調信号に正負同極性の直流成分が存在する。この変調信号内の正負同極性の直流成分と、直流コンデンサ電圧の正負同極性の２ｆ成分により、正負同極性の２ｆ電圧振動が発生してリアクトル９ｐ、９ｎに印加され、アーム電流ｉｐ^＋、ｉｐ⁻に正負同極性の２ｆ振動が発生する。この２ｆ電流振動は正負同極性であるため循環電流ｉｚｐとなり、即ち、循環電流ｉｚｐに２ｆ振動が発生する。
この正負同極性の２ｆ電流成分と正負逆極性の１ｆ変調信号とにより、正負逆極性の３ｆ電力脈動を発生し、変換器セル１０内の直流コンデンサ３４、４４に、３ｆ成分の電流が流れる。これにより直流コンデンサ電圧も正負逆極性の３ｆ成分で振動する。
この直流コンデンサ電圧の正負逆極性の３ｆ成分と、正負逆極性の１ｆ変調信号とにより、正負同極性の４ｆ電圧振動が発生してリアクトル９ｐ、９ｎに印加され、アーム電流ｉｐ^＋、ｉｐ⁻に正負同極性の４ｆ振動が発生する。この４ｆ電流振動は正負同極性であるため循環電流ｉｚｐとなり、即ち、循環電流ｉｚｐに４ｆ振動が発生する。
また、直流コンデンサ電圧の正負逆極性の３ｆ成分と、変調信号内の正負同極性の直流成分とにより、正負逆極性の３ｆ電圧振動を発生する。

循環電流ｉｚｐの２ｆ振動および４ｆ振動と、３ｆ電圧振動とは、以上のように発生するものであるが、これにより以下のような影響が生じる。
仮に、正側リアクトル９ｐのインダクタンスＬｃ^＋と、負側リアクトル９ｎのインダクタンスＬｃ⁻とが等しい場合、循環電流ｉｚｐの２ｆ振動および４ｆ振動は、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻とで同じ大きさとなるため、全ての成分は循環電流ｉｚｐとなり、交流側には出力されない。
この場合、正側リアクトル９ｐのインダクタンスＬｃ^＋と、負側リアクトル９ｎのインダクタンスＬｃ⁻とが異なるため、循環電流ｉｚｐの２ｆ振動および４ｆ振動は、正側アーム電流ｉｐ^＋、負側アーム電流ｉｐ⁻とで大きさが僅かに異なり、その差分電流が交流側に出力され、交流電流ｉｐに２ｆおよび４ｆの高調波成分が流出する。

３ｆ電圧振動についても、リアクトル９ｐ、９ｎのインダクタンスＬｃ^＋、Ｌｃ⁻が等しい場合は、セル群５ａ、６ａの出力電圧の大きさは等しく逆極性であるため出力側には影響しない。
この場合、リアクトル９ｐ、９ｎのインダクタンスＬｃ^＋、Ｌｃ⁻が異なるため、セル群５ａ、６ａの出力電圧の大きさが異なり、３ｆ電圧変動が出力側に流出する。この３ｆ電圧変動は、三相で共通の成分となるため、直流側に流出する。よって直流側に３ｆの高調波電圧が印加されることにより、直流線路に３ｆ高調波電流が流れる。

このように、交流電流ｉｐに２ｆおよび４ｆの高調波成分が、直流電流に３ｆの高調波成分が振動成分として流出する。そして、これらの振動成分は、上述した発生要因から分かるように、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制することで抑制できる。

この実施の形態では、上述したように、循環電流制御部２４において、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に近づくように補償器２７にて第１制御指令ΔＶｚｐを演算し、抑制部２８は、第１制御指令ΔＶｚｐに含まれる、２ｆ成分および４ｆ成分を抑制するように第２制御指令ΔＶｆｚｐを生成し、第１制御指令ΔＶｚｐと第２制御指令ΔＶｆｚｐとを合成して循環制御指令Ｖｚｐを生成する。このため、循環制御指令Ｖｚｐは、２ｆ成分および４ｆ成分に対する感度が大きなものとなり、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を効果的に抑制できる。
これにより、交流電流ｉｐに２ｆおよび４ｆの高調波成分が流出するのが抑制できると共に、直流電流に３ｆの高調波成分が流出するのが抑制できる。

直流母線２、３を介して接続される直流回路の共振周波数が低周波数、特に３ｆ付近の場合、直流回路に流出する３ｆの高調波電流は、大きな成分となって大きな振動を発生させるものである。この実施の形態では、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制する制御を行っているため、直流電流に３ｆの高調波成分が流出するのが抑制でき、直流回路の電流振動を抑制できる。
また、同時に、交流電流ｉｐに２ｆおよび４ｆの高調波成分が流出するのを抑制でき、制御の信頼性が向上する。
さらに、直流系統（直流電源１６）に接続されて直流送電に用いる電力変換装置では、直流電流の電流振動を抑制できることにより制御の信頼性を格段と向上できる。

また制御装置２０は、電力変換器１の正側アーム５、負側アーム６がそれぞれ出力分担する電圧から、各アーム５、６内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて、電圧成分を分配することにより、各相の正側アーム５に対する正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と、各相の負側アーム６に対する負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを決定する。これにより、各アーム５、６内のインダクタンス成分が異なるものであっても、交流電流ｉｐの電流制御と循環電流ｉｚｐの電流制御との間で干渉が生じることなく、電力変換器１は安定して信頼性良く制御される。また、交流電流ｉｐの電流制御と循環電流ｉｚｐの電流制御との間で干渉がないため、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制する制御が効果的に行える。

なお、上記実施の形態では、正側リアクトル９ｐのインダクタンスＬｃ^＋と、負側リアクトル９ｎのインダクタンスＬｃ⁻とが異なるものとしたが、いずれか一方のアーム５、６のみにリアクトルを設けても良い。また、リアクトル９ｐ、９ｎ自体のインダクタンスに限らず、他の要因で各アーム５、６内のインダクタンス成分が異なる場合にも、効果を有する。

さらに上記実施の形態では、正側アーム５と負側アーム６とが直列接続されその接続点である交流端７が各相交流線に接続されるものを示したが、交流端７を設けず変圧器を介して各相交流線に接続しても良い。その場合、各相交流線に接続されるのが変圧器の一次側とすると、例えば、電力変換器１の各相の正側アーム５と負側アーム６とが、変圧器の各相二次巻線を介して直列接続される。

また、上記実施の形態では、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制するものを示したが、抑制部２８では、２ｆ成分、４ｆ成分のいずれか一方のみを抑制するように制御しても良い。その場合、抑制対象（２ｆ成分、４ｆ成分のいずれか一方）の高調波成分が交流電流ｉｐに流出するのが抑制できる。また、２ｆ成分、４ｆ成分の双方を抑制する場合に比べると、効果は減少するが、直流電流に３ｆの高調波成分が流出するのを抑制できる。

また、上記実施の形態では、電力変換器１の交流側を系統に連系して、制御装置２０は、交流電圧Ｖｓｐをフィードフォワードする制御を行うものであったが、電力変換器１の交流側を他の交流回路に接続しても良いし、交流電圧Ｖｓｐのフィードフォワード制御は無くても良い。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図７に基づいて以下に説明する。図７は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
この実施の形態２では、各レグ回路４の正側アーム５、負側アーム６のそれぞれは、１以上の変換器セル１０を直列接続したセル群５ａ、６ａで構成され、負側アーム６のみに、セル群６ａの負極側に負側リアクトル９ｎが直列に挿入される。この他の構成は、図１で示した上記実施の形態１と同様である。
なお、図７では便宜上、制御装置２０の図示を省略した。

制御装置２０の構成は図４、図５で示した上記実施の形態１と同様であるが、この場合、正側リアクトル９ｐが無いので、指令分配部２５での演算が異なり、以下に示す。
インダクタンスＬｃ^＋を０として、上記実施の形態１での式（１２）を変形すると、以下の式（１３）が得られる。

指令分配部２５では、式（１３）で示される電圧Ｖｐ^＋、Ｖｐ⁻を、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋、負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻に用いる。

この実施の形態においても、交流電流ｉｐの電流制御と循環電流ｉｚｐの電流制御との間で干渉が生じることなく、また、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制する制御が効果的に行え、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
さらに、電力変換器１の各相のレグ回路４において、負側アーム６のセル群６ａの負極側のみにリアクトル（負側リアクトル９ｎ）が挿入される。このため負側リアクトル９ｎは、耐電圧特性が低い小型の素子で良く、電力変換器１は小型化に適した構成となる。
このように、小型化に適した電力変換器１の正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とが信頼性良く生成される。

なお、負側リアクトル９ｎは、負側アーム６のセル群６ａの正極側に挿入しても良く、制御装置２０は上記実施の形態２と同様に、正側アーム電圧指令Ｖｐ^＋と負側アーム電圧指令Ｖｐ⁻とを生成して電力変換器１を制御する。

また、制御装置２０の指令分配部２５の制御は、上記実施の形態１、２で示したものに限るものではなく、その場合も、循環電流制御部２４の制御により、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を抑制できる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３を以下に説明する。この実施の形態３では、上記実施の形態１による循環電流制御部２４内の抑制部２８の構成例について図８に基づいて以下に示す。
図８に示すように、抑制部２８は、２ｆ成分抑制部２８ａと４ｆ成分抑制部２８ｂとを備え、２ｆ成分抑制部２８ａが演算する電圧指令７３ａと４ｆ成分抑制部２８ｂが演算する電圧指令７７ａとを加算器７８で加算して第２制御指令ΔＶｆｚｐを生成する。
２ｆ成分抑制部２８ａは、２ｆ成分の余弦成分を抑制するための第１余弦補償器である補償器７１ａと、２ｆ成分の正弦成分を抑制するための第１正弦補償器である補償器７１ｂと、乗算器７０ａ、７０ｂ、７２ａ、７２ｂと、加算器７３とを備える。また、４ｆ成分抑制部２８ｂは、４ｆ成分の余弦成分を抑制するための第２余弦補償器である補償器７５ａと、４ｆ成分の正弦成分を抑制するための第２正弦補償器である補償器７５ｂと、乗算器７４ａ、７４ｂ、７６ａ、７６ｂと、加算器７７とを備える。

上記実施の形態１で述べたように、抑制部２８には、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に近づくように補償器２７にて演算された第１制御指令ΔＶｚｐが入力される。
抑制部２８内の２ｆ成分抑制部２８ａでは、交流電圧の基本波位相θの２倍である２θの余弦および正弦を、それぞれ乗算器７０ａ、７０ｂで第１制御指令ΔＶｚｐに乗算することにより、２ｆ成分の余弦成分、正弦成分をそれぞれ直流成分に変化させる。乗算器７０ａ、７０ｂの各出力は補償器７１ａ、７１ｂにそれぞれ入力され、補償器７１ａ、７１ｂでは、入力された直流成分が０となるように電圧指令成分を演算する。そして、この演算結果に再度、２θの余弦および正弦を、それぞれ乗算器７２ａ、７２ｂで乗算し、各乗算器７２ａ、７２ｂの出力を加算器７３にて加算することにより電圧指令７３ａを得る。

抑制部２８内の４ｆ成分抑制部２８ｂでは、交流電圧の基本波位相θの４倍である４θの余弦および正弦を、それぞれ乗算器７４ａ、７４ｂで第１制御指令ΔＶｚｐに乗算することにより、４ｆ成分の余弦成分、正弦成分をそれぞれ直流成分に変化させる。乗算器７４ａ、７４ｂの各出力は補償器７５ａ、７５ｂにそれぞれ入力され、補償器７５ａ、７５ｂでは、入力された直流成分が０となるように電圧指令成分を演算する。そして、この演算結果に再度、４θの余弦および正弦を、それぞれ乗算器７６ａ、７６ｂで乗算し、各乗算器７６ａ、７６ｂの出力を加算器７７にて加算することにより電圧指令７７ａを得る。
そして、２つの電圧指令７３ａ、７７ａは、加算器７８で加算され、第２制御指令ΔＶｆｚｐが生成される。

各補償器７１ａ、７１ｂ、７５ａ、７５ｂは、直流成分のゲインを高くすることで、抑制能力を確保することができる。
例えば、各補償器７１ａ、７１ｂ、７５ａ、７５ｂを、直流ゲインが無限大となる積分制御を用いる構成にすることで、効果的に対象成分を抑制できる。その場合、循環電流制御部２４内で第１制御指令ΔＶｚｐを生成する補償器２７は、比例制御を用いる構成にするのが良い。

以上のように、この実施の形態３では、抑制部２８を、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分の余弦成分および正弦成分を抽出して抑制するように構成したため、２ｆ成分および４ｆ成分の抑制能力を向上する。これにより、交流電流ｉｐに流出する２ｆ成分および４ｆ成分の高調波成分、および、直流電流に流出する３ｆの高調波成分を効果的にかつ確実に抑制できる。

なお、抑制部２８は、２ｆ成分抑制部２８ａ、４ｆ成分抑制部２８ｂの内、いずれか一方のみ備えるものとしても良い。例えば、２ｆ成分抑制部２８ａのみを備える場合は、２ｆ成分抑制部２８ａが演算する電圧指令７３ａが第２制御指令ΔＶｆｚｐとなり、４ｆ成分抑制部２８ｂのみを備える場合は、４ｆ成分抑制部２８ｂが演算する電圧指令７７ａが第２制御指令ΔＶｆｚｐとなる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４を以下に説明する。この実施の形態４では、上記実施の形態１による循環電流制御部２４内の抑制部２８について、さらに別の構成を図９に基づいて以下に示す。
図９に示すように、抑制部２８０は、２ｆ成分抑制部２８０ａと４ｆ成分抑制部２８０ｂとを備え、２ｆ成分抑制部２８０ａの演算結果と４ｆ成分抑制部２８ｂの演算結果とを加算器８６で加算して第２制御指令ΔＶｆｚｐを生成する。
２ｆ成分抑制部２８０ａは、２ｆ成分を抽出するための第１回転座標変換部である回転座標変換部８０と補償器８１と第１静止座標変換部である静止座標変換部８２とを備える。また、４ｆ成分抑制部２８０ｂは、４ｆ成分を抽出するための第２回転座標変換部である回転座標変換部８３と補償器８４と第２静止座標変換部である静止座標変換部８５とを備える。

上記実施の形態１で述べたように、抑制部２８には、各相の循環電流ｉｚｐを循環電流指令値に近づくように補償器２７にて演算された第１制御指令ΔＶｚｐが入力される。
抑制部２８０内の２ｆ成分抑制部２８０ａでは、回転座標変換部８０が、入力された第１制御指令ΔＶｚｐ（ΔＶｚｕ、ΔＶｚｖ、ΔＶｚｗ）を、交流電圧の基本波位相θの２倍である２θで回転座標変換し、これにより、第１制御指令ΔＶｚｐ内の２ｆ成分が、直交した２つの直流成分（位相が９０度異なる成分）に変換される。回転座標変換部８０の出力は補償器８１に入力され、補償器８１では、入力された２つの直流成分がそれぞれ０となるように２つの電圧指令成分を演算する。そして、演算された２つの電圧指令成分を、静止座標変換部８２は、−２θで静止座標変換、即ち、先の回転座標変換と逆変換して、各相の２ｆ成分を抑制する電圧指令を演算する。

抑制部２８０内の４ｆ成分抑制部２８０ｂでは、回転座標変換部８３が、入力された第１制御指令ΔＶｚｐ（ΔＶｚｕ、ΔＶｚｖ、ΔＶｚｗ）を、交流電圧の基本波位相θの４倍である４θで回転座標変換し、これにより、第１制御指令ΔＶｚｐ内の４ｆ成分が、直交した２つの直流成分（位相が９０度異なる成分）に変換される。回転座標変換部８３の出力は補償器８４に入力され、補償器８４では、入力された２つの直流成分がそれぞれ０となるように２つの電圧指令成分を演算する。そして、演算された２つの電圧指令成分を、静止座標変換部８５は、−４θで静止座標変換、即ち、先の回転座標変換と逆変換して、各相の４ｆ成分を抑制する電圧指令を演算する。
そして、各相の２ｆ成分を抑制する電圧指令と、各相の４ｆ成分を抑制する電圧指令とは、加算器８６で加算され、第２制御指令ΔＶｆｚｐが生成される。

各補償器８１、８４は、直流成分のゲインを高くすることで、抑制能力を確保することができる。
例えば、各補償器８１、８４を、直流ゲインが無限大となる積分制御を用いる構成にすることで、効果的に対象成分を抑制できる。その場合、循環電流制御部２４内で第１制御指令ΔＶｚｐを生成する補償器２７は、比例制御を用いる構成にするのが良い。

以上のように、この実施の形態４では、抑制部２８０を、循環電流ｉｚｐの２ｆ成分および４ｆ成分を回転座標変換を用いて直流成分として検出して抑制するように構成したため、２ｆ成分および４ｆ成分の抑制能力を向上する。これにより、交流電流ｉｐに流出する２ｆ成分および４ｆ成分の高調波成分、および、直流電流に流出する３ｆの高調波成分を効果的にかつ確実に抑制できる。

なおこの場合も、抑制部２８０は、２ｆ成分抑制部２８０ａ、４ｆ成分抑制部２８０ｂの内、いずれか一方のみ備えるものとしても良い。例えば、２ｆ成分抑制部２８０ａのみを備える場合は、２ｆ成分抑制部２８０ａが演算する電圧指令が第２制御指令ΔＶｆｚｐとなり、４ｆ成分抑制部２８０ｂのみを備える場合は、４ｆ成分抑制部２８０ｂが演算する電圧指令が第２制御指令ΔＶｆｚｐとなる。

またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (13)

1. それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、それらの出力が各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
   該電力変換器を制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
   上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、
   上記制御装置は、上記正側アームに対する第１電圧指令と上記負側アームに対する第２電圧指令とを生成する電圧指令生成部を有して、上記正側アーム、上記負側アーム内の上記各変換器セルをＰＷＭ制御により出力制御し、
   上記電圧指令生成部は、
   上記各相交流線に流れる交流電流成分を制御する交流制御指令を生成する交流電流制御部と、上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流成分を制御する循環制御指令を演算する循環電流制御部と、上記交流制御指令、上記循環制御指令、および上記直流母線間の電圧指令値に基づいて、上記第１電圧指令および上記第２電圧指令を決定する指令分配部とを備え、
   上記循環電流制御部は、
   上記各レグ回路間で循環する各相の循環電流が循環電流指令値に近づくように第１制御指令を演算する補償器と、演算された上記第１制御指令に含まれる、交流基本波の２倍周波数成分および４倍周波数成分の少なくとも一方を、抑制する第２制御指令を生成する抑制部とを備えて、上記第１制御指令と上記第２制御指令とを合成して上記循環制御指令を演算する、
   電力変換装置。
2. 上記抑制部は、上記交流基本波の２倍位相の余弦および正弦を上記第１制御指令にそれぞれ乗算して演算される２種の成分を、それぞれ抑制するように演算する第１余弦補償器と第１正弦補償器とを備え、該演算結果に再度、上記２倍位相の余弦および正弦をそれぞれ乗算した２種の結果を合成した電圧指令に基づいて上記第２制御指令を生成する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記抑制部は、上記交流基本波の４倍位相の余弦および正弦を上記第１制御指令にそれぞれ乗算して演算される２種の成分を、それぞれ抑制するように演算する第２余弦補償器と第２正弦補償器とを備え、該演算結果に再度、上記４倍位相の余弦および正弦をそれぞれ乗算した２種の結果を合成した電圧指令に基づいて上記第２制御指令を生成する、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記抑制部は、上記交流基本波の２倍位相を用いて上記第１制御指令を回転座標変換する第１回転座標変換部と、該第１回転座標変換部が出力する成分を抑制するように演算する補償器と、該補償器の演算結果を上記２倍位相を用いて静止座標変換する第１静止座標変換部とを備え、該第１静止座標変換部の出力に基づいて上記第２制御指令を生成する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 上記抑制部は、上記交流基本波の４倍位相を用いて上記第１制御指令を回転座標変換する第２回転座標変換部と、該第２回転座標変換部が出力する成分を抑制するように演算する補償器と、該補償器の演算結果を上記４倍位相を用いて静止座標変換する第２静止座標変換部とを備え、該第２静止座標変換部の出力に基づいて上記第２制御指令を生成する、
   請求項１または請求項４に記載の電力変換装置。
6. 上記第１制御指令を演算する上記補償器は比例制御を用い、上記第２制御指令を生成する上記抑制部は積分制御を用いる、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記各レグ回路における上記正側アームと上記負側アームとの接続点が上記各相交流線に接続される、
   請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記各レグ回路における上記正側アーム、上記負側アームのいずれか一方のみにリアクトルが直列に挿入されるか、あるいは上記正側アーム、上記負側アームにリアクタンスが異なるリアクトルが直列に挿入される、
   請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記各レグ回路の上記負側アームのみに上記リアクトルが直列に挿入されている、
   請求項８に記載の電力変換装置。
10. 上記リアクトルは、上記負側アーム内の上記変換器セルの負極側に挿入される、
    請求項９に記載の電力変換装置。
11. 上記指令分配部は、上記正側アーム、上記負側アームがそれぞれ出力分担する電圧から該正側アーム内、該負側アーム内の各インダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引いて上記第１電圧指令および上記第２電圧指令を決定する、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 上記各相交流線が三相交流回路に接続され、上記指令分配部は、上記三相交流回路の各相電圧をフィードフォワード項に用いて上記第１電圧指令および上記第２電圧指令を決定する、
    請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 上記電力変換器は、上記正負の直流母線を介して直流系統に接続される、
    請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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