JP7374734B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

交流電力を直流電力、または、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として、例えば３相２レベル変換器が用いられている。３相２レベル変換器は、６つの半導体スイッチング素子を用いて構成することができ、小型化および低コスト化を図ることが出来る。

一方、３相２レベル変換器の出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、相ごとに、ＰＷＭ（パルス幅変調）により＋Ｖｄｃ／２と－Ｖｄｃ／２との２値を切替えた擬似的な交流波形となる。このため、３相２レベル変換器の出力電圧波形は、半導体スイッチング素子のスイッチングに起因する高調波電圧を含んでいる。

３相２レベル変換器の出力端にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入することにより、スイッチングに起因する高調波成分を低減する方法が提案されている。しかしながら、電力系統に流れ出す高調波成分を、他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させるためには、大きな容量のフィルタを用いる必要があり、電力変換装置のコスト上昇と、重量増加を招いていた。

また、上記フィルタを小型化することを目的に、半導体スイッチング素子のスイッチングを高周波化することが検討されている。しかしながら、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を高くすると、スイッチングに伴うエネルギー損失が増大し、電力ロスが大きくなるのみならず、電力変換器の冷却性能を上げる必要が生じる。例えば屋外等で冷却ファンの設置が困難な環境で電力変換器を使用するときには、冷却部が大型化することとなる。

これに対し、モジュラー・マルチレベル変換器のように、単位変換器を多段接続し、電力系統、配電系統電圧と同等な高電圧を変換できる電力変換器の研究開発も進められている。モジュラー・マルチレベル変換器が実用化されると、多レベル化することにより出力電圧・電流波形がより正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットを享受することができる。さらに、各単位変換器のスイッチングタイミングをずらすことにより、同程度の高調波成分を含む出力電圧・電流を、より低周波のスイッチング周波数で実現することができ、スイッチング損失を低減することも可能になる。

特許第５１７６００６号公報

例えば、モジュラー・マルチレベル変換器の直流端子に畜電池または太陽光パネルなど直流電圧が比較的大きく変化する機器（電源若しくは負荷）が接続されたとき、直流端子の電圧が低下しても電力変換装置が運転し続けることが必要である。

直流出力機能を持つＭＭＣのうち、単位変換器をチョッパ回路で構成するＭＭＣ（ＭＭＣＣ－ＤＳＣＣ：MMCC-Double-Star Chopper Cells）は、もっとも少ない素子数で電力変換装置を構成できるため、高電圧直流送電（ＨＶＤＣ：High Voltage Direct Current）をはじめとして広く利用されている。しかしながら、直流端子電圧の半分の値が交流出力電圧振幅よりも低下した場合チョッパ回路により負の電圧を出力することができないため、ＭＭＣＣ－ＤＳＣＣは、電力変換動作を継続することができなくなる。

負の電圧を出力できるブリッジ回路を単位変換器に採用したＭＭＣ（ＭＭＣＣ－ＤＳＢＣ：MMCC-Double-Star Bridge Cells）は、交流出力電圧を出しながら、直流出力電圧が零や負となるように制御することができる。このため、ＭＭＣＣ－ＤＳＢＣは、直流端子の電圧が低下しても、電力変換動作を継続することが可能になる。ただし、ＭＭＣＣ－ＤＳＢＣは、ＭＭＣＣ－ＤＳＣＣと比較して素子数が２倍に増加するため、コストおよびエネルギー損失の増大を抑制することが困難であった。

本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態による電力変換装置は、正側直流端子と交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む正側アームと、負側直流端子と交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む負側アームと、前記単位変換器のゲート信号を生成して出力する制御回路と、を備え、前記正側アームと前記負側アームとのそれぞれにおいて、複数の前記単位変換器は、Ｍ個の片極性の単位変換器とＮ個の両極性の単位変換器とを含み、前記Ｍと前記Ｎとは、複数の前記単位変換器に含まれるセルコンデンサの電圧値と、前記Ｍと前記Ｎとの和との積が前記正側アーム又は前記負側アームの電圧指令値の最大値よりも大きく、かつ、前記セルコンデンサの電圧値と前記Ｎと－１との積が前記正側アーム又は前記負側アームの電圧指令値の最小値よりも小さくなるように設定されている。

図１は、第１実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。 図２は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の一構成例を概略的に示す図である。 図３は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の他の構成例を概略的に示す図である。 図４は、図１に示す電力変換装置のアームの一構成例を概略的に示す図である。 図５は、図４に示す電力変換装置のアームについて、単位変換器それぞれの出力電圧とアームの出力電圧とを示す図である。 図６は、図１に示す電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図７は、図６に示す制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図８は、第１実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 図９は、比較例の電力変換装置における、セルコンデンサの電圧と変換器アームの出力電圧の一例を概略的に示す図である。 図１０は、一実施形態の電力変換装置における、セルコンデンサの電圧と変換器アームの出力電圧の一例を概略的に示す図である。 図１１は、第２実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である 図１２は、第２実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 図１３は、第３実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図１４は、第３実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 図１５は、第４実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図１６は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 図１７は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の他の例を示す図である。

以下、実施形態の電力変換装置について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、第１実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置２０は、三相の交流電源（若しくは交流負荷）１０と図示しない直流電源（若しくは直流負荷）との間に接続されている。交流電源１０は例えば商用電源である。直流電源は、例えば、太陽光発電システムや、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）のような直流電源や、バッテリや、他の電力変換装置等である。

電力変換装置２０は、交流端子ＵＴ、ＶＴ、ＷＴと、直流正端子ＰＴと、直流負端子ＭＴと、制御回路ＣＴＲと、Ｕ相正側アーム３０Ｕと、Ｕ相負側アーム３０Ｘと、Ｖ相正側アーム３０Ｖと、Ｖ相負側アーム３０Ｙと、Ｗ相正側アーム３０Ｗと、Ｗ相負側アーム３０Ｚと、リアクトルＬＵ～ＬＺと、を備えている。また、個数を限定するものではないが、各アームは３つの単位変換器により構成されている。
交流端子ＵＴ、ＶＴ、ＷＴは、３相交流電源１０と電気的に接続される。直流正端子ＰＴと直流負端子ＭＴとは、図示しない直流電源と電気的に接続される。

Ｕ相正側アーム３０Ｕの一端（低電位側端）は、リアクトルＬＵを介して交流端子ＵＴと電気的に接続されている。Ｕ相正側アーム３０Ｕの他端（高電位側端）は、直流正端子ＰＴと電気的に接続されている。
Ｕ相負側アーム３０Ｘの一端（高電位側端）は、リアクトルＬＸを介して交流端子ＵＴと電気的に接続されている。Ｕ相負側アーム３０Ｘの他端（低電位側端）は、直流負端子ＭＴと電気的に接続されている。

Ｖ相正側アーム３０Ｖの一端（低電位側端）は、リアクトルＬＶを介して交流端子ＶＴと電気的に接続されている。Ｖ相正側アーム３０Ｖの他端（高電位側端）は、直流正端子ＰＴと電気的に接続されている。
Ｖ相負側アーム３０Ｙの一端（高電位側端）は、リアクトルＬＹを介して交流端子ＶＴと電気的に接続されている。Ｖ相負側アーム３０Ｙの他端（低電位側端）は、直流負端子ＭＴと電気的に接続されている。

Ｗ相正側アーム３０Ｗの一端（低電位側端）は、リアクトルＬＷを介して交流端子ＷＴと電気的に接続されている。Ｗ相正側アーム３０Ｗの他端（高電位側端）は、直流正端子ＰＴと電気的に接続されている。
Ｗ相負側アーム３０Ｚの一端（高電位側端）は、リアクトルＬＺを介して交流端子ＷＴと電気的に接続されている。Ｗ相負側アーム３０Ｚの他端（低電位側端）は、直流負端子ＭＴと電気的に接続されている。

制御回路ＣＴＲは、外部から供給された指令値および電力変換装置２０にて検出された各種検出値に基づいて、電力変換装置２０の動作を制御する。制御回路ＣＴＲは、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）であってもよく、ＣＰＵ（central processing unit）やＭＰＵ（micro processing unit）などのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムが格納されたメモリと、を備えた演算装置であってもよい。

制御回路ＣＴＲには、各相アームの単位変換器に含まれるセルコンデンサの電圧、各相アームに流れる電流、系統電圧、および、後述する種々の指令値が入力され、各相アームに含まれる単位変換器へゲート信号を出力する。

図２は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の一構成例を概略的に示す図である。
図２に示す単位変換器ＣＬ１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、セルコンデンサＣ１と、を備えたチョッパ回路を含む。
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは直列に接続し、スイッチング素子Ｑ１のソース（低電位側端）はスイッチング素子Ｑ２のドレインと電気的に接続している。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide semiconductor field-effect transistor）等の自己消弧型のスイッチング素子を備えている。自己消弧型のスイッチング素子は、例えば、ＩＥＧＴ（injection Enhanced Gate transistor）、ＧＴＯ（gate turn-off thyristor）、ＧＣＴ（gate communicated turn-off thyristor）、又はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等、素子のオン（導通状態）とオフ（非導通状態）とを電気的に制御可能なスイッチング素子を採用することが可能である。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、必要に応じて、スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードを備えてもよい。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、制御回路ＣＴＲから供給されるゲート信号により動作を制御される。

なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２として、ＩＧＢＴやＩＥＧＴを採用する場合には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソースをエミッタと読み替え、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレインをコレクタとして読み替える。

セルコンデンサＣ１の一端（高電位側端）はスイッチング素子Ｑ１のドレインと電気的に接続し、セルコンデンサＣ１の他端（低電位側端）はスイッチング素子Ｑ２のソースと電気的に接続している。

単位変換器ＣＬ１は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間（Ｔ１）において、直流正端子ＰＴ、いずれかの交流端子、若しくは、高電位側の単位変換器と電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２のソース（Ｔ２）にて低電位側の単位変換器、いずれかの交流端子、若しくは、直流負端子ＭＴと電気的に接続される。

上記単位変換器ＣＬ１のスイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときには、単位変換器ＣＬ１の出力電圧はセルコンデンサＣ１の電圧Ｖｃとなる。また、単位変換器ＣＬ１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、単位変換器ＣＬ１の出力電圧はゼロとなる。

図３は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の他の構成例を概略的に示す図である。
図３に示す単位変換器ＣＬ２は、スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６と、セルコンデンサＣ２と、を備えたブリッジ回路を含む。
スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは直列に接続し、スイッチング素子Ｑ３のソース（低電位側端）はスイッチング素子Ｑ４のドレインと電気的に接続している。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは直列に接続し、なお、スイッチング素子Ｑ５のソース（低電位側端）はスイッチング素子Ｑ６のドレインと電気的に接続している。

スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６は、例えばＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide semiconductor field-effect transistor）等の自己消弧型のスイッチング素子を備えている。自己消弧型のスイッチング素子は、例えば、ＩＥＧＴ（injection Enhanced Gate transistor）、ＧＴＯ（gate turn-off thyristor）、ＧＣＴ（gate communicated turn-off thyristor）、又はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等、素子のオン（導通状態）とオフ（非導通状態）とを電気的に制御可能なスイッチング素子を採用することが可能である。スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６は、必要に応じて、スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードを備えてもよい。スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６は、制御回路ＣＴＲから供給されるゲート信号により動作を制御される。

なお、スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６として、ＩＧＢＴやＩＥＧＴを採用する場合には、スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６のソースをエミッタと読み替え、スイッチング素子Ｑ３－Ｑ６のドレインをコレクタとして読み替える。

セルコンデンサＣ２の一端（高電位側端）はスイッチング素子Ｑ１のドレインおよびスイッチング素子Ｑ３のドレインと電気的に接続し、セルコンデンサＣ２の他端（低電位側端）はスイッチング素子Ｑ４のソースおよびスイッチング素子Ｑ６のソースと電気的に接続している。

単位変換器ＣＬ２は、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との間（Ｔ３）において、直流正端子ＰＴ、いずれかの交流端子、若しくは、高電位側の単位変換器と電気的に接続される。また、単位変換器ＣＬ２は、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との間（Ｔ４）にて低電位側の単位変換器、いずれかの交流端子、若しくは、直流負端子ＭＴと電気的に接続される。

上記単位変換器ＣＬ２のスイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンのときには、単位変換器ＣＬ２の出力電圧はセルコンデンサＣ２の電圧Ｖｃとなる。また、単位変換器ＣＬ２のスイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンのとき、および、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ６がオフのときには、単位変換器ＣＬ１の出力電圧はゼロとなる。また、単位変換器ＣＬ２のスイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ６がオフのときには、単位変換器ＣＬ２の出力電圧は－Ｖｃとなる。

図４は、図１に示す電力変換装置のアームの一構成例を概略的に示す図である。
ここでは、一例として、ＵＶＷ相の正側アーム３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの１つ若しくは負側アーム３０Ｘ、３０Ｙ、３０Ｚの一つの構成を示し、アーム（変換器アーム）３０としてその構成を説明する。

アーム３０は、例えば、３つの単位変換器３１－３３を備えている。この例では、単位変換器３１と単位変換器３２とは、図２に示す単位変換器ＣＬ１と同様の構成であり、単位変換器３３は、図３に示す単位変換器ＣＬ２と同様の構成である。

図５は、図４に示す電力変換装置のアームについて、単位変換器それぞれの出力電圧とアームの出力電圧とを示す図である。
アーム３０の出力電圧は、３つの単位変換器３１－３３の出力電圧の和であって、－１Ｖｃ、０、１Ｖｃ、２Ｖｃ、３Ｖｃのいずれかとなる。
したがって、アーム３０の出力電圧は交流出力電圧振幅が１．５Ｖｃであっても、直流端子電圧を２Ｖｃまで低下させて運転を継続させることができる。この場合、アーム３０の出力電圧の最大値は２．５Ｖｄｃで最小値は－１Ｖｃである。

図６は、図１に示す電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示すブロック図である。
制御回路ＣＴＲは、セルコンデンサ電圧平均値制御部４１と、セルコンデンサ電圧バランス制御部４２と、片極両極バランス制御部４３と、交流電流制御部４４と、循環電流制御部４５と、乗算器４６と、分配器４７、片極ＰＷＭ部４８と、両極ＰＷＭ部４９と、加算器ＡＤ１、ＡＤ２と、減算器ＳＢ１と、を備えている。

セルコンデンサ電圧平均値制御部４１には、アーム毎のセルコンデンサ電圧の平均値と、セルコンデンサ電圧指令値と、が入力される。セルコンデンサ電圧平均値制御部４１は、入力されたセルコンデンサ電圧の６つの平均値がセルコンデンサ電圧指令値に追従するように制御量を出力する。

セルコンデンサ電圧バランス制御部４２には、アーム毎のセルコンデンサ電圧の平均値が入力される。セルコンデンサ電圧バランス制御部４２は、入力されたセルコンデンサ電圧の６つの平均値を均一化（バランス）させる制御量を、３つのレグそれぞれについて出力する。

交流電流制御部４４には、系統電圧と、無効電力指令値と、有効電力指令値と、セルコンデンサ電圧平均値制御部４１の出力値と、が入力される。交流電流制御部４４は、交流端子に流れる電流の値が、無効電流指令値と有効電流指令値とに追従するように、交流電圧成分Ｖａｃの値を演算して出力する。

循環電流制御部４５には、直流電流指令値と、セルコンデンサ電圧バランス制御部４２の出力値とが入力される。循環電流は、電力変換装置に流れる電流の一部であって、交流端子を流れない電流である。循環電流制御部４５は、例えば、検出された正側アーム電流Ｉｐと負側アーム電流Ｉｎとの値から循環電流成分Ｉｚ（＝（Ｉｐ＋Ｉｎ）／２）を演算することが可能であり、外部から入力される直流電流指令値およびセルコンデンサ電圧バランス制御部４２からの制御量を実現するように、各相に対する循環電圧成分を出力する。

セルコンデンサ電圧平均値制御部４１、セルコンデンサ電圧バランス制御部４２、交流電流制御部４４、および、循環電流制御部４５における制御は、一般的な比例積分（ＰＩ）制御により実現できる。

加算器ＡＤ１は、循環電流制御部４５から出力された各相の循環電圧成分のそれぞれに直流電圧指令値を加算した和を、各相について出力する。
乗算器４６は、加算器ＡＤ１から出力された値に１／２を乗じた積（直流電圧成分）を出力する。
減算器ＳＢ１は、乗算器４６から出力された直流電圧成分から、交流電流制御部４４から出力された交流電圧成分Ｖａｃを引いた差（上側変換器アームの電圧指令値）を出力する。なお、直流電圧成分は交流電圧成分の振幅値よりも小さい。
加算器ＡＤ２は、交流電流制御部４４から出力された交流電圧成分Ｖａｃと、乗算器４６から出力された直流電圧成分とを加算した和（下側変換器アームの電圧指令値）を出力する。

片極両極バランス制御部４３は、単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１の電圧平均値と単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２の電圧平均値とを演算し、これらの差にゲインを乗じた制御量（閾値）を出力する。

すなわち、片極両極バランス制御部４３は、平均値算出部４３１、４３２と、減算器ＳＢ２と、ゲイン乗算器４３３と、を備えている。
平均値算出部４３１は、例えばＭ個の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１の電圧値を入力とし、入力された電圧値の平均値を算出して出力する。

平均値算出部４３２は、例えばＮ個の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２の電圧値を入力とし、入力された電圧値の平均値を算出して出力する。

減算器ＳＢ２は、平均値算出部４３２の出力値から平均値算出部４３１の出力値を減算した差を出力する。
ゲイン乗算器４３３は、減算器ＳＢ２から出力された値に所定のゲインを乗じた積を出力する。なお、ゲイン乗算器４３３の出力値が閾値となる。

分配器４７には、減算器ＳＢ１から出力された上側変換器アームの電圧指令値と、加算器ＡＤ２から出力された下側変換器アームの電圧指令値と、交流電流制御部４４から出力された交流電圧成分Ｖａｃと、乗算器４６から出力された直流電圧成分と、片極両極バランス制御部４３から出力された閾値と、が入力される。

分配器４７は、片極性の単位変換器（単位変換器ＣＬ１）と両極性の単位変換器（単位変換器ＣＬ２）とのそれぞれに対して、入力された指令値を入力された閾値に従って分配する。

ここで、Ｕ相上側の変換器アーム３０Ｕを例に、本実施形態の電力変換装置の変換器アームの電圧指令値について説明する。
交流電流制御部４４は交流電圧成分Ｖａｃを出力する。循環電流制御部４５は循環電圧成分を出力する。なお、電力変換装置に含まれる単位変換器のセルコンデンサ電圧が理想的なバランス状態であるときには、循環電圧成分はゼロとなる。つまり、Ｕ相上側の変換器アーム３０Ｕの電圧指令値Ｖａｒｍは、下記式により表すことができる。

Ｖａｒｍ＝－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＝－√（２／３）Ｖｓ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｄｃ／２
なお、上記において、第１項目（－Ｖａｃ）は交流電圧成分を表し、第２項目（Ｖｄｃ／２）は直流電圧成分を表す。

たとえば、電力変換装置の交流端子ＵＴ、ＶＴ、ＷＴが２２０Ｖの交流系統１０に接続され、直流端子ＰＴ、ＭＴが４００Ｖの直流電源に接続されたときには、上記電圧指令値Ｖａｒｍがとり得る値は２０Ｖ＜Ｖａｒｍ＜３８０Ｖとなり、変換器アーム３０Ｕの複数の単位変換器３１－３３が出力する電圧はすべて正の値をとる。この場合は、電力変換装置に含まれる単位変換器３１－３３はすべて片極性（単位変換器ＣＬ１）でよい。

一方、電力変換装置の直流端子ＰＴ、ＭＴに接続された直流電源の電圧が２８０Ｖまで低下したとき、上記電圧指令値Ｖａｒｍがとり得る値は、―４０Ｖ＜Ｖａｒｍ＜３２０Ｖとなり、変換器アーム３０Ｕの複数の単位変換器３１－３３が出力する電圧は正と負の値をとる。変換器アーム３０Ｕが負の電圧を出力するためには、変換器アーム３０Ｕが少なくとも１つの両極性の単位変換器（単位変換器ＣＬ２）を備える必要がある。変換器アーム３０Ｕを構成するすべての単位変換器３１－３３を両極性とすると、すべての単位変換器３１－３３が正と負の両方の電圧を出力することができるため、同じ変換器アーム３０内のセルコンデンサ電圧は基本的にバランスする。微小なスイッチングタイミングのずれや漏れ、素子の個体差などによる電流の差により、セルコンデンサ電圧のアンバランスが生じても、スイッチングのタイミングを微調整するだけでバランスさせることができる。しかし、両極性の単位変換器ＣＬ２は、片極性の単位変換器ＣＬ１と比較して２倍の半導体スイッチが必要となり、コストや体積が増大する。さらに、両極性の単位変換器ＣＬ２では、導通経路の半導体スイッチの数も２倍になるため、導通損失も２倍となる。

そこで、本実施形態の電力変換装置では、Ｍ個の片極性の単位変換器ＣＬ１と、Ｎ個の両極性の単位変換器ＣＬ２とにより変換器アーム３０Ｕを構成し、Ｖｃ×（Ｍ＋Ｎ）＞（変換器アームが出力する電圧指令値の最大値）、かつ、（変換器アームが出力する電圧指令値の最小値）＞－Ｖｃ×ＮとなるようにＭとＮを設定している。例えば、電圧Ｖｃが１３０Ｖであるとき、上記関係を満たすＭとＮは、Ｍ＝２、Ｎ＝１となる。この場合、アーム３０Ｕに含まれるすべての単位変換器３１－３３を両極性の単位変換器ＣＬ２で構成した場合（Ｍ＝０、Ｎ＝３の場合）に比較して、半導体スイッチの数および導通損失はおよそ３４％低減できる。

このように、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２とを組み合わせて変換器アーム３０Ｕを構成することで、電圧指令値が負の場合は片極性の単位変換器ＣＬ１はバイパス状態にし、両極性の単位変換器ＣＬ２のみ出力させることで、変換器アーム３０Ｕに含まれる半導体スイッチの数を減らしつつ、正と負との両方の電圧指令値に対する出力が可能となる。

分配器４７は、上記のように両極の出力が可能となるように構成された電力変換装置において、片極性の単位変換器ＣＬ１のコンデンサ電圧と両極性の単位変換器ＣＬ２のコンデンサ電圧とが均一となるように、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２とに与える指令値を出力する。

図７は、図６に示す制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
ここでは、一例として各相の上側アームの片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２とに与える指令値を出力する分配器の構成を示している。

分配器４７は、乗算器５１、５２、５４、５５、５６と、減算器ＳＢ３、ＳＢ４と、比較器５３と、切り替え器ＳＷ１と、を備えている。
乗算器５１は、交流電圧成分（＝Ｖａｃ）に「１」を乗じた値を出力する。
乗算器５２は、直流電圧成分（＝Ｖｄｃ／２）に「１」を乗じた値を出力する。
減算器ＳＢ３は、乗算器５２の出力値（＝Ｖｄｃ／２）から乗算器５１の出力値（＝Ｖａｃ）を減算した差（＝－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）を出力する。

比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値（＝－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）と閾値の値Ｋとを比較する。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値が閾値よりも大きいとき、出力端が減算器ＳＢ３の出力端と接続するよう切り替え器ＳＷ１を切り替える。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値が閾値よりも小さいとき、出力端へゼロが入力されるように切り替え器ＳＷ１を切り替える。切り替え器ＳＷ１の出力値は乗算器５４へ入力される。

乗算器５４は、切り替え器ＳＷ１から入力された値に、Ｍ／（Ｍ＋Ｎ）を乗じた積を出力する。
乗算器５５は、乗算器５４から入力された値に、１／Ｍを乗じた積を出力する。乗算器５５の出力値は片極ＰＷＭ部４８に入力される。

すなわち、乗算器５５の出力値は片極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｃｈ＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）…－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞Ｋ
＝０ …－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜Ｋ
片極ＰＷＭ部４８は、入力された電圧指令値とＰＷＭ変調波とを比較して、片極性の単位変換器３１、３２のゲート信号を生成して出力する。

減算器ＳＢ４は、減算器ＳＢ１から入力された上側変換器アームの電圧指令値から、乗算器５４から入力された値を減算した差を出力する。
乗算器５６は、減算器ＳＢ４から入力された値に、１／Ｎを乗じた積を出力する。乗算器５６の出力値は両極ＰＷＭ部４９に入力される。

すなわち、乗算器５６の出力値は両極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｂｒ＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）…－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞Ｋ
＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｎ） …－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜Ｋ
両極ＰＷＭ部４９は、入力された電圧指令値とＰＷＭ変調波とを比較して、両極性の単位変換器３３のゲート信号を生成して出力する。

なお、図７では、上側変換器アームの単位変換器に対する電圧指令値を出力する分配器４７の構成の一例を示しているが、下側変換器アームの単位変換器に対する電圧指令値を出力する分配器４７の構成についても同様である。すなわち、図７において、上側変換器アームの電圧指令値に代えて下側変換器アームの電圧指令値を入力し、閾値Ｋを下側変換器アームの単位変換器の構成に合わせて調整することにより、下側変換器アームの単位変換器に対する電圧指令値を出力することが可能である。

なお、アームの電圧指令値がすべて正の値を取っている場合でも、例えばＫ＝０とすれば、
Ｖａｒｍ_ｃｈ＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）
Ｖａｒｍ_ｂｒ＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）
のように、両極性および片極性の単位変換器に同じ指令値を入力することで、運転が可能である。

図８は、第１実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。
図８では、図４に示す変換器アーム３０に対するゲート信号を生成する際の片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９との動作の一例について説明する。

片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９とにおいて、正極性の変調波は互いに位相が１２０度（３６０度÷単位変換器数）ずれた三角波である。負極性の変調波は両極ＰＷＭ部４９にのみ設定されている。変換器アーム３０が負の出力をするときには、単位変換器３３のみが動作することになるため、両極ＰＷＭ４９における負極性の変調波は、正極性の変調波に対して周波数が３倍（単位変換器数倍）である三角波に設定されている。

単位変換器３１の信号波と単位変換器３２の信号波とは、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈである。
－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞Ｋのとき、片極ＰＷＭ部４８は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈを単位変換器３１、３２それぞれに対応する変調波と比較して、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、を生成して出力する。

－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜Ｋのとき、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈはゼロであり、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とにはパルスが含まれない期間となる。

単位変換器３３の信号波は、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒである。
－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞Ｋのとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが正のときには、スイッチング素子Ｑ５はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号にはパルスが含まれない。

－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜Ｋのとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが負のときには、スイッチング素子Ｑ３はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号にはパルスが含まれない。
なお、本シミュレーションにおいて、変換器アームに流れる電流は上側から下側に向かう方向ｄｉ（図１に示す）を正方向としている。

図９は、比較例の電力変換装置における、セルコンデンサの電圧と変換器アームの出力電圧の一例を概略的に示す図である。
図９では、例えば電力変換装置がインバータ動作（直流電力を交流電力に変換する動作）を行うときに、片極両極バランス制御部４３と分配器４７とを備えない制御回路ＣＴＲによりセルコンデンサの電圧が均等となるように制御したときのセルコンデンサ電圧の一例を示している。
この例では、両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２の電圧Ｖｃが徐々に低下し、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１の電圧Ｖｃとの差が徐々に大きくなっている。

図１０は、一実施形態の電力変換装置における、セルコンデンサの電圧と変換器アームの出力電圧の一例を概略的に示す図である。
図１０では、例えば電力変換装置がインバータ動作（直流電力を交流電力に変換する動作）を行うときに、図６に示す制御回路ＣＴＲによりセルコンデンサの電圧が均等となるように制御したときのセルコンデンサ電圧の一例を示している。

図９に示した比較例に比べると、本実施形態の電力変換装置によれば、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１の電圧Ｖｃと、両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの差が小さく抑えられている。このことにより、変換器アームの出力電圧の高調波も低く抑えられている。

なお、本シミュレーションによれば、閾値Ｋが８０Ｖのときに、単位変換器３１－３３のセルコンデンサ電圧Ｖｃが略等しくなり、閾値Ｋが８０Ｖより高くなると両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２は徐々に充電され、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１は徐々に放電された。また、閾値Ｋが８０Ｖより低くなると、両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２は徐々に放電され、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１は徐々に充電された。上記のように、閾値Ｋを調整することにより、スイッチング素子やコンデンサの個体差に対応して、セルコンデンサＣ１の電圧をバランスさせることが可能である。なお、閾値Ｋは、例えば片極両極バランス制御部４３にて乗じるゲインの値により調整することが可能である。
すなわち、本実施形態によれば、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

次に、第２実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
なお、以下の説明において、上述の第１実施形態の電力変換装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
本実施形態の電力変換装置は、制御回路ＣＴＲの分配器４７の構成が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

図１１は、第２実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態の電力変換装置において、分配器４７の乗算器５１に閾値の値Ｋが入力され、比較器５３において減算器ＳＢ３の出力値とゼロとを比較している点が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

すなわち、乗算器５１は、交流電圧成分Ｖａｃと閾値の値Ｋとを乗算した積（＝Ｋ×Ｖａｃ）を出力する。
減算器ＳＢ３は、乗算器５２の出力値（＝Ｖｄｃ／２）から乗算器５１の出力値（＝Ｋ×Ｖａｃ）を減算した差（＝－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）を出力する。

比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値（＝－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）とゼロとを比較する。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がゼロよりも大きいとき、出力端が減算器ＳＢ３の出力端と接続するよう切り替え器ＳＷ１を切り替える。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がセロよりも小さいとき、出力端へゼロが入力されるように切り替え器ＳＷ１を切り替える。切り替え器ＳＷ１の出力値は乗算器５４へ入力される。

本実施形態の電力変換装置における分配器４７の構成は、上記の構成以外は上述の第１実施形態の電力変換装置と同様である。

すなわち、乗算器５５の出力値は片極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｃｈ＝（－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）…－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞０
＝０ …－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜０

乗算器５６の出力値は両極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｂｒ＝（－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）＋（Ｋ－１）×Ｖａｃ／Ｎ…－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞０
＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｎ）…－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜０

上記のように、本実施形態の電力変換装置では、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２との信号波の交流電圧の割合を調整することにより、セルコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧値を調整している。

図１２は、第２実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。
図１２では、図４に示す変換器アーム３０に対するゲート信号を生成する際の片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９との動作の一例について説明する。なお、片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９とにおける変調波は図８に示す例と同様である。

本実施形態では、単位変換器３１、３２の信号波と単位変換器３３の信号波との波形が図８に示す例と異なっている。
すなわち、－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞０のとき、片極ＰＷＭ部４８は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈを単位変換器３１、３２それぞれに対応する変調波と比較して、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、を生成して出力する。

－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜０のとき、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈはゼロであり、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とにはパルスが含まれない期間となる。

また、－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＞０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが正のときには、スイッチング素子Ｑ５はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号にはパルスが含まれない。

－Ｋ×Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２＜０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが負のときには、スイッチング素子Ｑ３はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号にはパルスが含まれない。
なお、本シミュレーションにおいて、変換器アームに流れる電流は上側から下側に向かう方向ｄｉ（図１に示す）を正方向としている。

上記シミュレーションにおいて、電圧指令値における交流電圧の割合を増加させるとセルコンデンサが放電されるように電圧Ｖｃが変化する。したがって、本実施形態では、閾値Ｋを増加させ、電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈにおける交流電圧の割合を増加（交流電圧の振幅を大きく）すると、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１は放電され、両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２は充電される。なお、本シミュレーションでは、閾値の値Ｋ＝１．３あたりで、セルコンデンサＣ１とセルコンデンサＣ２とのエネルギーバランスがとれた。
上記のように、本実施形態によれば上述の第１実施形態と同様に、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

次に、第３実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
本実施形態の電力変換装置は、制御回路ＣＴＲの分配器４７の構成が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

図１３は、第３実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態の電力変換装置において、分配器４７の乗算器５２に閾値の値Ｋが入力され、比較器５３において減算器ＳＢ３の出力値とゼロとを比較している点が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

すなわち、乗算器５２は、直流電圧成分Ｖｄｃと閾値の値Ｋとを乗算した積（＝Ｋ×Ｖｄｃ）を出力する。
減算器ＳＢ３は、乗算器５２の出力値（＝Ｋ×Ｖｄｃ／２）から乗算器５１の出力値（＝Ｖａｃ）を減算した差（＝－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２）を出力する。

比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値（＝－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２）とゼロとを比較する。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がゼロよりも大きいとき、出力端が減算器ＳＢ３の出力端と接続するよう切り替え器ＳＷ１を切り替える。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がセロよりも小さいとき、出力端へゼロが入力されるように切り替え器ＳＷ１を切り替える。切り替え器ＳＷ１の出力値は乗算器５４へ入力される。

本実施形態の電力変換装置における分配器４７の構成は、上記の構成以外は上述の第１実施形態の電力変換装置と同様である。
すなわち、乗算器５５の出力値は片極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｃｈ＝（－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）…－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＞０
＝０ …－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＜０

乗算器５６の出力値は両極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｂｒ＝（－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）＋（Ｋ－１）×Ｖｄｃ／（２Ｎ）…－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＞０
＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｎ）…－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＜０

上記のように、本実施形態の電力変換装置では、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２との信号波の直流電圧の割合を調整することにより、セルコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧値を調整している。

図１４は、第３実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。
図１４では、図４に示す変換器アーム３０に対するゲート信号を生成する際の片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９との動作の一例について説明する。なお、片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９とにおける変調波は図８に示す例と同様である。

本実施形態では、単位変換器３１、３２の信号波と単位変換器３３の信号波との波形が図８に示す例と異なっている。
すなわち、－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＞０のとき、片極ＰＷＭ部４８は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈを単位変換器３１、３２それぞれに対応する変調波と比較して、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、を生成して出力する。

－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＜０のとき、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈはゼロであり、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とにはパルスが含まれない期間となる。

また、－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＞０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが正のときには、スイッチング素子Ｑ５はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号にはパルスが含まれない。

－Ｖａｃ＋Ｋ×Ｖｄｃ／２＜０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが負のときには、スイッチング素子Ｑ３はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号にはパルスが含まれない。
なお、本シミュレーションにおいて、変換器アームに流れる電流は上側から下側に向かう方向ｄｉ（図１に示す）を正方向としている。

上記シミュレーションにおいて、電圧指令値における直流電圧の割合を増加させるとセルコンデンサが充電されるように電圧Ｖｃが変化する。したがって、本実施形態では、閾値Ｋを増加させ、電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈにおける直流電圧の割合を増加すると、片極性の単位変換器ＣＬ１のセルコンデンサＣ１は充電され、両極性の単位変換器ＣＬ２のセルコンデンサＣ２は放電される。なお、本シミュレーションでは、閾値の値Ｋ＝０．８あたりで、セルコンデンサＣ１とセルコンデンサＣ２とのエネルギーバランスがとれた。
上記のように、本実施形態によれば上述の第１実施形態と同様に、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

次に、第４実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
本実施形態の電力変換装置は、制御回路ＣＴＲの分配器４７の構成が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

図１５は、第４実施形態の電力変換装置における制御回路の分配器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態の電力変換装置において、分配器４７の乗算器５１に第１閾値（第１制御量）の値Ｋ１が入力され、乗算器５２に第２閾値（第２制御量）の値Ｋ２が入力され、比較器５３において減算器ＳＢ３の出力値とゼロとを比較している点が上述の第１実施形態の電力変換装置と異なっている。

なお、制御回路ＣＴＲは、例えば第１閾値Ｋ１を出力する第１片極両極バランス制御部（図示せず）と、第２閾値Ｋ２を出力する第２片極両極バランス制御部（図示せず）とを備え、第１閾値Ｋ１と第２閾値Ｋ２とのそれぞれを演算してもよく、例えば第１閾値Ｋ１が第２閾値Ｋ２を用いた所定の数式により表すことが可能であるときには、片極両極バランス制御部から出力された第２閾値Ｋ２を用いて第１閾値Ｋ１を演算してもよい。

すなわち、乗算器５１は、交流電圧成分Ｖａｃと第１閾値の値Ｋ１とを乗算した積（＝Ｋ１×Ｖａｃ）を出力する。
乗算器５２は、直流電圧成分Ｖｄｃと第２閾値の値Ｋ２とを乗算した積（＝Ｋ２×Ｖｄｃ）を出力する。
減算器ＳＢ３は、乗算器５２の出力値（＝Ｋ２×Ｖｄｃ／２）から乗算器５１の出力値（＝Ｋ１×Ｖａｃ）を減算した差（＝－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２）を出力する。

比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値（＝－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２）とゼロとを比較する。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がゼロよりも大きいとき、出力端が減算器ＳＢ３の出力端と接続するよう切り替え器ＳＷ１を切り替える。比較器５３は、減算器ＳＢ３の出力値がセロよりも小さいとき、出力端へゼロが入力されるように切り替え器ＳＷ１を切り替える。切り替え器ＳＷ１の出力値は乗算器５４へ入力される。

本実施形態の電力変換装置における分配器４７の構成は、上記の構成以外は上述の第１実施形態の電力変換装置と同様である。
すなわち、乗算器５５の出力値は片極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｃｈ＝（－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）…－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２＞０
＝０ …－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２＜０

乗算器５６の出力値は両極性の単位変換器の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒに相当し、下記のように表すことができる。
Ｖａｒｍ_ｂｒ＝（－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２）／（Ｍ＋Ｎ）＋（Ｋ１－１）×Ｖａｃ／Ｎ＋（Ｋ２－１）×Ｖｄｃ／（２Ｎ）…－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２＞０
＝（－Ｖａｃ＋Ｖｄｃ／２）／（Ｎ）…－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ／２＜０

上記のように、本実施形態の電力変換装置では、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２との信号波における、直流電圧の割合と交流電圧の割合との両方を調整することにより、セルコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧値を調整している。

図１６は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の一例を示す図である。
図１６では、図４に示す変換器アーム３０に対するゲート信号を生成する際の片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９との動作の一例について説明する。なお、片極ＰＷＭ部４８と両極ＰＷＭ部４９とにおける変調波は図８に示す例と同様である。

本実施形態では、単位変換器３１、３２の信号波と単位変換器３３の信号波との波形が図８に示す例と異なっている。
すなわち、－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ＞０のとき、片極ＰＷＭ部４８は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈを単位変換器３１、３２それぞれに対応する変調波と比較して、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、を生成して出力する。

－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ＜０のとき、分配器４７から出力される電圧指令値Ｖａｒｍ_ｃｈはゼロであり、単位変換器３１のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、単位変換器３２のスイッチング素子Ｑ１のゲート信号とにはパルスが含まれない期間となる。

また、－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ＞０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが正のときには、スイッチング素子Ｑ５はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号にはパルスが含まれない。

－Ｋ１×Ｖａｃ＋Ｋ２×Ｖｄｃ＜０のとき、両極ＰＷＭ部４９は、分配器４７から入力された電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒを単位変換器３３に対応する変調波と比較して、単位変換器３３のスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ５とのゲート信号を生成して出力する。なお、単位変換器３３の電圧指令値Ｖａｒｍ_ｂｒが負のときには、スイッチング素子Ｑ３はオフされた状態であり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号にはパルスが含まれない。
なお、本シミュレーションにおいて、変換器アームに流れる電流は上側から下側に向かう方向ｄｉ（図１に示す）を正方向としている。

上記シミュレーションにおいて、第１閾値Ｋ１と第２閾値Ｋ２とを調整して、単位変換器３１－３３の信号波の波形の差が小さくなるように交流電圧と直流電圧とを分配することで、高調波が発生を抑制することができる。なお、本シミュレーションでは、第１閾値Ｋ１＝１．１５、第２閾値Ｋ２＝０．８８あたりで、セルコンデンサＣ１とセルコンデンサＣ２とのエネルギーバランスがとれた。
上記のように、本実施形態によれば上述の第１実施形態と同様に、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

図１７は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の動作をシミュレーションした結果の他の例を示す図である。
図１７では、上述の第４実施形態の電力変換装置において、交流電圧成分に零相の３次高調波を重畳した場合のシミュレーション波形である。交流電圧成分に３次高調波を重畳することで、交流電圧の振幅値を下げることができる。これにより、変換器アーム３０における単位変換器の数あるいはセルコンデンサ電圧Ｖｃを下げることが可能であり、片極性の単位変換器ＣＬ１と両極性の単位変換器ＣＬ２とのセルコンデンサ電圧Ｖｃのアンバランスを抑制することができる。
すなわち、この例によれば、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

なお、上述の第１乃至第４実施形態は、中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル変換器（ＮＰＣ－ＭＭＣ（Neutral Point Clamped Modular Multilevel Converter））に適用することも可能である。ＮＰＣ－ＭＭＣは、直流側の電圧を２つのコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサと並列に接続した半導体スイッチで構成されるレグを含む高圧チョッパを備え、高圧チョッパの交流端子に単位変換器を多段接続して構成される。ＮＰＣ－ＭＭＣに適用した場合であっても、上述の第１乃至第４実施形態と同様に、低コストで高調波の少ない小型な電力変換装置を提供することができる。

１０…交流電源（又は交流負荷）、２０…電力変換装置、３０…変換器アーム、３０Ｕ…Ｕ相正側アーム、３０Ｕ…正側アーム、３０Ｖ…Ｖ相正側アーム、３０Ｗ…Ｗ相正側アーム、３０Ｘ…Ｕ相負側アーム、３０Ｙ…Ｖ相負側アーム、３０Ｚ…Ｗ相負側アーム、３１－３３…単位変換器、４１…セルコンデンサ電圧平均値制御部、４２…セルコンデンサ電圧バランス制御部、４３…片極両極バランス制御部、４４…電流制御部、４５…循環電流制御部、４７…分配器、４８…片極ＰＷＭ部、４９…両極ＰＷＭ部、ＣＬ１、ＣＬ２…単位変換器、Ｃ１－Ｃ２…セルコンデンサ、Ｑ１－Ｑ６…スイッチング素子。

Claims (11)

1. 正側直流端子と交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む正側アームと、
   負側直流端子と前記交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む負側アームと、
   前記単位変換器のゲート信号を生成して出力する制御回路と、を備え、
   前記正側アームと前記負側アームとのそれぞれにおいて、複数の前記単位変換器は、Ｍ個の片極性の単位変換器とＮ個の両極性の単位変換器とを含み、
   前記Ｍと前記Ｎとは、複数の前記単位変換器に含まれるセルコンデンサの電圧値と、前記Ｍと前記Ｎとの和との積が前記正側アーム又は前記負側アームの電圧指令値の最大値よりも大きく、かつ、前記セルコンデンサの電圧値と前記Ｎと－１との積が前記正側アーム又は前記負側アームの電圧指令値の最小値よりも小さくなるように設定されている、電力変換装置。
2. 前記Ｍの値は、前記Ｎの値以上である請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記正側アームの出力電圧、又は、前記負側アームの出力電圧のうち、直流電圧成分は交流電圧成分の振幅より小さい、請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、外部から供給された電圧指令値が負であるとき、前記片極性の単位変換器をバイパス状態とし、前記両極性の単位変換器の出力電圧により電圧指令値の値を実現させるようにゲート信号を生成する請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、Ｍ個の前記片極性の単位変換器の前記セルコンデンサの電圧の平均値と、Ｎ個の前記両極性の単位変換器の前記セルコンデンサの電圧の平均値とが一致させる制御量を出力する片極両極バランス制御部と、前記片極両極バランス制御部から出力された前記制御量に基づいて前記正側アームおよび前記負側アームのそれぞれにおいて、アームの電圧指令値を前記片極性の単位変換器と前記両極性の単位変換器とへ分配する分配器と、を備える請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記両極性の単位変換器の変調波は両極性であり、前記片極性の単位変換器の変調波は片極性であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記分配器は、前記制御量に基づいて、アームの電圧指令値の交流電圧成分を前記片極性の単位変換器と前記両極性の単位変換器とへ分配する、請求項５記載の電力変換装置。
8. 前記分配器は、前記制御量に基づいて、アームの電圧指令値の直流電圧成分を前記片極性の単位変換器と前記両極性の単位変換器とへ分配する、請求項５記載の電力変換装置。
9. 前記制御量は第１制御量と第２制御量とを含み、
   前記分配器は、前記第１制御量に基づいてアームの電圧指令値の交流電圧成分を前記片極性の単位変換器と前記両極性の単位変換器とへ分配し、前記第２制御量に基づいてアームの電圧指令値の直流電圧成分を前記片極性の単位変換器と前記両極性の単位変換器とへ分配する、請求項５記載の電力変換装置。
10. 前記制御回路は、前記分配器から出力された前記片極性の単位変換器の指令値に基づき前記片極性の単位変換器のゲート信号を生成して出力する片極性ＰＷＭ部と、前記分配器から出力された前記両極性の単位変換器の指令値に基づき前記両極性の単位変換器のゲート信号を生成して出力する両極性ＰＷＭ部と、を備え、
    前記両極性ＰＷＭ部は、入力された前記指令値が正のときに前記指令値と正極性の変調波とを比較してゲート信号を生成し、前記指令値が負のときに前記指令値と負極性の変調波とを比較してゲート信号を生成する、請求項５乃至請求項９のいずれか１項記載の電力変換装置。
11. 前記負極性の変調波の周波数は、前記正極性の変調波の周波数と前記Ｍと前記Ｎとの和との積である、請求項１０記載の電力変換装置。