JP5253041B2

JP5253041B2 - マトリックスコンバータ制御装置

Info

Publication number: JP5253041B2
Application number: JP2008214305A
Authority: JP
Inventors: 基佐藤; 洋一大森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2008-08-22
Filing date: 2008-08-22
Publication date: 2013-07-31
Anticipated expiration: 2028-08-22
Also published as: JP2010051118A

Description

本発明は、マトリックスコンバータ制御装置に関するものである。

従来技術の構成図を図２示す。これは特許文献１に開示されているものに相当する。

マトリックスコンバータは９つの自己消弧能力を持つ双方向スイッチを持ち、通常ＬＣフィルタを介して三相交流電源がその入力に接続され、任意の振幅で任意の周波数の電圧を負荷に供給すると同時に入力電流の正弦波化と入力力率制御を行う電力変換器である。ここではマトリックスコンバータの入力３相をｒ相，ｓ相，ｔ相とし、出力３相をｕ，ｖ，ｗ相と定義する。

電圧検出器１には、たとえばマトリックスコンバータの入力線間電圧が検出入力され、３相２相変換により２相電圧ベクトルに変換され、その逆正接関数からマトリックスコンバータの入力電圧位相θを求めて出力する。また、入力線間電圧を３相電圧瞬時値（以下、入力電圧と表記）Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに変換し出力する。

出力電流検出器３はマトリックスコンバータの出力の３相電流（以下、出力電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。

電圧指令生成器２は、マトリックスコンバータ出力相電圧指令最大値Ｖと出力電圧位相γとすると出力電圧指令値Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを
Ｖｕｓ＝Ｖ・ｃｏｓ（γ）（１）
Ｖｖｓ＝Ｖ・ｃｏｓ（γ‐２π／３）（２）
Ｖｗｓ＝Ｖ・ｃｏｓ（γ‐４π／３）（３）
のように演算して出力する。

従来の信号波演算器４６には、出力電圧指令値Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと入力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが入力される。ここで、Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち最大のものを最大相電圧Ｖｍａｘとして、その相を最大相とする。また、Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち中間のものを中間相電圧Ｖｍｉｄとし、その相を中間相とする。また、Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち最小のものを最小相電圧Ｖｍｉｎとし、その相を最小相とする。さらに、ｅｍａｘ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ，ｅｍｉｄ＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ，Ｇ＝（１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ）と定義する。まず、マトリックスコンバータの出力電力Ｐｏが
Ｐｏ＝Ｖｕｓ・ｉｕ＋Ｖｖｓ・ｉｖ＋Ｖｗｓ・ｉｗ（４）
のように計算される。Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは３相２相変換により２相電圧ベクトルＶａ，Ｖｂに変換され、√（Ｖａ・Ｖａ＋Ｖｂ・Ｖｂ）の計算により、マトリックスコンバータ入力線間電圧実効値Ｅが求められる。ここで、マトリックスコンバータの入力力率を１に制御するものとすると、マトリックスコンバータの入力電流の振幅Ｉｓｓは
Ｉｓｓ＝√２・Ｐｏ／（√３・Ｅ）（５）
となる。
よって、マトリックスコンバータ入力電流（以下、入力電流と表記）をｉｒ，ｉｓ，ｉｔとすると、
ｉｒ＝Ｐｏ・Ｖｒ／（Ｅ・Ｅ）（６）
ｉｓ＝Ｐｏ・Ｖｓ／（Ｅ・Ｅ）（７）
ｉｔ＝Ｐｏ・Ｖｔ／（Ｅ・Ｅ）（８）
と表される。

ここで、ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの中から中間相に流れる電流を逐次選択し、中間相電流指令値Ｉｍｉｄとする。また、所定時間内において中間相にｕ相を接続する割合をｕ相中間相接続率Ｋｕ、中間相にｖ相を接続する割合をｖ相中間相接続率Ｋｖ、中間相にｗ相を接続する割合をｗ相中間相接続率Ｋｗと定義する。これによりＩｍｉｄは
Ｉｍｉｄ＝ｉｕ・Ｋｕ＋ｉｖ・Ｋｖ＋ｉｗ・Ｋｗ（９）
と表すことができる。Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗを総じて中間相接続率と定義する。特許文献１記載の中間相接続率は、キャリア信号と比較される信号波の最大値と最小値との差が最小になるように決定される。そのようにすることで信号波がキャリア信号の振幅内に収まりやすくなり、マトリックスコンバータの出力電圧を可能な限り上げることができる。以下にその原理について説明する。

Ｕ＝（Ｖｕｓ／ｅｍａｘ），Ｖ＝（Ｖｖｓ／ｅｍａｘ），Ｗ＝（Ｖｗｓ／ｅｍａｘ）と定義する。従来の信号波演算器４６で演算されてキャリア信号と比較される信号波は、
ＳｕＨ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ（１０）
ＳｕＬ＝Ｕ−Ｋｕ・（１−Ｇ）（１１）
ＳｖＨ＝Ｖ＋Ｋｖ・Ｇ（１２）
ＳｖＬ＝Ｖ−Ｋｖ・（１−Ｇ）（１３）
ＳｗＨ＝Ｗ＋Ｋｗ・Ｇ（１４）
ＳｗＬ＝Ｗ−Ｋｗ・（１−Ｇ）（１５）
のように計算される。キャリア信号の振れ幅は１としている。従来技術では、中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同符号の出力電流の相しか中間相に接続しない。ここで、中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の出力電流がｉｕ，ｉｖだった場合を考える。中間相電流指令値Ｉｍｉｄと異符号の出力電流の相の中間相接続率Ｋｗは０とするので、ＳｗＨ＝ＳｗＬ＝Ｗである。またＫｕとＫｖと中間相電流指令値Ｉｍｉｄは
Ｉｍｉｄ＝Ｋｕ・ｉｕ＋Ｋｖ・ｉｖ（１６）
を満たす必要がある。まず、ＳｕＨ，ＳｕＬ，ＳｖＨ，ＳｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。たとえばＵ＞Ｖであるとするなら、
ＳｕＨ≧ＳｖＨ（１７）
ＳｕＬ≧ＳｖＬ（１８）
なので、（１６）式を代入すると
Ｋｖ≦Ｉｕ・（Ｕ−Ｖ）／（Ｇ・（ｉｕ＋ｉｖ））＋Ｉｍｉｄ／（ｉｕ＋ｉｖ）
（１９）
Ｋｕ≦Ｉｖ・（Ｕ−Ｖ）／（（１−Ｇ）・（ｉｕ＋ｉｖ））＋Ｉｍｉｄ／（ｉｕ＋ｉｖ）
（２０）
を満たす必要があり、また（１６）式より
Ｋｖ≦Ｉｍｉｄ／ｉｖ（２１）
Ｋｕ≦Ｉｍｉｄ／ｉｕ（２２）
であり、ＳｕＨ，ＳｕＬ，ＳｖＨ，ＳｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差
ＳｕＨ−ＳｖＬ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ−Ｖ＋Ｋｖ・（１−Ｇ）（２３）
を最小とするにはＧ≧（１−Ｇ）・ｉｕ／ｉｖならばＫｕ≧０、（２１）かつ（１９）式を満たせばよい。また、Ｇ≦（１−Ｇ）・ｉｕ／ｉｖならばＫｖ≧０、（２２）かつ（２０）式を満たせばよい。ここまでで得られたＫｕとＫｖで仮のＳｕＨ，ＳｕＬ，ＳｖＨ，ＳｖＬを求めて、それらをＳｕＨ’，ＳｕＬ’，ＳｖＨ’，ＳｖＬ’とする。

次にＳｕＨ’，ＳｖＬ’、Ｗの３つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。Ｗ＞ＳｕＨ’の場合は、ＳｕＨ’がＷを超えない範囲でＫｕを大きくできるので、その条件である
Ｋｕ≦（Ｗ−ＳｕＨ’）／Ｇ（２４）
と（２０）式と（２２）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｖは、（１６）式より求める。Ｗ＜ＳｖＬ’の場合は、ＳｖＬ’がＷを下回らない範囲でＫｖを大きくできるので、その条件である
Ｋｖ≦（ＳｖＬ’−Ｗ）／（１−Ｇ）（２５）
と（１９）式と（２１）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｕは、（１６）式より求める。中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の電流がｉｕ，ｉｖ以外の場合も上記と同様の計算で求める。中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の電流が１つだけだった場合は、（１６）式より簡単に求めることができる。以上の演算後、従来の信号波演算器４６は、ＳｕＨ〜ＳｗＬの６本の信号波のうちの最大と最小の差の半分の値ηを求め、ＳｕＨからＳｗＬの信号波からηを引いたそれぞれ６本の信号波をＫｕＨ，ＫｖＨ，ＫｗＨ，ＫｕＬ，ＫｖＬ，ＫｗＬとして出力する。

キャリア発生器６は、三角波あるいは鋸波のキャリア信号Ｃを出力し、キャリア比較器５はそのキャリアＣと信号波ＫｕＨ〜ＫｗＬとを比較し、その結果と入力電圧の位相情報からマトリックスコンバータを制御するスイッチング信号Ｓｕｘ、Ｓｖｘ、Ｓｗｘを出力する。ここでｘ＝ｒ，ｓ，ｔであり、入力相を表す。入力電圧の大小関係はπ／３（ｒａｄ）ごとに変化するため、入力電圧の位相θを読み取ることにより、随時最大相、中間相、最小相の定義を切り替える。Ｓｕｒ＝ＯＮならば出力ｕ相と入力電圧のｒ相を接続する。他の相についても同様である。例えば入力電圧の大小関係がｒ相電圧＞ｓ相電圧＞ｔ相電圧であった場合、ｕ相を例に説明すると、Ｃ＜ＫｕＬならば出力のｕ相を最大相に接続することを意味しＳｕｒ＝ＯＮ、Ｓｕｓ＝Ｓｕｔ＝ＯＦＦ、ＫｕＬ＜Ｃ＜ＫｕＨならばＳｕｓ＝ＯＮ、Ｓｕｒ＝Ｓｕｔ＝ＯＦＦ、それ以外ならばＳｕｔ＝ＯＮ、Ｓｕｒ＝Ｓｕｓ＝ＯＦＦとなる。
特開２００８−４３１１０号公報

従来技術によるマトリックスコンバータ制御装置は演算量が多く実装が困難という問題があった。また、キャリア信号の半周期を１制御周期とすると、従来技術では制御周期内において４回あるいは５回のスイッチングが行われることになるので、発明技術では同一キャリア周波数において出来るだけ制御性能悪化を招くことなく制御周期内におけるスイッチング回数を減らすことによるスイッチング損の低減が望まれた。

請求項１の発明によれば、９つのスイッチを用いて３相交流電源から可変周波数可変電圧の３相電圧を出力するマトリックスコンバータの制御装置であって、前記マトリックスコンバータの３相入力電圧と該入力電圧の位相を検出する電圧検出器と、前記マトリックスコンバータの３相出力電圧指令を生成する電圧指令生成器と、前記マトリックスコンバータの３相出力電流を検出する電流検出器と、前記電圧検出器出力の３相入力電圧と前記電圧指令生成器出力の３相出力電圧指令と前記電流検出器出力の３相出力電流を入力して各出力相をｕ，ｖ，ｗ相とした場合にｕ相の信号波としてＫｕＨ，ＫｕＬの２本の信号波を生成し同様にｖ，ｗ相の信号波としてそれぞれＫｖＨ，ＫｖＬ，ＫｗＨ，ＫｗＬを生成して計６本の信号波を出力する信号波出力器と、前記位相を入力し該位相により前記３相電源の大小関係を明らかにし、さらに前記信号波出力器の出力とキャリア発生器の出力であるキャリアを比較して、ＫｕＨとＫｕＬよりも前記キャリアが大きい場合はｕ相を前記３相電源の内で最小電圧の相に接続し、ＫｕＨとＫｕＬの間に前記キャリアがある場合はｕ相を前記３相電源の内で中間の電圧の相に接続し、ＫｕＨとＫｕＬよりも前記キャリアが小さい場合はｕ相を前記３相電源の内で最大電圧の相に接続するようにし、ｖ，ｗ相でも同様にして前記９つのスイッチを操作する信号を出力するキャリア比較器とからなり、前記マトリックスコンバータの出力電圧を前記電圧指令生成器出力の電圧指令通りとなるようにするとともに前記３相電源の電流を所定力率の正弦波とするマトリックスコンバータ制御装置において、前記信号波出力器の出力の各出力相の２本の信号波の値が異なる出力相は１つのみとすることを特徴とする。

請求項２の発明によれば、請求項１記載のマトリックスコンバータ制御装置において、前記信号波出力器が、ｖ，ｗ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ａと、ｕ，ｗ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ｂと、ｕ，ｖ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ｃと、前記信号波生成器Ａの出力と前記信号波生成器Ｂの出力と前記信号波生成器Ｃの出力の内で最大と最小との差が最小であるものを選択して前記信号波出力器の出力とする信号波選択器とで構成されることを特徴とする。

請求項３の発明によれば、請求項２記載のマトリックスコンバータ制御装置において、前記信号波選択器の出力を入力し、該入力の６本の信号波に同じオフセットを加算することで、該入力の６本の信号波の内で各出力相の２本の信号波の値が異なるそれぞれの信号波の平均値Ｍ１が該入力の６本の信号波の最大値と最小値の平均値Ｍ２よりも小さい場合は、該入力の６本の信号波の最大値を前記キャリアの最大値に一致させるようにし、前記Ｍ１が前記Ｍ２よりも大きい場合は該入力の６本の信号波の最小値を前記キャリアの最小値に一致させるようにした信号を前記信号波生成器の出力として出力するオフセット調整器を具備することを特徴とする。

本発明によれば、特許文献１記載の従来技術と比較して、少ない演算量で、新たに部品を増やすことなく、入力電流の低次高調波の増加を抑えつつ、同一キャリア周波数におけるスイッチング損低減を実現することができる。ここで、制御周期とは、キャリア発生器６の出力が三角波であった場合はその半周期であり、鋸波だった場合はその周期である。

図１に示す本発明の構成図等にて説明する。

図１に本発明の構成図を示す。従来技術と同じ部分に関しては説明を省略する。信号波生成器Ａ４１は出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと入力電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと出力電圧指令Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓが入力され、キャリア信号Ｃと比較されるべき６本の信号波を
ＳｕＨａ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ（２６）
ＳｕＬａ＝Ｕ−Ｋｕ・（１−Ｇ）（２７）
ＳｖＨａ＝ＳｖＬａ＝Ｖ（２８）
ＳｗＨａ＝ＳｗＬａ＝Ｗ（２９）
として演算する。ここで、ｕ相中間相接続率Ｋｕ＝（Ｉｍｉｄ／ｉｕ）とし、Ｋｖ＝０、Ｋｗ＝０とする。ただし、Ｋｕが負になる場合とｉｕが０である場合はＫｕをキャリア信号Ｃの振れ幅よりも大きな値（例えばＫｕをキャリア信号Ｃの振れ幅の１０倍）とする。

信号波生成器Ｂ４２についても、信号波生成器Ａ４１とおなじ入力から同様に６本の信号波を
ＳｕＨｂ＝ＳｕＬｂ＝Ｕ（３０）
ＳｖＬｂ＝Ｖ＋Ｋｖ・Ｇ（３１）
ＳｖＬｂ＝Ｖ−Ｋｖ・（１−Ｇ）（３２）
ＳｗＬｂ＝ＳｗＬｂ＝Ｗ（３３）
のように計算する。同様に、Ｋｖが負になる場合とｉｖが０である場合はＫｖをキャリア信号Ｃの振れ幅よりも大きな値とする。信号波生成器Ｃ４３についても同様に、Ｋｕ＝Ｋｖ＝０，Ｋｗ≠０としてキャリア信号と比較されるべき６本の信号波ＳｕＨｃ，ＳｕＬｃ，ＳｖＨｃ，ＳｖＬｃ，ＳｗＨｃ，ＳｗＬｃを演算し、Ｋｗが負になる場合とｉｗが０である場合はＫｗをキャリア信号Ｃの振れ幅よりも大きな値とする。

信号波選択器４４には信号波生成器Ａ４１の出力の信号波ＳｕＨａ〜ＳｗＬａと、信号波生成器Ｂ４２の出力の信号波ＳｕＨｂ〜ＳｗＬｂと、信号波生成器Ｃ４３の出力の信号波ＳｕＨｃ〜ＳｗＬｃが入力される。ＳｕＨａ〜ＳｗＬａの中の最大信号と最小信号の差をＬａ、ＳｕＨｂ〜ＳｗＬｂの中の最大信号と最小信号の差をＬｂ、ＳｕＨｃ〜ＳｗＬｃの中の最大信号と最小信号の差をＬｃとし、ＬａとＬｂとＬｃの大小を比較してＬａが最小ならば信号波ＳｕＨａ〜ＳｗＬａをＳｕＨ，ＳｕＬ，ＳｖＨ，ＳｖＬ，ＳｗＨ，ＳｗＬと置き換えて信号波選択器４４の出力とする。同様にＬｂが最小ならば信号波ＳｕＨｂ〜ＳｗＬｂをＳｕＨ，ＳｕＬ，ＳｖＨ，ＳｖＬ，ＳｗＨ，ＳｗＬと置き換えて信号波選択器４４の出力とする。Ｌｃが最小の場合も同様の演算を行い信号波選択器４４の出力とする。

信号波選択器４４の出力である６本の信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬはオフセット調整器４５に入力され、信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬの最大がキャリア信号Ｃの最大と等しくなるか、或いは信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬの最小がキャリア信号Ｃの最小と等しくなるようにＳｕＨ〜ＳｗＬにオフセットζがそれぞれ加算される。以下にオフセットζの算出方法について述べる。信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬの内で中間相接続率が０でない２本の信号波の平均値をＭ１とする。また、信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬの最大値と最小値の平均値をＭ２とする。Ｍ１がＭ２よりも小さい場合は、ＳｕＨ〜ＳｗＬの最大値を前記キャリアの最大値に一致させるようにし、Ｍ１がＭ２よりも大きい場合はＳｕＨ〜ＳｗＬの信号波の最小値をキャリア信号Ｃの最小値に一致させるようにオフセットζを演算する。例えばオフセット調整器４５の入力が、（ＳｕＨ＝ＳｕＬ）＞ＳｖＨ＞ＳｖＬ＞（ＳｗＨ＝ＳｗＬ）だった場合を仮定する。Ｍ１＝（（ＳｖＨ＋ＳｖＬ）／２）＜Ｍ２＝（（ＳｕＨ＋ＳｗＬ）／２）ならばＳｕＨがキャリア信号Ｃの最大に等しくなるようにζを計算する。最大信号波はＫｕＨ＝ＳｕＨ＋ζ＝１なので、ζ＝１−ＳｕＨと求められ、信号波ＳｕＨ〜ＳｗＬとキャリア信号Ｃと中間相の電流との関係は図３のようになる。Ｍ１がＭ２よりも大きい場合は図４のようになる。図４の例では、中間相の電流パルスの間隔がキャリア信号Ｃの周期の約半分になり、結果として中間相の電流の高調波成分はキャリア信号Ｃの周波数の２倍の成分を多く含むことになり、中間相の電流の低次高調波成分を高次にシフトさせることが可能となる。このようにすることで、マトリックスコンバータの入力ＬＣフィルタのカットオフ周波数を下げ、小型設計することが可能というメリットがある。また、キャリア信号Ｃの半周期内でのスイッチング回数は３回となることで従来技術と比較してスイッチング回数が減ることからスイッチング損の低減が期待できる。もし、たとえばＭ１がＭ２よりも大きい場合にＳｕＨ〜ＳｗＬの最大値をキャリア信号Ｃの最大値と等しくなるようにζを決定すると、図５に示すように中間相の電流のパルスはキャリアのトップ付近に発生し、結果として中間相の電流にキャリア信号Ｃの周波数と等しい成分の高調波が生じることになり、マトリックスコンバータの入力ＬＣフィルタが大きくなってしまう。以上のように計算されたζを用いてオフセット調整器４５は
ＫｕＨ＝ＳｕＨ＋ζ （３４）
ＫｕＬ＝ＳｕＬ＋ζ （３５）
ＫｖＨ＝ＳｖＨ＋ζ （３６）
ＫｖＬ＝ＳｖＬ＋ζ （３７）
ＫｗＨ＝ＳｗＨ＋ζ （３８）
ＫｗＬ＝ＳｗＬ＋ζ （３９）
を出力する。ＫｕＨ〜ＫｗＬはキャリア比較器５へ入力され、従来技術と同様にマトリックスコンバータのスイッチ制御に用いられる。

本発明はマトリックスコンバータの運転制御に応用でき、エレベータやクレーンなどに応用が期待できる。

発明のマトリックスコンバータ制御装置を表した図である。従来のマトリックスコンバータ制御装置を表した図である。キャリア信号と信号波の関係図その１である。キャリア信号と信号波の関係図その２である。キャリア信号と信号波の関係図その３である。

符号の説明

１電圧検出器
２電圧指令生成器
３出力電流検出器
４１信号波生成器Ａ
４２信号波生成器Ｂ
４３信号波生成器Ｃ
４４信号波選択器
４５オフセット調整器
４６従来の信号波演算器
５キャリア比較器
６キャリア発生器
７信号波出力器

Claims

９つのスイッチを用いて３相交流電源から可変周波数可変電圧の３相電圧を出力するマトリックスコンバータの制御装置であって、該マトリックスコンバータの３相入力電圧と該３相入力電圧の位相を検出する電圧検出器と、前記マトリックスコンバータの３相出力電圧指令を生成する電圧指令生成器と、前記マトリックスコンバータの３相出力電流を検出する電流検出器と、該電圧検出器の出力の３相入力電圧と該電圧指令生成器の出力の３相出力電圧指令と前記電流検出器の出力の３相出力電流を入力して各出力相をｕ，ｖ，ｗ相とした場合にｕ相の信号波としてＫｕＨ，ＫｕＬの２本の信号波を生成し同様にｖ，ｗ相の信号波としてそれぞれＫｖＨ，ＫｖＬ，ＫｗＨ，ＫｗＬを生成して計６本の信号波を出力する信号波出力器と、該位相を入力し前記位相により該３相交流電源の大小関係を明らかにし、さらに該信号波出力器の出力とキャリア発生器の出力であるキャリアを比較して、ＫｕＨとＫｕＬよりも該キャリアが大きい場合はｕ相を前記３相交流電源の内で最小電圧の相に接続し、ＫｕＨとＫｕＬの間に前記キャリアがある場合はｕ相を前記３相交流電源の内で中間の電圧の相に接続し、ＫｕＨとＫｕＬよりも前記キャリアが小さい場合はｕ相を前記３相交流電源の内で最大電圧の相に接続するようにし、ｖ，ｗ相でも同様にして前記９つのスイッチを操作する信号を出力するキャリア比較器とからなり、前記マトリックスコンバータの出力電圧を前記電圧指令生成器の出力の電圧指令通りとなるようにするとともに前記３相交流電源の電流を所定力率の正弦波とするマトリックスコンバータ制御装置において、前記信号波出力器の出力の各出力相の２本の信号波の値が異なる出力相は１つのみとすることを特徴とするマトリックスコンバータ制御装置。
前記信号波出力器が、ｖ，ｗ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ａと、ｕ，ｗ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ｂと、ｕ，ｖ各相のそれぞれの２本の信号波の値を一致させた信号を生成する信号波生成器Ｃと、該信号波生成器Ａの出力と該信号波生成器Ｂの出力と該信号波生成器Ｃの出力の内で最大と最小との差が最小であるものを選択して前記信号波出力器の出力とする信号波選択器とで構成されることを特徴とする請求項１記載のマトリックスコンバータ制御装置。
前記信号波選択器の出力を入力し、該入力の６本の信号波に同じオフセットを加算することで、前記入力の６本の信号波の内で各出力相の２本の信号波の値が異なるそれぞれの信号波の平均値Ｍ１が前記入力の６本の信号波の最大値と最小値の平均値Ｍ２よりも小さい場合は、前記入力の６本の信号波の最大値を前記キャリアの最大値に一致させるようにし、該平均値Ｍ１が該平均値Ｍ２よりも大きい場合は前記入力の６本の信号波の最小値を前記キャリアの最小値に一致させるようにした信号を前記信号波出力器の出力として出力するオフセット調整器を具備することを特徴とする請求項２記載のマトリックスコンバータ制御装置。