JP5312088B2

JP5312088B2 - マトリックスコンバータ制御装置

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Publication number: JP5312088B2
Application number: JP2009037315A
Authority: JP
Inventors: 基佐藤
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2009-02-20
Filing date: 2009-02-20
Publication date: 2013-10-09
Anticipated expiration: 2029-02-20
Also published as: JP2010193672A

Description

本発明は，マトリックスコンバータ制御装置に関するものである。

従来技術の構成図を図２示す。これは特許文献１に開示されているものに相当する。

三相電源１はＬＣフィルタ２に接続される。ＬＣフィルタ２の構成例を図３と図４に示す。リアクトル１２は例えば交流リアクトルで構成される。コンデンサ１３はここではスター結線のコンデンサであるが，デルタ結線のコンデンサでも良い。電圧検出器１４は例えばトランスで構成され，三相電源１の出力あるいはＬＣフィルタ２のコンデンサとマトリックスコンバータ３の入力側との接点に接続されることによって，三相電源１の線間電圧を検出しても良いし図４のようにコンデンサ１３の両端電圧を検出しても良い。また，線間電圧ではなく相電圧を検出しても良い。ここでは三相電源１の線間電圧を検出したとして電圧検出器１４の出力をＶｒｓ，Ｖｓｓと定義する。

マトリックスコンバータ３は９つの自己消弧能力を持つ双方向スイッチを持ち，任意の振幅で任意の周波数の電圧を負荷５に供給する電力変換器である。ここでは，電源電圧の瞬時値が中間である相を中間相と定義し，その中間相に負荷の１相を接続する割合を中間相接続率と定義する。中間相接続率は従来の信号波演算器１１で演算している。詳しくは下記特許文献１を参考のこと。

マトリックスコンバータ３の出力側に電流検出器４を介して接続される負荷５は，たとえば誘導電動機のような誘導性負荷である。電流検出器４は，ここではマトリックスコンバータ３の出力電流としてｉｕ，ｉｖ，ｉｗと三相分を検出しているが，どれか二相分のみ検出しても良い。

従来の信号波演算器１１の詳細な構成図を図５に示す。電圧振幅検出器１５では，検出された電源線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｓが入力され，それらを三相電圧に変換し，さらに二相電圧ベクトルに変換し，そのアークタンジェントを計算することで入力電圧の位相θを求める。また，前記二相電圧ベクトルからマトリックスコンバータ入力線間電圧の実効値（以下，入力線間電圧と表記）Ｅを求める。中間相電流指令値演算器１６には，入力電圧の位相θと入力線間電圧の振幅Ｅと電圧指令６の出力であるＶｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓが入力される。ここで，Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓはマトリックスコンバータ３の出力相電圧指令値である。マトリックスコンバータ３の出力電力Ｐｏは
Ｐｏ＝Ｖｕｓ・ｉｕ＋Ｖｖｓ・ｉｖ＋Ｖｗｓ・ｉｗ（１）
で計算される。マトリックスコンバータ３の入力力率を１に制御するものとすると，マトリックスコンバータ３の入力電流の振幅Ｉｓｓは
Ｉｓｓ＝√２・Ｐｏ／（√３・Ｅ）（２）
となる。
よって，マトリックスコンバータ入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは
ｉｒ＝Ｉｓｓ・ｃｏｓ（θ−φ）（３）
ｉｓ＝Ｉｓｓ・ｃｏｓ（θ−φ−２π／３）（４）
ｉｔ＝Ｉｓｓ・ｃｏｓ（θ−φ−４π／３）（５）
と表される。φは力率角である。以上の演算より，中間相電流指令値演算器１６はｉｒ，ｉｓ，ｉｔの内でマトリックスコンバータ３の入力電圧の中間の相を逐次選択して中間相電流指令値Ｉｍｉｄとして出力する。

中間相接続率による信号波算出器１７には，出力相電圧指令値Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと電源電圧の位相θと入力線間電圧Ｅと中間相電流指令値Ｉｍｉｄと出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力される。特許文献１記載の従来技術における中間相接続率は，キャリア信号と比較される信号波の最大値と最小値との差が最小になるように決定される。そのようにすることで信号波がキャリアの振幅内に収まりやすくなり，マトリックスコンバータの出力電圧を可能な限り上げることができる。以下にその原理について説明する。

入力電圧の位相θと入力線間電圧Ｅからマトリックスコンバータ３の入力電圧（以下，入力電圧と表記）の内で最大のものと最小のものとの電位差をｅｍａｘと定義する。また，入力電圧の内で中間のものと最小のものとの電位差をｅｍｉｄと定義する。ここで，Ｕ＝（Ｖｕｓ／eｍａｘ），Ｖ＝（Ｖｖｓ／eｍａｘ），Ｗ＝（Ｖｗｓ／eｍａｘ），Ｇ＝（１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ）と定義する。従来の信号波演算器１１で演算されてキャリア信号と比較される信号波は，
ＫｕＨ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ（６）
ＫｕＬ＝Ｕ−Ｋｕ・（１−Ｇ）
（７）
ＫｖＨ＝Ｖ＋Ｋｖ・Ｇ
（８）
ＫｖＬ＝Ｖ−Ｋｖ・（１−Ｇ）（９）
ＫｗＨ＝Ｗ＋Ｋｗ・Ｇ
（１０）
ＫｗＬ＝Ｗ−Ｋｗ・（１−Ｇ）
（１１）
で表される。キャリア信号の振れ幅は１としている。特許文献１記載の従来技術は，中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同符号の出力電流の相しか電源電圧の中間相に接続しない。ここで，中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の出力電流がｉｕ，ｉｖだった場合を考える。電源中間相電流指令値Ｉｍｉｄと異符号の出力電流の相の中間相接続率Ｋｗは０とするので，ＫｗＨ＝ＫｗＬ＝Ｗである。またＫｕとＫｖと電源中間相電流指令値Ｉｍｉｄは
Ｉｍｉｄ＝Ｋｕ・Ｉｕ＋Ｋｖ・Ｉｖ（１２）
を満たす必要がある。まず，ＫｕＨ，ＫｕＬ，ＫｖＨ，ＫｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。たとえばＵ＞Ｖであるとするなら，
ＫｕＨ≧ＫｖＨ（１３）
ＫｕＬ≧ＫｖＬ（１４）
なので，（１２）式を代入すると
Ｋｖ≦Ｉｕ・（Ｕ−Ｖ）／（Ｇ・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｍｉｄ／（Ｉｕ＋Ｉｖ）（１５）
Ｋｕ≦Ｉｖ・（Ｕ−Ｖ）／（（１−Ｇ）・（Ｉｕ＋Ｉｖ））＋Ｉｍｉｄ／（Ｉｕ＋Ｉｖ）（１６）
を満たす必要があり，また（１２）式より
Ｋｖ≦Ｉｍｉｄ／Ｉｖ（１７）
Ｋｕ≦Ｉｍｉｄ／Ｉｕ（１８）
であり，ＫｕＨ，ＫｕＬ，ＫｖＨ，ＫｖＬの４つの信号の最大信号と最小信号の差
ＫｕＨ−ＫｖＬ＝Ｕ＋Ｋｕ・Ｇ−Ｖ＋Ｋｖ・（１−Ｇ）（１９）
を最小とするにはＧ≧（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｕ≧０，（１７）かつ（１５）式を満たせばよい。また，Ｇ≦（１−Ｇ）・Ｉｕ／ＩｖならばＫｖ≧０，（１８）かつ（１６）式を満たせばよい。ここまでで得られたＫｕとＫｖで仮のＫｕＨ，ＫｕＬ，ＫｖＨ，ＫｖＬを求めて，それらをＫｕＨ’，ＫｕＬ’，ＫｖＨ’，ＫｖＬ’とする。

次にＫｕＨ’，ＫｖＬ’，Ｗの３つの信号の最大信号と最小信号の差が最小となるＫｕおよびＫｖを算出する。Ｗ＞ＫｕＨ’の場合は，ＫｕＨがＷを超えない範囲でＫｕを大きくできるので，その条件である
Ｋｕ≦（Ｗ−ＫｕＨ’）／Ｇ（２０）
と（１６）式と（１８）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｖは，（１２）式より求める。Ｗ＜ＫｖＬ’の場合は，ＫｖＬがＷを下回らない範囲でＫｖを大きくできるので，その条件である
Ｋｖ≦（ＫｖＬ’−Ｗ）／（１−Ｇ）（２１）
と（１５）式と（１７）式を満たす最大の値とすればよい。その時のＫｕは，（１２）式より求める。中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の電流がｉｕ，ｉｖ以外の場合も上記と同様の計算で求める。中間相電流指令値Ｉｍｉｄの符号と同じ符号の電流が１つだけだった場合は，（１２）式より簡単に求めることができる。以上の演算から，従来の信号波演算器１１は（６）式から（１１）式の信号波と入力電圧の位相θを出力する。

キャリア発生器９は，三角波あるいは鋸波のキャリアＣを出力し，比較器８はそのキャリアＣと従来の信号波演算器１１の出力とを比較し，その結果と入力電圧の位相情報からマトリックスコンバータ３を制御するスイッチング信号Ｓｕｘ，Ｓｖｘ，Ｓｗｘを出力する。三相電源１の電圧の大小関係はπ／３（ｒａｄ）ごとに変化するため，従来の信号波演算器１１によって演算された入力電圧の位相θを読み取ることにより，随時電源最大相，電源中間相，電源最小相の定義を切り替える。ここでｘ＝ｒ，ｓ，ｔであり，三相電源１の相を表す。Ｓｕｒ＝ＯＮならば出力ｕ相と三相電源１のｒ相を接続する。他の相についても同様である。例えば三相電源１の電圧の大小関係がｒ相電圧＞ｓ相電圧＞ｔ相電圧であった場合，ｕ相を例に説明すると，Ｃ＜ＫｕＬならば出力のｕ相を三相電源１の最大相に接続することを意味しＳｕｒ＝ＯＮ，Ｓｕｓ＝Ｓｕｔ＝ＯＦＦ，ＫｕＬ＜Ｃ＜ＫｕＨならばＳｕｓ＝ＯＮ，Ｓｕｒ＝Ｓｕｔ＝ＯＦＦ，それ以外ならばＳｕｔ＝ＯＮ，Ｓｕｒ＝Ｓｕｓ＝ＯＦＦとなる。

特開２００８−４３１１０号公報

コスト削減，省スペース化などのためには，マトリックスコンバータをさらに小型化する必要がある。そのためには，例えば同一キャリア周波数においてスイッチング周波数を下げることによってスイッチング損失を減らし，放熱フィンを小型化する方法がある。特許文献１記載の従来技術は，平均スイッチング周波数がほぼキャリア周波数と等しくなる。そこで，マトリックスコンバータの制御において，極力制御性能を落とさずにスイッチング周波数を下げる手法を考案する必要があった。

請求項１の発明によれば、三相電源がＬＣフィルタを介して９つの双方向スイッチで構成されるマトリックスコンバータの入力に接続され，電流検出器を介して負荷が該マトリックスコンバータの出力に接続されるような構成があって，該三相電源の出力電圧あるいは該ＬＣフィルタのコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と，該電圧検出器の出力である前記マトリックスコンバータ入力電圧と該電流検出器が検出した前記マトリックスコンバータ出力電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値である電圧指令とを入力し前記マトリックスコンバータ入力電圧の位相と前記マトリックスコンバータ入力電圧の各相のうちの瞬時値が中間の電圧の相と該負荷のそれぞれの相を接続する割合である中間相接続率とを演算しさらに該中間相接続率と該電圧指令と前記マトリックスコンバータ入力電圧から三角波あるいは鋸波であるキャリア信号と比較される６種類の信号波を演算し，該位相とともに出力する信号波演算器と，該キャリア信号を出力するキャリア発生器と，該キャリア発生器の出力と該信号波演算器の出力とが入力されて、それらの比較結果と前記位相から前記マトリックスコンバータに入力され前記マトリックスコンバータを制御するスイッチング信号を演算する比較器とからなるマトリックスコンバータ制御装置において，
前記キャリア信号が三角波の場合はその半周期内に，鋸波の場合はその周期内に、スイッチングする回数を３回としたすべてのパターンの前記中間相接続率を演算し，前記マトリックスコンバータの入力電流の高調波が最小となる中間相接続率の1パターンを評価関数によって選択し，該中間相接続率を用いて該６種類の信号波を演算し，前記位相とともに出力する信号波演算器を有することを特徴としたマトリックスコンバータ制御装置である。

請求項２の発明によれば、三相電源がＬＣフィルタを介して９つの双方向スイッチで構成されるマトリックスコンバータの入力に接続され，電流検出器を介して負荷が該マトリックスコンバータの出力に接続されるような構成があって，該三相電源の出力電圧あるいは該ＬＣフィルタのコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と，該電圧検出器の出力である前記マトリックスコンバータ入力電圧と該電流検出器が検出した前記マトリックスコンバータ出力電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値である電圧指令とを入力し前記マトリックスコンバータ入力電圧の位相と前記マトリックスコンバータ入力電圧の各相のうちの瞬時値が中間の電圧の相と該負荷のそれぞれの相を接続する割合である中間相接続率とを演算しさらに該中間相接続率と該電圧指令と前記マトリックスコンバータ入力電圧から三角波あるいは鋸波であるキャリア信号と比較される６種類の信号波を演算し，該位相とともに出力する信号波演算器と，該キャリア信号を出力するキャリア発生器と，該キャリア発生器の出力と該信号波演算器の出力とが入力されて、それらの比較結果と前記位相から前記マトリックスコンバータに入力され前記マトリックスコンバータを制御するスイッチング信号を演算する比較器とからなるマトリックスコンバータ制御装置において，
前記キャリア信号が三角波の場合はその半周期に，鋸波の場合はその周期内に、スイッチングする回数を３回としたすべてのパターンの前記中間相接続率を演算し，前記マトリックスコンバータの出力電圧の高調波が最小となる中間相接続率の１パターンを評価関数によって選択し，該中間相接続率を用いて前記６種類の信号波を演算し，前記位相とともに出力する信号波演算器を有することを特徴としたマトリックスコンバータ制御装置である。

本発明によれば，制御周期内のスイッチング回数が３回という条件下でマトリックスコンバータの入力電流高調波あるいは出力電圧高調波を最小とするスイッチングパターンを逐次選択することより，特許文献１記載の従来技術と比較して，新たに部品を増やすことなく，入力電流あるいは出力電圧高調波の増加を極力抑えつつ，同一キャリア周波数におけるスイッチング損低減を実現することができる。ここで，制御周期とは，キャリア発生器９の出力が三角波であった場合はその半周期であり，鋸波だった場合はその周期である。

発明のマトリックスコンバータ制御装置を表した図である。従来のマトリックスコンバータ制御装置を表した図である。入力ＬＣフィルタの構成例の一つである。入力ＬＣフィルタの構成例の一つである。従来の信号波演算器の詳細を示した図である。請求項１の発明の信号波演算器の詳細を示した図である。制御周期内にスイッチング回数が３回の場合の中間相接続率パターンを示した図である。制御周期内にスイッチング回数が３回の場合の中間相接続率パターンを示した図である。制御周期内にスイッチング回数が３回の場合の中間相接続率パターンを示した図である。請求項２の発明の信号波演算器の詳細を示した図である。

入力電流や出力電圧の高調波を最小に抑えつつスイッチング損が低減されて運転されるマトリックスコンバータの制御装置を提供するため、キャリア信号が三角波の場合はその半周期に，鋸波の場合はその周期内に、スイッチングする回数を３回とした場合のすべてのパターンの中間相接続率を演算し，その中からマトリックスコンバータの入力電流高調波あるいは出力電圧高調波が最小であるパターンをひとつ選択し，その中間相接続率を用いてキャリア信号と比較される６種類の信号波を生成する信号波演算器を有するマトリックスコンバータ制御装置を具備する。

図１に請求項１における本発明の構成図を示す。図２に示した従来技術の構成において，信号波演算器７と従来の信号波演算器１１のみが異なる。よって従来技術と同じ部分に関しては説明を省略する。図６に信号波演算器７の詳細図を示す。入力電圧の位相θと入力線間電圧Ｅと出力相電圧指令値Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを基準電圧指令演算器１８に入力する。基準電圧指令演算器１８では，出力相電圧指令値が最大の相をｘ相，中間の相をｙ相，最小の相をｚ相と定義して，Ｘ＝（Ｖｘｓ／eｍａｘ），Ｙ＝（Ｖｙｓ／eｍａｘ），Ｚ＝（Ｖｚｓ／eｍａｘ），Ｇ＝（１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ）を演算する。それらは中間相接続率パターン演算器１９へ入力され，キャリア信号と比較される信号波を
ＫｘＨ＝Ｘ＋Ｋｘ・Ｇ＋ζ （２２）
ＫｘＬ＝Ｘ−Ｋｘ・（１−Ｇ）＋ζ （２３）
ＫｙＨ＝Ｙ＋Ｋｙ・Ｇ＋ζ （２４）
ＫｙＬ＝Ｙ−Ｋｙ・（１−Ｇ）＋ζ （２５）
ＫｚＨ＝Ｚ＋Ｋｚ・Ｇ＋ζ （２６）
ＫｚＬ＝Ｚ−Ｋｚ・（１−Ｇ）＋ζ （２７）
と演算する。ここで，キャリア信号は０〜1と仮定しており，Ｋｘ，Ｋｙ，Ｋｚはｘ，ｙ，ｚ相の中間相接続率である。また，本発明は三相電源１の中性点と負荷５中性点が接続されてないのでζを任意の定数として（２２）式から（２７）式のそれぞれに加算することができ，ＫｘＨ〜ＫｚＬのそれぞれが０から１以内となるようにζの値を決定する。次に中間相接続率パターン演算器１９は，制御周期内にスイッチング回数が３回の場合に考えられる中間相接続率を３３パターン演算する。図７〜図９にキャリア信号とスイッチング回数が３回の場合の信号波のパターン図を示す。

図７〜図９記載のパターン１より，ＫｘＨ−ＫｚＬ＝１，ＫｙＨ−ＫｚＬ＝１なので
Ｘ−Ｚ＋Ｇ・Ｋｘ＋（１−Ｇ）・Ｋｚ−１＝０（２８）
Ｙ−Ｚ＋Ｇ・Ｋｙ＋（１−Ｇ）・Ｋｚ−１＝０（２９）
が求まる。中間相接続率Ｋｘ，Ｋｙ，Ｋｚは中間相電流指令値Ｉｍｉｄと等しくなるようにマトリックスコンバータ３の入力の中間相の電流の値を決定するので，
Ｉｍｉｄ＝ｉｘ・Ｋｘ＋ｉｙ・Ｋｙ＋ｉｚ・Ｋｚ
（３０）
の関係がある。ただし，ｉｘ，ｉｙ，ｉｚはｘ，ｙ，ｚ相の電流である。よって，（２８）式と（２９）式と（３０）式の連立方程式を解いて，パターン１の中間相接続率を
Ｋｘ＝１−（Ｘ−Ｚ）＋（ｉｙ・（Ｘ−Ｙ）―Ｉｍｉｄ・Ｇ）・（１−Ｇ）／ｉｚ／Ｇ
（３１）
Ｋｙ＝１−（Ｙ−Ｚ）―（ｉｘ・（Ｘ−Ｙ）＋Ｉｍｉｄ・Ｇ）・（１−Ｇ）／ｉｚ／Ｇ
（３２）
Ｋｚ＝１＋Ｚ＋（ｉｘ・Ｘ＋ｉｙ・Ｙ＋Ｉｍｉｄ・Ｇ）／ｉｚ（３３）
と求める。ζは０である。

次にパターン２の中間相接続率の求め方を示す。図７〜図９から，ＫｘＨ−ＫｚＬ＝１，ＫｘＨ−ＫｙＬ＝１なので，Ｘ−Ｙ＋Ｇ・Ｋｘ＋（１−Ｇ）・Ｋｙ−１＝０が求まる。これと（２８）式と（３０）式の連立方程式を解いて，
Ｋｘ＝１−Ｘ＋（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）−ｉｙ・Ｙ−ｉｚ・Ｚ）／ｉｘ（３４）
Ｋｙ＝１−（Ｘ−Ｙ）−Ｇ・（ｉｚ（Ｙ−Ｚ）＋Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ））／（１−Ｇ）／ｉｘ
（３５）
Ｋｚ＝１−（Ｘ−Ｚ）＋Ｇ・（ｉｙ（Ｙ−Ｚ）−Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ））／（１−Ｇ）／ｉｘ
（３６）
と求める。ζは０である。

パターン３の中間相接続率は，同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（３７）
Ｋｚ＝（１−Ｘ＋Ｚ）／（１−Ｇ）（３８）
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ／ｉｙ）―ｉｚ・Ｋｚ／ｉｙ（３９）
と求める。ζ＝１−Ｘである。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝（１−Ｘ＋Ｚ）／Ｇ（４０）
Ｋｚ＝０（４１）
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ／ｉｙ）―ｉｘ・Ｋｘ／ｉｙ（４２）
ζ＝−Ｚ（４３）
とパターン４の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）−ｉｚ・（１−Ｘ＋Ｚ））／（ｉｘ＋Ｇ・ｉｙ）（４４）
Ｋｚ＝（ｉｘ・（１−Ｘ＋Ｚ）−Ｉｍｉｄ・Ｇ）／（ｉｘ＋Ｇ・ｉｙ）（４５）
Ｋｙ＝０ (４６）
ζ＝Ｋｚ・（１−Ｇ）―Ｚ（４７）
とパターン５の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝１（４８）
Ｋｚ＝１−（Ｘ−Ｚ）／（１−Ｇ）（４９）
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ−ｉｘ−Ｋｚ・ｉｚ）／ｉｙ（５０）
ζ＝１−Ｘ―Ｇ（５１）
とパターン６の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝１−（Ｙ−Ｚ）／（１−Ｇ）（５２）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ−ｉｙ）／ｉｘ（５３）
Ｋｙ＝１（５４）
ζ＝１−Ｙ―Ｇ（５５）
とパターン７の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝１−（Ｘ−Ｚ）／Ｇ（５６）
Ｋｙ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｘ・Ｋｘ−ｉｚ）／ｉｙ（５７）
Ｋｚ＝１（５８）
ζ＝１−Ｚ−Ｇ（５９）
とパターン８の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝１−（Ｘ−Ｙ）／Ｇ（６０）
Ｋｙ＝１（６１）
Ｋｚ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｘ・Ｋｘ−ｉｙ）／ｉｚ（６２）
ζ＝１−Ｙ―Ｇ（６３）
とパターン９の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（６４）
Ｋｙ＝（Ｘ−Ｙ）／Ｇ（６５）
Ｋｚ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ）／ｉｚ（６６）
ζ＝１−Ｘ（６７）
とパターン１０の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（６８）
Ｋｙ＝（１−Ｘ＋Ｙ）／（１−Ｇ）（６９）
Ｋｚ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ）／ｉｚ（７０）
ζ＝１−Ｘ（７１）
とパターン１１の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（７２）
Ｋｚ＝（Ｘ―Ｚ）／Ｇ（７３）
Ｋｙ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ）／ｉｙ（７４）
ζ＝１−Ｘ（７５）
とパターン１２の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝（Ｘ−Ｚ）／（１−Ｇ）（７６）
Ｋｚ＝０（７７）
Ｋｙ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｘ・Ｋｘ）／ｉｙ（７８）
ζ＝−Ｚ（７９）
とパターン１３の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（１−Ｙ＋Ｚ）／Ｇ（８０）
Ｋｚ＝０（８１）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ）／ｉｘ（８２）
ζ＝−Ｚ（８３）
とパターン１４の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（Ｙ―Ｚ）／（１−Ｇ）（８４）
Ｋｚ＝０（８５）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ）／ｉｘ（８６）
ζ＝−Ｚ（８７）
とパターン１５の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝１−（Ｘ―Ｙ）／（１−Ｇ）（８８）
Ｋｘ＝１（８９）
Ｋｚ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ―ｉｘ）／ｉｚ（９０）
ζ＝１−（Ｘ＋Ｇ）（９１）
とパターン１６の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝１−（Ｙ―Ｚ）／Ｇ（９２）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ―ｉｚ）／ｉｘ（９３）
Ｋｚ＝１（９４）
ζ＝１−（Ｚ＋Ｇ）（９５）
とパターン１７の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ・Ｇ＋ｉｘ・（Ｘ―Ｙ−１））／（−ｉｚ・Ｇ−ｉｘ）
（９６）
Ｋｚ＝０
（９７）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ)／ｉｘ
（９８）
ζ＝１−Ｘ−Ｋｘ・Ｇ
（９９）
とパターン１８の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）＋ｉｚ・（Ｙ―Ｚ−１））／（ｉｘ・Ｇ＋ｉｙ）
(１０４）
Ｋｚ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ)／ｉｚ（１０５）
Ｋｘ＝０（１０６）
ζ＝１−Ｙ−Ｋｙ・Ｇ（１０７）
とパターン１９の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ・Ｇ＋ｉｘ・（Ｘ―Ｙ））／（ｉｘ＋ｉｙ）／Ｇ（１０８）
Ｋｚ＝０（１０９）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ)／ｉｘ（１１０）
ζ＝１−Ｘ−Ｋｘ・Ｇ（１１１）
とパターン２０の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｙ＝（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）―ｉｘ・（Ｘ―Ｙ））／（ｉｘ＋ｉｙ）／（１−Ｇ）
（１１２）
Ｋｚ＝０（１１３）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｙ・Ｋｙ)／ｉｘ
（１１４）
ζ＝−Ｘ＋Ｋｘ・（１−Ｇ）
（１１５）
とパターン２１の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝（Ｉｍｉｄ・Ｇ＋ｉｘ・（Ｘ―Ｚ））／（ｉｘ＋ｉｚ）／Ｇ（１１６）
Ｋｙ＝０（１１７）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ)／ｉｘ（１１８）
ζ＝１−Ｘ−Ｋｘ・Ｇ（１１９）
とパターン２２の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）―ｉｘ・（Ｘ―Ｚ））／（ｉｘ＋ｉｚ）／（１−Ｇ）
（１２０）
Ｋｙ＝０（１２１）
Ｋｘ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ)／ｉｘ（１２２）
ζ＝Ｘ−Ｋｘ・（１−Ｇ）（１２３）
とパターン２３の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝（Ｉｍｉｄ・Ｇ＋ｉｙ・（Ｙ―Ｚ））／（ｉｙ＋ｉｚ）／Ｇ（１２８）
Ｋｙ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ)／ｉｙ（１２９）
Ｋｘ＝０（１３０）
ζ＝１−Ｙ−Ｋｙ・Ｇ（１３１）
とパターン２４の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝（Ｉｍｉｄ・（１−Ｇ）―ｉｙ・（Ｙ―Ｚ））／（ｉｙ＋ｉｚ）／（１−Ｇ）
（１３２）
Ｋｙ＝(Ｉｍｉｄ−ｉｚ・Ｋｚ)／ｉｙ（１３３）
Ｋｘ＝０（１３４）
ζ＝Ｋｚ・（１−Ｇ）−Ｚ（１３５）
とパターン２５の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝０（１３６）
Ｋｙ＝Ｉｍｉｄ／ｉｙ（１３７）
Ｋｘ＝０（１３８）
ζ＝―Ｚ（１３９）
とパターン２６の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｚ＝０（１４０）
Ｋｙ＝Ｉｍｉｄ／ｉｙ（１４１）
Ｋｘ＝０（１４２）
ζ＝１−Ｘ（１４３）
とパターン２７の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（１４４）
Ｋｙ＝０（１４５）
Ｋｚ＝Ｉｍｉｄ／ｉｚ（１４６）
ζ＝Ｋｚ・（１−Ｇ）−Ｚ
（１４７）
とパターン２８の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（１４８）
Ｋｙ＝０（１４９）
Ｋｚ＝Ｉｍｉｄ／ｉｚ（１５０）
ζ＝（１−Ｘ）（１５１）
とパターン２９の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝Ｉｍｉｄ／ｉｘ（１５２）
Ｋｙ＝０（１５３）
Ｋｚ＝０（１５４）
ζ＝１−（Ｘ＋Ｋｘ・Ｇ）（１５５）
とパターン３０の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝Ｉｍｉｄ／ｉｘ（１５６）
Ｋｙ＝０（１５７）
Ｋｚ＝０（１５８
ζ＝−Ｚ（１５９）
とパターン３１の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（１６０）
Ｋｙ＝Ｉｍｉｄ／ｉｙ（１６１）
Ｋｚ＝０（１６２）
ζ＝１−Ｙ−Ｋｙ・Ｇ（１６３）
とパターン３２の中間相接続率とζを求める。

同様に図７〜図９から，
Ｋｘ＝０（１６４）
Ｋｙ＝Ｉｍｉｄ／ｉｙ（１６５）
Ｋｚ＝０（１６６）
ζ＝−Ｙ＋Ｋｙ・（１−Ｇ）
（１６７）
とパターン３３の中間相接続率とζを求める。

以上の計算により，中間相接続率パターン演算器１９はそれぞれ３３パターンの中間相接続率Ｋｘ，Ｋｙ，Ｋｚとζを演算し，パターン判別器２０へ入力される。パターン判別器２０にはさらに出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力され，例えば

で示される評価関数Ｊが最小となるパターンの中間相接続率を選択し，それらを用いて（２２）式から（２７）式で示されるキャリア比較信号波ＫｘＨ，ＫｘＬ，ＫｙＨ，ＫｙＬ，ＫｚＨ，ＫｚＬを得る。ここで，ｉｕｐは入力最大相の電流，ｉｍは入力中間相の電流，ｉＬｏは入力最小相の電流である。また，Ｔは制御周期を表す。（１６８）式の評価関数Ｊは，制御周期内の入力電流実効値の二乗に相当する。各パターンにおける入力電流実効値の二乗の大小を比較するということは，入力電流の高調波の大きさを比較していることに等しい。よって，（１６８）式が最小のパターンの中間相接続率を逐次選択するということは，入力電流の高調波が最小となるパターンを逐次選択していることになる。精度を多少犠牲にしてでも計算量を少なくしたい場合は，評価関数Ｊを

としても良い。

以上の演算より，信号波演算器７はキャリア比較信号波を演算する。得られたキャリア比較信号波は，従来技術と同様に比較器８にてキャリア発生器９の出力であるキャリア信号と比較される。その比較結果を用いて比較器８は従来技術と同様にマトリックスコンバータ３を制御するスイッチング信号を得る。

請求項２における発明の構成図を図１０に示す。図６で示された信号波演算器７の詳細部にあたるが，パターン判別器２１のみ異なる。パターン判別器２１には出力電流指令値Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓと，中間相接続率パターン演算器１９が演算した３３パターンの中間相接続率Ｋｘ，Ｋｙ，Ｋｚとζが入力される。そして，

が最小となる中間相接続率を選択して（２２）式から（２７）式で示されるキャリア比較信号波ＫｘＨ，ＫｘＬ，ＫｙＨ，ＫｙＬ，ＫｚＨ，ＫｚＬを得る。ここで，Ｖｘｓｓ，Ｖｙｓｓ，Ｖｚｓｓはそれぞれ，出力最大相電圧，出力中間相電圧，出力中間相電圧である。よって（１７０）式は制御周期内の出力電圧実効値の二乗に相当する。（１７０）式が最小の中間相接続率パターンを選択するということは，出力電圧の高調波が最小のスイッチングパターンを選択していることになる。

本発明はマトリックスコンバータの運転制御に応用でき，エレベータやクレーンなどに応用が期待できる。

１三相電源
２ＬＣフィルタ
３マトリックスコンバータ
４電流検出器
５負荷
６電圧指令
７信号波演算器
８比較器
９キャリア発生器
１０マトリックスコンバータ制御装置
１１従来の信号波演算器
１２リアクトル
１３コンデンサ
１４電圧検出器
１５電圧振幅検出器
１６中間相電流指令値演算器
１７中間相接続率による信号波算出器
１８基準電圧指令演算器
１９中間相接続率パターン演算器
２０パターン判別器
２１パターン判別器

Claims

三相電源がＬＣフィルタを介して９つの双方向スイッチで構成されるマトリックスコンバータの入力に接続され，電流検出器を介して負荷が該マトリックスコンバータの出力に接続されるような構成があって，該三相電源の出力電圧あるいは該ＬＣフィルタのコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と，該電圧検出器の出力である前記マトリックスコンバータ入力電圧と該電流検出器が検出した前記マトリックスコンバータ出力電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値である電圧指令とを入力し前記マトリックスコンバータ入力電圧の位相と前記マトリックスコンバータ入力電圧の各相のうちの瞬時値が中間の電圧の相と該負荷のそれぞれの相を接続する割合である中間相接続率とを演算しさらに該中間相接続率と該電圧指令と前記マトリックスコンバータ入力電圧から三角波あるいは鋸波であるキャリア信号と比較される６種類の信号波を演算し，該位相とともに出力する信号波演算器と，該キャリア信号を出力するキャリア発生器と，該キャリア発生器の出力と該信号波演算器の出力とが入力されて、それらの比較結果と前記位相から前記マトリックスコンバータに入力され前記マトリックスコンバータを制御するスイッチング信号を演算する比較器とからなるマトリックスコンバータ制御装置において，
前記キャリア信号が三角波の場合はその半周期内に，鋸波の場合はその周期内に、スイッチングする回数を３回としたすべてのパターンの前記中間相接続率を演算し，前記マトリックスコンバータの入力電流の高調波が最小となる中間相接続率の1パターンを評価関数によって選択し，該中間相接続率を用いて該６種類の信号波を演算し，前記位相とともに出力する信号波演算器を有することを特徴としたマトリックスコンバータ制御装置。
三相電源がＬＣフィルタを介して９つの双方向スイッチで構成されるマトリックスコンバータの入力に接続され，電流検出器を介して負荷が該マトリックスコンバータの出力に接続されるような構成があって，該三相電源の出力電圧あるいは該ＬＣフィルタのコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と，該電圧検出器の出力である前記マトリックスコンバータ入力電圧と該電流検出器が検出した前記マトリックスコンバータ出力電流と前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値である電圧指令とを入力し前記マトリックスコンバータ入力電圧の位相と前記マトリックスコンバータ入力電圧の各相のうちの瞬時値が中間の電圧の相と該負荷のそれぞれの相を接続する割合である中間相接続率とを演算しさらに該中間相接続率と該電圧指令と前記マトリックスコンバータ入力電圧から三角波あるいは鋸波であるキャリア信号と比較される６種類の信号波を演算し，該位相とともに出力する信号波演算器と，該キャリア信号を出力するキャリア発生器と，該キャリア発生器の出力と該信号波演算器の出力とが入力されて、それらの比較結果と前記位相から前記マトリックスコンバータに入力され前記マトリックスコンバータを制御するスイッチング信号を演算する比較器とからなるマトリックスコンバータ制御装置において，
前記キャリア信号が三角波の場合はその半周期に，鋸波の場合はその周期内に、スイッチングする回数を３回としたすべてのパターンの前記中間相接続率を演算し，前記マトリックスコンバータの出力電圧の高調波が最小となる中間相接続率の１パターンを評価関数によって選択し，該中間相接続率を用いて前記６種類の信号波を演算し，前記位相とともに出力する信号波演算器を有することを特徴としたマトリックスコンバータ制御装置。