JP5171286B2

JP5171286B2 - マトリックスコンバータ制御装置

Info

Publication number: JP5171286B2
Application number: JP2008013232A
Authority: JP
Inventors: 基佐藤
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2008-01-24
Filing date: 2008-01-24
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2028-01-24
Also published as: JP2009177931A

Description

本発明は、マトリックスコンバータの制御技術に関するもので、スイッチング周波数に関する。

従来のマトリックスコンバータとその制御器の構成図を図２に示す。９つの双方向スイッチによって構成されるマトリックスコンバータ主回路４は、入力ＬＣフィルタ２を介して三相交流電源１が入力され、出力に接続された負荷３に任意の振幅および任意の周波数の三相交流電圧を供給すると同時に入力電流正弦波化制御と入力力率制御をするものである。マトリックスコンバータ主回路４と負荷３の間には負荷電流検出器６が接続されており、マトリックスコンバータ制御装置５に負荷電流検出器６が検出する電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが入力される。

入力ＬＣフィルタ２は例えば図３のような構成をしており、電源電流の平滑化と同時に入力ＬＣフィルタ２のコンデンサ両端電圧Ｅｒｓ、Ｅｔｓの検出も同時に行うものとしている。ここで、ＬＣフィルタ２の電圧降下は無視できるものとしてものとしており、検出電圧Ｅｒｓ、Ｅｔｓはマトリックスコンバータ制御装置５に入力される。

マトリックスコンバータ制御装置５ではマトリックスコンバータ主回路４を構成する９つの双方向スイッチをスイッチングするＰＷＭ信号を生成する。電源電圧位相演算器５６には三相交流電源１の線間電圧Ｅｒｓ、Ｅｔｓが入力され、これを相電圧に変換し、さらに３相２相変換することで三相交流電源１の電圧ベクトルを得る。これにより、三相交流電源１の振幅Ｅ（以下、電源電圧振幅）とその位相θ（以下、電源電圧位相）を得ている。入力ＬＣフィルタ２の電圧降下が無視できるならば、入力ＬＣフィルタ２の出力コンデンサの両端の電圧を検出して、Ｅｒｓ、Ｅｔｓとしてもよい。

規格化出力電圧指令生成器５５では、電源電圧位相演算器５６の出力である電源電圧振幅Ｅとその電源電圧位相θから、電源相電圧の最大のものをＥｍａｘ、中間の大きさのものをＥｍｉｄ、最小のものをＥｍｉｎと求める。また、ＥｍａｘとＥｍｉｎの差をｅｍａｘ、ＥｍｉｄとＥｍｉｎの差をｅｍｉｄとおく。ｅｍａｘは例えば図４のようになる。ここで、出力電圧指令値をＶｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓし、
Ｖｕｓ＝Ｖｏ・ｃｏｓ（Φ）（１）
Ｖｖｓ＝Ｖｏ・ｃｏｓ（Φ−２／３・π）（２）
Ｖｗｓ＝Ｖｏ・ｃｏｓ（Φ−４／３・π）（３）
とする。ただし、Ｖｏは出力相電圧の振幅、Φは出力電圧の位相である。規格化出力電圧指令生成器５５は、（１）（２）（３）式と、三角波キャリアの振幅Ａと、ｅｍａｘを用いて、規格化出力電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを
Ｖｕｃ＝Ｖｕｓ・Ａ／ｅｍａｘ（４）
Ｖｖｃ＝Ｖｖｓ・Ａ／ｅｍａｘ（５）
Ｖｗｃ＝Ｖｗｓ・Ａ／ｅｍａｘ（６）
のように求めて出力する。

さらに、規格化出力電圧指令生成器５５は、三相交流電源１の中間の電圧を出力している相（以下中間相）に流すべき電流Ｉｃを求める。Ｉｃが三相正弦波電流の一部になるように制御されるならば、すべての三相電源電流は正弦波状に制御される。また、電源電流の位相が電源電圧と同相に制御されるのならば、三相電源１の力率は１となる。電流Ｉｃは例えば図５のような波形となる。中間相電流Ｉｃは、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと中間相接続率Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’によって
Ｉｃ＝Ｉｕ・Ｋｕ’＋Ｉｖ・Ｋｖ’＋Ｉｗ・Ｋｗ’ （８）
と表される。
次に、各出力相を電源中間相に接続する時間比率（以下、中間相接続率）Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’を求める。ＩｘがＩｃと同符号の場合はＫｘ’＝Ｉｃ／Ｉｓｕｍであり、異符号の場合はＫｘ’＝０とする。ここでｘはｕ，ｖ，ｗで表される出力相を意味し、ＩｓｕｍはＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内でＩｃと同符号のものの総和である。例えばＩｃ＞０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝Ｉｃ／Ｉｕ，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝０となる。またＩｃ＜０，Ｉｕ＞０，Ｉｖ＜０，Ｉｗ＜０ならば、Ｋｕ’＝０，Ｋｖ’＝Ｋｗ’＝Ｉｃ／（Ｉｖ＋Ｉｗ）となる。このように、Ｉｃと同符号の出力相が２つある場合は、それらの相の中間相接続率は等しい値となる。以上の演算により、中間相接続率Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’は求められる。（非特許文献１参照）

指令信号波生成器５３は、中間相接続率Ｋｕ’，Ｋｖ’，Ｋｗ’と電源電圧振幅Ｅと電源電圧位相θから得られたＶｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃ，ｅｍｉｄ，ｅｍａｘから三角波キャリアと比較されるべき指令信号波
ＫｕＨ＝Ｖｕｃ＋Ａ・Ｋｕ’・Ｇ（９）
ＫｕＬ＝ＶｕＨ−Ａ・Ｋｕ’ （１０）
ＫｖＨ＝Ｖｖｃ＋Ａ・Ｋｖ’・Ｇ（１１）
ＫｖＬ＝ＶｖＨ−Ａ・Ｋｖ’ （１２）
ＫｗＨ＝Ｖｗｃ＋Ａ・Ｋｗ’・Ｇ（１３）
ＫｗＬ＝ＶｗＨ−Ａ・Ｋｗ’ （１４）
を求めて出力する。ＫｕＨ、ＫｕＬ、ＫｖＨ、ＫｖＬ、ＫｗＨ、ＫｗＬは、それぞれ比較器５２に入力される。
ここで、Ｇは、
Ｇ＝１−ｅｍｉｄ／ｅｍａｘ（１５）
であり、例えば図６のようになる。

三角波キャリア信号生成器５１は、振れ幅Ａの三角波キャリアＣを出力し、比較器５２はその三角波キャリアＣと指令信号波生成器５３の出力とを比較した結果としてＦｍを出力する。ただし、ｍは出力のｕ，ｖ，ｗ相のどれかを表す。ここで、Ｃ＜ＶｍＬならばＦｍ＝０、ＶｍＬ＜Ｃ＜ＶｍＨならばＦｍ＝１、ＶｍＨ＜ＣならばＦｍ＝２となり、Ｆｍ＝０は、出力のｍ相を三相電源１の最大相に接続することを意味し、Ｆｍ＝１は、出力のｍ相を三相電源１の中間相に接続することを意味し、Ｆｍ＝２は、出力のｍ相を三相電源１の最小相に接続することを意味する。比較器５３の出力と位相θに応じたスイッチング信号をマトリックスコンバータに出力する。例えばＦｕ＝０，０＜θ＜６０ならば、ｕ相は電源の最大相であるＲ相に接続することになるので、ＳｕＲ＝ＯＮ，ＳｕＳ＝ＳｕＴ＝ＯＦＦとなる。

この様な構成とすることで、負荷３に印加される電圧は、電圧指令Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ通りとなり、電源電流波形も例えば正弦波とすることができ、電源力率も例えば１とすることができるようになる。
中小路元、小林広介、佐藤之彦他著：「マトリックスコンバータの入出力電流を正弦波化するＰＷＭ制御方式の提案」、電気学会半導体電力変換研究会論文ＮＯ．ＳＰＣ−０３−３６、６１〜６６頁

従来技術によるマトリックスコンバータ制御構成では、キャリア一周期における転流回数が８回あるいは１０回となっていた。よって、１キャリア周期内において９個の双方向スイッチに対して平均９回の転流が行われると考えると、従来技術の平均のスイッチング周波数はキャリア周波数に等しい。もし、マトリックスコンバータの出力電圧ひずみと入力電流ひずみをできるだけ抑制しつつスイッチング周波数をキャリア周波数以下に低減させることができるのならば、それはスイッチング損の低減につながる。よって従来技術には、より低減させたマトリックスコンバータのスイッチング周波数による駆動を実現させるといった課題があった。

９つの双方向スイッチを用いて、三相交流電源から可変周波数可変電圧の３相電圧を出力するマトリックスコンバータの入力に、三相交流電源が入力ＬＣフィルタを介して接続され、さらに、前記マトリックスコンバータの出力には電流検出器を介して負荷が接続されている構成であって、前記入力ＬＣフィルタの入力あるいは出力より検出された前記三相交流電源の電圧瞬時値より該三相交流電源電圧振幅と該三相交流電源電圧位相を検出する電源電圧位相演算器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相より前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値に相当する規格化出力電圧指令を演算する規格化出力電圧指令生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と前記規格化出力電圧指令生成器と前記電流検出器によって検出された該マトリックスコンバータの出力電流とから前記三相交流電源の電圧の中間の大きさの相に前記負荷の各相を接続する時間的比率であるところの中間相接続率を演算して出力する中間相接続率演算器と、三角波キャリアを生成する三角波キャリア信号生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と前記中間相接続率と前記出力電圧指令値とから前記三角波キャリア信号と比較されるべき指令信号波を生成する指令信号波生成器と、前記指令信号波と前記三角波キャリアとの比較結果を用いて前記９つの双方向スイッチを制御するＰＷＭ信号を得る比較器から成るマトリックスコンバータ制御装置において、
前記９つの双方向スイッチの各々の平均スイッチング周波数が、前記三角波キャリア発生器のキャリア周波数の２／３倍となるような中間相接続率を演算する中間相接続率演算器を具備する事を特徴とする。

請求項１の発明によれば、９つの双方向スイッチを用いて、三相交流電源から可変周波数可変電圧の３相電圧を出力するマトリックスコンバータの入力に、三相交流電源が入力ＬＣフィルタを介して接続され、さらに、前記マトリックスコンバータの出力には電流検出器を介して負荷が接続されている構成であって、前記入力ＬＣフィルタの入力あるいは出力より検出された前記三相交流電源の電圧瞬時値より該三相交流電源電圧振幅と該三相交流電源電圧位相を検出する電源電圧位相演算器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相より前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値に相当する規格化出力電圧指令を演算する規格化出力電圧指令生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と前記規格化出力電圧指令生成器と前記電流検出器によって検出された該マトリックスコンバータの出力電流とから前記三相交流電源の電圧の中間の大きさの相に前記負荷の各相を接続する時間的比率であるところの中間相接続率を演算して出力する中間相接続率演算器と、三角波キャリアを生成する三角波キャリア信号生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と前記中間相接続率と前記出力電圧指令値とから前記三角波キャリア信号と比較されるべき指令信号波を生成する指令信号波生成器と、前記指令信号波と前記三角波キャリアとの比較結果を用いて前記９つの双方向スイッチを制御するＰＷＭ信号を得る比較器から成るマトリックスコンバータ制御装置において、
前記指令信号波生成器が出力する信号のうち、前記マトリックスコンバータの出力電圧の最大の相電圧に関する信号の一つが必ず前記三角波キャリア信号のトップにあり、前記マトリックスコンバータの出力電圧の最小の相電圧に関する信号の一つが必ず前記三角波キャリア信号のボトムとなるような中間相接続率を演算する中間相接続率演算器を具備する事を特徴とする。

従来技術と比較して、スイッチング周波数がキャリア周波数の２／３倍で駆動させることが可能となる。これによりスイッチング損失の低減に寄与することができる。

マトリックスコンバータのスイッチング周波数がキャリア周波数の２／３倍で駆動させる目的を、部品を追加することなく、しかも従来技術と比較して出力電圧高調波を抑制しつつ、中間相接続率の演算を変更するだけで実現した。

図１によって発明のマトリックスコンバータ制御装置の説明をする。発明の中間相接続率演算器５４１以外の構成は従来法である図２に示した構成と相違ないので説明を省略する。発明の中間相接続率演算器５４１は以下に示す５つのパターンの中間相接続率ＫｘＮ、ＫｙＮ、ＫｚＮを演算し、たとえば後述する（４４）式を用いて適切な一組を選択して出力する。ただし、Ｎ＝１、２，３，４，５のどれかである。また、出力電圧の最大相をｘ、中間相をｙ、最小相をｚと表記することにする。
ＫｘＨ＝Ｘ＋Ａ・Ｋｘ・Ｇ（１６）
ＫｘＬ＝ＫｘＨ−Ａ・Ｋｘ（１７）
ＫｙＨ＝Ｙ＋Ａ・Ｋｙ・Ｇ（１８）
ＫｙＬ＝ＫｙＨ−Ａ・Ｋｙ（１９）
ＫｚＨ＝Ｚ＋Ａ・Ｋｚ・Ｇ（２０）
ＫｚＬ＝ＫｃＨ−Ａ・Ｋｚ（２１）
となる。ここで、
Ｘ=Ｖｘｓ・Ａ／ｅｍａｘ、Ｙ＝Ｖｙｓ・Ａ／ｅｍａｘ、Ｚ＝Ｖｚｓ・Ａ／ｅｍａｘであり、ＶｘｓはＶｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓの内で最大のものであり、同じくＶｙｓはＶｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓの内で中間のものであり、ＶｚｓはＶｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓの内で最小のものを表す。

中間相接続率演算Ｋｘ１、Ｋｙ１、Ｋｚ１（パターン１）について説明する。Ｋｘ１、Ｋｙ１、Ｋｚ１は、指令信号波ＫｘＨとＫｙＨが三角波キャリア信号生成器５１の出力信号（以下、三角波キャリアと表記）のトップに等しくなり、ＫｚＬが三角派キャリアのボトムに等しくなるように演算される。このようにすることで、Ｋｘ１≠０、Ｋｙ１≠０、Ｋｚ１≠０の場合は、三角波キャリア１周期内に転流する回数は６回となり、従来技術と比較してスイッチング周波数が低減される。そのためには、３つの制約条件が必要であり、出力最大相は入力最大相と入力中間相にのみ接続する（条件Ａ）、出力中間相は入力最大相と入力中間相にのみ接続する（条件Ｂ）、出力最小相は入力中間相と入力最小相にのみ接続する（条件Ｃ）ようにすれば良い。ここで、キャリア振幅Ａを１と仮定すると、条件Ａ、条件Ｂより、｜ＫｘＨ−ＫｚＬ｜＝１、｜ＫｙＨ−ＫｚＬ｜＝１なので、

（数１）
Ｘ−Ｚ＋Ｇ・Ｋｘ＋（１−Ｇ）・Ｋｚ−１＝０（２２）

（数２）
Ｙ−Ｚ＋Ｇ・Ｋｙ＋（１−Ｇ）・Ｋｚ−１＝０（２３）

が求まる。（２２）式と（２３）式と（８）式の連立方程式を解くと中間相接続率はそれぞれ

（数３）

（数４）

（数５）

と求まる。中間相接続率演算パターン１は例えば図７のようになる。つまり、三角波キャリアと指令信号波ＫｕＨ、ＫｕＬ、ＫｖＨ、ＫｖＬ、ＫｗＨ、ＫｗＬとの比較がキャリア周期内で６回しか行われない。つまり転流回数は６回ということである。従来技術では最大１０回の転流がキャリア１周期内で行われたので、大幅なスイッチング周波数低減につながる。以下、パターン２〜５についても同様である。また、従来技術では出力最大相から出力最小へのスイッチングと出力最小相から出力最大相へのスイッチングが行われていたが、パターン１によるスイッチングではそれが行われない。これにより、出力ＰＷＭ電圧の１パルスにおける電圧変動が従来技術と比較して少なくなるので、出力電圧高調波が従来技術よりも抑制されるといったメリットがある。ただし、後述するパターン５は出力最大相と出力最小相を直接スイッチングする。

中間相接続率演算Ｋｘ２、Ｋｙ２、Ｋｚ２（パターン２）について説明する。Ｋｘ２、Ｋｙ２、Ｋｚ２はＫｘＨが三角派キャリアのトップに等しく、ＫｙＬ、ＫｚＬが三角波キャリアのボトムに等しい値となるように演算される。このようにすることで、パターン１の場合と同様にＫｘ２≠０、Ｋｙ２≠０、Ｋｚ２≠０の場合は従来技術と比較してスイッチング周波数が低減される。そのための制約条件は以下に示す３つでありｍ出力最大相は入力最大相と入力中間相にのみ接続(条件Ａ)。出力中間相は入力中間相と入力最小相にのみ接続(条件Ｄ)。出力最小相は入力中間相と入力最小相にのみ接続（条件Ｃ）とすればよい。条件４、条件５より、｜ＫｘＨ−ＫｚＬ｜＝１、｜ＫｘＨ−ＫｙＬ｜＝１なので、

（数６）
Ｘ−Ｙ＋Ｇ・Ｋｘ＋（１−Ｇ）・Ｋｙ−１＝０（２７）

が求まる。式（２７）式（２２）式（８）式の連立方程式を解くと中間相接続率はそれぞれ

（数７）

（数８）

（数９）

と求まり、たとえば図８のようになる。

中間相接続率演算Ｋｘ３、Ｋｙ３、Ｋｚ３（パターン３）について説明する。Ｋｘ３、Ｋｙ３、Ｋｚ３はＫｘＨおよびＫｘＬが三角波キャリアのトップに等しく、ＫｚＬが三角波キャリアのボトムとなるように演算される。そのためには、出力最大相は入力最大相にのみ接続する(条件Ｅ)。出力中間相は最大、中間、最小すべての相に接続（条件Ｆ）。出力最小相は入力中間相と入力最小相にのみ接続（条件Ｃ）ようにすれば良い。ここで、条件Ｅが成り立つならば、Ｋｘ＝０であるので、（８）式と（２２）式は

（数１０）
ｉｃ＝Ｋｙ・ｉｙ＋Ｋｚ・ｉｚ（３１）

（数１１）
Ｘ−Ｚ＋（１−Ｇ）・Ｋｚ−１＝０（３２）

と書き換えられる。（３１）式と（３２）式の連立方程式を解くと

（数１２）
Ｋｙ３＝−（Ｘ・ｉｚ−Ｚ・ｉｚ＋ｉｃ−Ｇ・ｉｃ−ｉｚ）／ｉｙ／（−１＋Ｇ）
（３３）

（数１３）
ｋｚ３＝(Ｘ−Ｚ−１)／(−１＋Ｇ) （３４）

と中間相接続率パターン３が求められる。

中間相接続率演算Ｋｘ４、Ｋｙ４、Ｋｚ４（パターン４）について説明する。Ｋｘ４、Ｋｙ４、Ｋｚ４は、ＫｘＨが三角波キャリアのトップに等しく、ＫｚＬとＫｚＨが三角波キャリアのボトムになるように演算される。これを実現するためには、出力最大相は入力最大相と入力中間相に接続（条件Ａ）。出力中間相は最大、中間、最小すべての相に接続（条件Ｆ）。出力最小相は入力最小相にのみ接続（条件Ｇ)するようにすればよい。条件Ｇより、Ｋｚ＝０であるので、（８）式と（２２）式は

（数１４）
ｉｃ＝Ｋｘ・ｉｘ＋Ｋｙ・ｉｙ（３５）

（数１５）
Ｘ−Ｚ＋Ｇ・Ｋｘ−１＝０（３６）

と書き換えられる。（３５）式と（３６）式の連立方程式を解くと

（数１６）
Ｋｘ４＝−１／Ｇ・（Ｘ−Ｚ−１）（３７）

（数１７）
Ｋｘ４＝−１／Ｇ・（Ｘ−Ｚ−１) （３８）

（数１８）
Ｋｙ４＝（−ｉｘ＋Ｇ・ｉｃ＋ｉｘ・Ｘ−ｉｘ・Ｚ）／Ｇ／ｉｙ（３９）

が求まる。

中間相接続率演算Ｋｘ５、Ｋｙ５、Ｋｚ５（パターン５）について説明する。Ｋｘ５、Ｋｙ５、Ｋｚ５は、ＫｘＨが三角波キャリアのトップに等しく、ＫｚＬが三角波キャリアのボトムに等しく、ＫｙＨとＫｙＬが等しい（Ｋｙ５＝０）となるように演算される。よって、出力最大相は入力最大相と入力中間相に接続（条件Ａ）。出力中間相は最大、最小相に接続（条件Ｈ）、出力最小相は入力最小相と入力中間相にのみ接続（条件Ｃ）の３つの制約条件のもとＫｘ５、Ｋｙ５、Ｋｚ５を演算すれば良い。条件Ｈより、Ｋｙ＝０なので、（８）式は

（数１９）
ｉｃ＝Ｋｘ・ｉｘ＋Ｋｚ・ｉｚ（４０）

と書き換えられ、（８）式と（２２）式の連立方程式を解くと

（数２０）
Ｋｘ５＝−（Ｘ・ｉｚ−Ｚ・ｉｚ＋ｉｃ−Ｇ・ｉｃ−ｉｚ）／（Ｇ・ｉｚ−ｉｘ＋Ｇ・ｉｘ）（４１）

（数２１）
Ｋｘ５＝−（Ｘ・ｉｚ−Ｚ・ｉｚ＋ｉｃ−Ｇ・ｉｃ−ｉｚ）／（Ｇ・ｉｚ−ｉｘ＋Ｇ・ｉｘ）（４２）

（数２２）

が求まる。

以上の演算により、発明の中間相接続率演算器５４１は前述した５つのパターンの中間相接続率ＫｘＮ、ＫｙＮ，ＫｚＮ（Ｎ＝１，２，３，４，５）を求め、例えば以下に示すような

（数２３）

が最小となるパターンのＫｘＮ、ＫｙＮ，ＫｚＮをＫｘ、Ｋｙ、Ｋｚとして発明の中間相接続率演算器５４１の出力とする。

本発明は従来のマトリックスコンバータと比較して、スイッチング損の上昇を最小減に抑えつつ歪みの少ない出力を得られるものであり、昇降機、エレベータ、エスカレータ、遠心分離機、ビルおよび研究所の電源設備に応用が可能である。

本発明のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。従来のマトリックスコンバータ制御装置を示す図である。入力ＬＣフィルタを説明するための図である。入力電源電圧と位相の関係を説明するための図である入力力率１での中間相電流ｉｃと電源電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔとの位相の関係を説明するための図である。変数Ｇと位相の関係を説明するための図である。中間相接続率パターン１を説明するための図である。中間相接続率パターン２を説明するための図である。

符号の説明

１三相交流電源
２入力ＬＣフィルタ
３負荷
４マトリックスコンバータ主回路
５マトリックスコンバータ制御装置
５１三角波キャリア信号生成器
５２比較器
５３指令信号波生成器
５４１発明の中間相接続率演算器
５４２従来の中間相接続率演算器
５５規格化出力電圧指令生成器
５６電源電圧位相演算器
６負荷電流検出器

Claims

９つの双方向スイッチを用いて、三相交流電源から可変周波数可変電圧の３相電圧を出力するマトリックスコンバータの入力に、三相交流電源が入力ＬＣフィルタを介して接続され、さらに、該マトリックスコンバータの出力には電流検出器を介して負荷が接続されている構成であって、該入力ＬＣフィルタの入力あるいは出力より検出された該三相交流電源の電圧瞬時値より三相交流電源電圧振幅と三相交流電源電圧位相を検出する電源電圧位相演算器と、該三相交流電源電圧振幅と該三相交流電源電圧位相より前記マトリックスコンバータの出力電圧指令値に相当する規格化出力電圧指令を演算する規格化出力電圧指令生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と該規格化出力電圧指令生成器と該電流検出器によって検出された前記マトリックスコンバータの出力電流とから前記三相交流電源の電圧の中間の大きさの相に該負荷の各相を接続する時間的比率であるところの中間相接続率を演算して出力する中間相接続率演算器と、三角波キャリアを生成する三角波キャリア信号生成器と、前記三相交流電源電圧振幅と前記三相交流電源電圧位相と該中間相接続率と該出力電圧指令値とから該三角波キャリア信号と比較されるべき指令信号波を生成する指令信号波生成器と、該指令信号波と該三角波キャリアとの比較結果を用いて該９つの双方向スイッチを制御するＰＷＭ信号を得る比較器から成るマトリックスコンバータ制御装置において、
前記指令信号波生成器が出力する信号のうち、前記マトリックスコンバータの出力電圧の最大の相電圧に関する信号の一つが必ず前記三角波キャリア信号のトップにあり、前記マトリックスコンバータの出力電圧の最小の相電圧に関する信号の一つが必ず前記三角波キャリア信号のボトムとなるような中間相接続率を演算する中間相接続率演算器を具備する事を特徴とするマトリックスコンバータ制御装置。