JP6955206B2

JP6955206B2 - 電力変換システム

Info

Publication number: JP6955206B2
Application number: JP2017190193A
Authority: JP
Inventors: 久藤本
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2017-09-29
Filing date: 2017-09-29
Publication date: 2021-10-27
Anticipated expiration: 2037-09-29
Also published as: JP2019068559A

Description

この発明は、並列接続される複数台の電力変換器の間に流れる横流（循環電流）を抑制する技術に関するものである。

並列接続された複数台のインバータ装置間を流れる横流の検出回路が、特許文献１や特許文献２に記載されている。
図５は、特許文献１に記載された横流検出回路の構成図であり、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３は出力側が並列接続されたインバータ装置、ＬＯＡＤは負荷、５１０，５２０，５３０は各インバータ装置に対応して設けられた横流検出回路である。また、５１１，５２１，５３１は変流器、５１２，５２２，５３２は電流検出器、５１３，５２３，５３３は抵抗、５１４，５２４，５３４は差電流検出器、５１５，５２５，５３５は制御回路である。なお、図６は横流検出回路５１０，５２０，５３０の主要部を示している。

上記の横流検出回路において、電流検出器５１２，５２２，５３２は各インバータ装置の出力電流に比例した信号をそれぞれ検出し、差電流検出器５１４，５２４，５３４は各インバータ装置間を流れる横流に比例した信号をそれぞれ検出する。これらの検出信号を制御回路５１５，５２５，５３５に入力し、横流に比例した信号がゼロとなるように各インバータ装置の出力電流を制御することにより、横流を抑制しながら各インバータ装置の並列運転を可能にしている。

また、特許文献２では、特許文献１と同じ原理により横流を抑制しつつ各インバータ装置を並列運転する一方で、電流検出器等の異常発生時に横流に比例する信号が所定値を超えた場合に、インバータ装置を一時停止させて並列接続回路から解列する手段を備えている。

更に、特許文献３には、複数台のインバータ装置の出力電流の偏差がゼロに近付くように各インバータ装置を制御する並列同期式補助電源装置が記載されている。
この従来技術では、各インバータ装置の制御回路が、自己のインバータ装置の出力電流を他のインバータ装置の出力電流と比較してその偏差がなくなるように制御している。すなわち、各インバータ装置が出力電流等の情報を相互に伝送することで、横流検出回路を用いずに、インバータ装置間の横流を抑制しつつ並列同期運転を可能にしている。

特開平８−２１４５５３号公報（段落［００２７］〜［００３６］、図１，図２等）特開２００２−６４９３８号公報（段落［００１９］〜［００２４］、図１等）特開２０１７−２８９０９号公報（段落［００２３］〜［００３０］、図１，図２等）

特許文献１〜３に記載された従来技術によれば、各インバータ装置の出力電流の基本波成分が均等化されるため、横流を抑制することが可能である。
しかし、各インバータ装置に対応してそれぞれ設けられるキャリアの周波数や位相の不一致に起因してインバータ装置間に横流が流れる場合、これを抑制することは困難であった。

例えば、第１のインバータ装置のキャリア周波数が基準周波数（例えば２［ｋＨｚ］）に一致し、第２のインバータ装置のキャリア周波数が基準周波数からずれている場合を考える。
この場合、第２のインバータ装置の出力電流には基準周波数以外の高周波リプル成分が含まれ、この高周波リプル成分が低周波数で変動する結果、第１のインバータ装置との間に横流が流れるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、複数台の電力変換器の間で情報を相互に伝送する必要がなく、個々の電力変換器が自律的にキャリア周波数を調整することで各変換器間の横流を抑制可能とした電力変換システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る電力変換システムは、
直流電力を変換して交流電力を出力する電力変換部と、
前記電力変換部の出力電流を検出する出力電流検出手段と、
前記出力電流から基本波周波数以外の高周波成分を所定周期で抽出し、抽出した前記高周波成分から前記基本波周波数より低い周波数で変動する低周波変動成分を検出する高周波成分抽出手段と、
前記低周波変動成分に基づいて、前記電力変換部を制御するキャリア周波数の調整量を前記所定周期で演算し、次回演算まで前記調整量を保持すると共に、前記低周波変動成分の前回値と今回値、及び、前記調整量の前回値に基づいて前記調整量の今回値を演算するキャリア周波数調整量演算部と、
前記調整量の今回値により周波数が調整されたキャリアを用いて前記電力変換部のスイッチング素子を制御する手段と、
を有する電力変換装置を複数台備え、
これら複数台の電力変換装置の出力側を並列接続して負荷に交流電力を供給することを特徴とする。

請求項２に係る電力変換システムは、請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記高周波成分抽出手段は、前記出力電流からキャリアの基準周波数以上の高周波成分を抽出するフィルタを有することを特徴とする。

請求項３に係る電力変換システムは、
請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、
前記キャリア周波数調整量演算部は、前記低周波変動成分の大きさが所定範囲を超えた時に前記調整量を演算することを特徴とする。

本発明によれば、他の電力変換器の出力電流等の情報を必要とせずに、各電力変換器がキャリア周波数を調整することで出力電流に含まれる高周波リプル成分を低減し、電力変換器間の横流を抑制することができる。このため、複数台の電力変換器の間で情報を伝送する手段が不要になり、システム全体のコストの低減が可能になる。

本発明の実施形態に係る電力変換システムの全体構成図である。本発明の実施形態における制御回路のブロック図である。本発明の実施形態による動作確認用試験回路の構成図である。本発明の実施形態の効果を説明するための波形図である。特許文献１に記載された従来技術の回路図である。図５の主要部を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換システムの全体構成図である。図１において、交流電源（商用電源）１０と負荷４０との間には、インバータ装置２０，３０が互いに並列に接続されている。なお、インバータ装置の並列接続数は２台に限定されるものではなく、３台以上であっても良い。

一方のインバータ装置２０は、交流／直流変換を行うコンバータ部２１と、その直流側に平滑コンデンサ２２を介して接続されて直流／交流変換を行うインバータ部２３と、を備えている。ここで、コンバータ部２１はダイオード整流回路により構成され、インバータ部２３は、制御回路２４によってＰＷＭ（パルス幅変調）制御される半導体スイッチング素子を備えている。なお、コンバータ部２１についても、いわゆるＰＷＭコンバータを用いても良い。また、交流電源（商用電源）１０、コンバータ部２１，３１がなく、インバータ部２３，３３だけ含み、直流電源からインバータ部２３，３３に直流電力が供給されても良い。

他方のインバータ装置３０についても、インバータ装置２０と同様に、コンバータ部３１、平滑コンデンサ３２、インバータ部３３、及び制御回路３４によって構成されている。
これらのインバータ装置２０，３０の出力電流ｉ_Ｌ２０，ｉ_Ｌ３０は、合成されて負荷４０に供給される。
本実施形態では、図１におけるインバータ装置２０，３０間の横流（破線にて示す）を抑制するために、各制御回路２４，３４が以下のように構成されている。

図２は、制御回路２４，３４の構成を示すブロック図である。なお、制御回路２４，３４の構成は同一であるため、ここでは、一方のインバータ装置２０のインバータ部２３を制御する場合を想定して説明する。

図２において、キャリア周波数設定器１により設定されたキャリア（インバータ部２３のＰＷＭ制御に使用されるキャリア）の基準周波数ｆ_０は、ハイパスフィルタ３にカットオフ周波数として設定される。このハイパスフィルタ３には、インバータ装置２０の出力電流ｉ_Ｌ（＝ｉ_Ｌ２０）が入力されている。ここで、基準周波数ｆ_０は、例えば２［ｋＨｚ］である。

基準周波数ｆ_０はキャリア周波数増減分Δｆ_ｃと加算され、その加算結果（ｆ_０＋Δｆ_ｃ）は、インバータ部２３をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ処理回路６に入力される。ＰＷＭ処理回路６では、周波数が（ｆ_０＋Δｆ_ｃ）に調整されたキャリアと電圧指令とを比較して、インバータ部２３のスイッチング素子に対する駆動信号を生成する。

ハイパスフィルタ３を通過した出力電流ｉ_Ｌの基準周波数ｆ_０以上の高周波リプル成分は、低周波変動検出部４に入力されて低周波変動成分（ビート成分）Δｉ_Ｌが検出される。
この低周波変動成分Δｉ_Ｌは、サンプル・ホールド回路５により所定周期のクロック信号ＣＬＫを用いてサンプル・ホールドされ、キャリア周波数増減分演算部７に入力されている。

ここで、図１のインバータ装置２０のキャリア周波数が基準周波数ｆ_０に一致しておらず、両周波数の間にずれがある場合、出力電流ｉ_Ｌ２０には上記のずれに起因して基準周波数ｆ_０以上の高周波リプル成分が含まれる。そして、この高周波リプル成分に基づく低周波変動成分Δｉ_Ｌによってインバータ装置２０，３０の間に横流が発生する。
そこで、この実施形態では、インバータ装置２０の出力電流ｉ_Ｌの高周波リプル成分から低周波変動成分を検出し、その増減傾向に応じてインバータ装置２０のキャリア周波数を調整するようにした。

次に、キャリア周波数増減分演算部７の作用について説明する。
キャリア周波数増減分演算部７では、まず、低周波変動成分Δｉ_Ｌの今回値Δｉ_Ｌｎを保持する（ステップＳ１）。次に、このキャリア周波数増減分演算部７から指令として出力されるキャリア周波数増減分Δｆ_ｃの前回値Δｆ_ｃｎ−１がそれ以前より増加しているか減少しているかを判断する（ステップＳ２）。

前回値Δｆ_ｃｎ−１がそれ以前より増加している場合（ステップＳ２Ｙｅｓ）、または減少している場合（ステップＳ２Ｎｏ）、何れの場合も、低周波変動成分Δｉ_Ｌの今回値Δｉ_Ｌｎと前回値Δｉ_Ｌｎ−１とを比較する（ステップＳ３，Ｓ４）。

ステップＳ３において、今回値Δｉ_Ｌｎが前回値Δｉ_Ｌｎ−１より減少していれば（ステップＳ３Ｙｅｓ）、低周波変動成分Δｉ_Ｌは減少していく傾向にあってキャリア周波数増減分Δｆ_ｃの変動方向は現状のままで良いため、Δｆ_ｃの今回値Δｆ_ｃｎを前回値Δｆ_ｃｎ−１の場合と同様に増加させる（ステップＳ５）。逆に、今回値Δｉ_Ｌｎが前回値Δｉ_Ｌｎ−１より増加していれば（ステップＳ３Ｎｏ）、低周波変動成分Δｉ_Ｌは増加していく傾向にあってΔｆ_ｃの変動方向を変える必要があるので、今回値Δｆ_ｃｎを前回値Δｆ_ｃｎ−１の場合とは逆に減少させる（ステップＳ６）。

ステップＳ４においても、ステップＳ３の場合と同様の考え方により、今回値Δｉ_Ｌｎが前回値Δｉ_Ｌｎ−１より減少していれば（ステップＳ４Ｙｅｓ）、現状を維持するために今回値Δｆ_ｃｎを前回値Δｆ_ｃｎ−１の場合と同様に減少させ（ステップＳ６）、今回値Δｉ_Ｌｎが前回値Δｉ_Ｌｎ−１より増加していれば（ステップＳ４Ｎｏ）、Δｆ_ｃの変動方向を変えるために今回値Δｆ_ｃｎを前回値Δｆ_ｃｎ−１の場合とは逆に増加させる（ステップＳ５）。

このようにして、増加または減少させた今回値Δｆ_ｃｎをΔｆ_ｃとして出力すると共に、今回値Δｉ_Ｌｎを前回値Δｉ_Ｌｎ−１として保持する（ステップＳ７）。
上述したキャリア周波数増減分演算部７の動作をクロック信号ＣＬＫに従って一定周期にて実行し、キャリア周波数増減分Δｆ_ｃを前記加算器２により基準周波数ｆ_０に加算することによりキャリア周波数を（ｆ_０＋Δｆ_ｃ）に調整する。この周波数調整後のキャリアを用いて、ＰＷＭ処理部６によりインバータ部２３のスイッチング素子をＰＷＭ制御するものである。

並列接続されているインバータ装置２０，３０の制御回路２４，２５が、上記の動作をそれぞれ実行することにより、インバータ装置２０，３０のキャリア周波数は基準周波数ｆ_０に等しくなる（インバータ装置２０，３０のキャリア周波数が一致する）方向に変化していき、キャリア間の位相差もなくなっていく。
これにより、キャリア周波数と基準周波数ｆ_０とのずれやキャリア間の位相差によって出力電流に含まれる高周波リプル成分、低周波変動成分Δｉ_Ｌが減少し、インバータ装置２０，３０間の横流を抑制することができる。
なお、キャリア周波数増減分演算部７は、低周波変動成分Δｉ_Ｌの大きさが所定範囲を超えた時にキャリア周波数増減分Δｆ_ｃを演算するように構成しても良い。

次に、図３は、本実施形態による動作確認用試験回路の構成図であり、図３（ａ）はインバータ部のゲート駆動回路、図３（ｂ）は図３（ａ）のゲート信号１１１，１１２により駆動されるスイッチング素子２１１，２１２を備えたハーフブリッジ型のインバータ部２３Ａと、ゲート信号１１３，１１４により駆動されるスイッチング素子２２１，２２２を備えたハーフブリッジ型のインバータ部３３Ａと、これらの出力回路と、を示している。ここで、インバータ部２３Ａ，３３Ａは、図１のインバータ部２３，３３にそれぞれ対応している。

図３（ａ）において、１０１は電圧指令用信号源、１０２，１０３はキャリア発生源、１０４，１０５はゲイン、１０６，１０７はコンパレータ、１０８，１０９は符号反転器である。また、図３（ｂ）において、２０１，２０２は直流電圧源、２１３，２２３はフィルタリアクトル、２１４，２２４は抵抗、２１５，２２５はフィルタコンデンサ、２１６，２２６は配線インダクタンスに相当する出力リアクトル、２３０は負荷抵抗である。
ここで、インバータ部２３Ａ，３３Ａの出力周波数は何れも１［ｋＨｚ］である。なお、符号Ｖは電圧測定部位を示す。

図４は、上記試験回路を用いて動作確認を行った際の各部の電圧・電流波形を示している。なお、電圧指令用信号源１０１は５０［Ｈｚ］の正弦波を電圧指令として出力している。
図４における波形（１）は、キャリア発生源１０２，１０３によるキャリア周波数が何れも基準周波数ｆ_０の２［ｋＨｚ］であって位相差が電気角５度の場合、波形（２）は、キャリア発生源１０２，１０３によるキャリア周波数が一方は基準周波数ｆ_０の２［ｋＨｚ］であって他方が２．０１［ｋＨｚ］の場合、波形（３）は、本発明の実施形態により、キャリア発生源１０２，１０３によるキャリア周波数を何れも基準周波数ｆ_０に一致させてキャリア周波数のずれや各キャリア間の位相差をなくした場合の波形図である。
また、波形（１）〜（３）における母線電圧は負荷２３０への印加電圧、フィルタリアクトルの電流は、例えばリアクトル２１３の電流、出力電流ｉ_Ｌは、例えばリアクトル２１６の電流を示す。

波形（１）では、出力電流ｉ_Ｌに二つのキャリアの位相差に起因する高周波リプル成分が含まれており、このリプル成分は出力周波数よりも短い周期で定常的に変動している。また、波形（２）では、出力電流ｉ_Ｌにキャリア周波数のずれに起因する高周波リプル成分が含まれており、このリプル成分による低周波変動成分が顕著に現われている。
すなわち、インバータ部２３Ａ，３３Ａの各キャリア間に位相差があったり、キャリア周波数が基準周波数ｆ_０に一致していない場合には、出力電流ｉ_Ｌに基本波成分以外の高周波リプル成分が含まれ、これが横流の原因となる。
これに対し、本実施形態による波形（３）では、出力電流ｉ_Ｌに高周波リプル成分や低周波変動成分が含まれていないため、インバータ部２３Ａ，３３Ａの間の横流を抑制可能であることがわかる。

１：キャリア周波数設定器
２：加算器
３：ハイパスフィルタ
４：低周波変動検出部
５：サンプル・ホールド回路
６：ＰＷＭ処理回路
７：キャリア周波数増減分演算部
１０：交流電源（商用電源）
２０，３０：インバータ装置
２１，３１：コンバータ部
２２，３２：平滑コンデンサ
２３，３３，２３Ａ，３３Ａ：インバータ部
２４，３４：制御回路
４０：負荷
１０１：電圧指令用信号源
１０２，１０３：キャリア発生源
１０４，１０５：ゲイン
１０６，１０７：コンパレータ
１０８，１０９：符号反転器
２０１，２０２：直流電圧源
２１１，２１２，２２１，２２２：半導体スイッチング素子
２１３，２２３：フィルタリアクトル
２１４，２２４：抵抗
２１５，２２５：フィルタコンデンサ
２１６，２２６：出力リアクトル
２３０：負荷抵抗

Claims

直流電力を変換して交流電力を出力する電力変換部と、
前記電力変換部の出力電流を検出する出力電流検出手段と、
前記出力電流から基本波周波数以外の高周波成分を所定周期で抽出し、抽出した前記高周波成分から前記基本波周波数より低い周波数で変動する低周波変動成分を検出する高周波成分抽出手段と、
前記低周波変動成分に基づいて、前記電力変換部を制御するキャリア周波数の調整量を前記所定周期で演算し、次回演算まで前記調整量を保持すると共に、前記低周波変動成分の前回値と今回値、及び、前記調整量の前回値に基づいて前記調整量の今回値を演算するキャリア周波数調整量演算部と、
前記調整量の今回値により周波数が調整されたキャリアを用いて前記電力変換部のスイッチング素子を制御する手段と、
を有する電力変換装置を複数台備え、
これら複数台の電力変換装置の出力側を並列接続して負荷に交流電力を供給することを特徴とする電力変換システム。
請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記高周波成分抽出手段は、前記出力電流からキャリアの基準周波数以上の高周波成分を抽出するフィルタを有することを特徴とする電力変換システム。
請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、
前記キャリア周波数調整量演算部は、前記低周波変動成分の大きさが所定範囲を超えた時に前記調整量を演算することを特徴とする電力変換システム。