JPH01136568A - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents
電力変換装置の制御回路Info
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- JPH01136568A JPH01136568A JP62293646A JP29364687A JPH01136568A JP H01136568 A JPH01136568 A JP H01136568A JP 62293646 A JP62293646 A JP 62293646A JP 29364687 A JP29364687 A JP 29364687A JP H01136568 A JPH01136568 A JP H01136568A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、直流出力電圧を一定に制御すると共に入力
電流を電源電圧と同相に制御するように成された電力変
換装置の制御回路に関するものである。
電流を電源電圧と同相に制御するように成された電力変
換装置の制御回路に関するものである。
第９図は例えば昭和６０年電気学会全国大会論文集４６
（５４７）ｒｐｗＭコンバータの制御特性検討」に示
された従来の電力変換器の制御回路を示すブロック図で
あシ、図において、１は電力変換装置で、この実施例で
はＰＣＭコンバータ（以下単にコンバータ）１が用いら
れている。２はコンバータ１の交流入力側に設けられた
交流フィルタリアクトル、３は電源電圧ＶＢ＋入力電流
Ｉｓを供給する交流電源、４はコンバータ１の直流出力
側に設けられた直流フィルタコンデンサ、５は負荷、６
ａは電源電圧ｖＢの検出回路、６ｂは直流出力電圧Ｖ１
）の検出回路、６ｃは入力電流Ｉ８の検出回路、６ｄは
負荷電流ＩＬの検出回路である。１０１〜１１７（但し
、１１０を除く）は制御回路を構成するもので、１０１
は基準電圧ＶＤＲを発生する基準電圧発生回路、１０２
は基準電圧ＶＤＲと検出回路６ｂの検出値ｖＤとを減算
して、電圧偏差値を求める減算器、１０３は電圧偏差値
に応じた電圧制御信号を出力する電圧制御回路、１１７
は検出回路６ｄの検出値ＩＬを定数ＫＬ倍したフィード
フォワード信号を発生するフィードフォワード制御回路
、１０７は上記電圧制御信号とフィードフォワード信号
とを減算して入力電流の波高値指令工。
（５４７）ｒｐｗＭコンバータの制御特性検討」に示
された従来の電力変換器の制御回路を示すブロック図で
あシ、図において、１は電力変換装置で、この実施例で
はＰＣＭコンバータ（以下単にコンバータ）１が用いら
れている。２はコンバータ１の交流入力側に設けられた
交流フィルタリアクトル、３は電源電圧ＶＢ＋入力電流
Ｉｓを供給する交流電源、４はコンバータ１の直流出力
側に設けられた直流フィルタコンデンサ、５は負荷、６
ａは電源電圧ｖＢの検出回路、６ｂは直流出力電圧Ｖ１
）の検出回路、６ｃは入力電流Ｉ８の検出回路、６ｄは
負荷電流ＩＬの検出回路である。１０１〜１１７（但し
、１１０を除く）は制御回路を構成するもので、１０１
は基準電圧ＶＤＲを発生する基準電圧発生回路、１０２
は基準電圧ＶＤＲと検出回路６ｂの検出値ｖＤとを減算
して、電圧偏差値を求める減算器、１０３は電圧偏差値
に応じた電圧制御信号を出力する電圧制御回路、１１７
は検出回路６ｄの検出値ＩＬを定数ＫＬ倍したフィード
フォワード信号を発生するフィードフォワード制御回路
、１０７は上記電圧制御信号とフィードフォワード信号
とを減算して入力電流の波高値指令工。
を得る加算器、１０８は検出回路６ａの検出値Ｖｓに基
いて電源電圧Ｖｓと同相の正弦波形出θを発生する正弦
波発生回路、１０９は上記波高値指令工。
いて電源電圧Ｖｓと同相の正弦波形出θを発生する正弦
波発生回路、１０９は上記波高値指令工。
と正弦波形出θとを乗算して入力電流指令値ＩＳ８を得
る乗算器、１１１は検出回路６ｃの検出値Ｉｓと入力電
流指令値ＩＳ８とを減算して電流偏差値を得る減算器、
１１２は電流偏差値に応じた電流制御信号を出力する電
流制御回路、１１３は電流制御信号に検出回路６ａの検
出値Ｖｓを加えて電源電圧Ｖｓの外乱を補償する加算器
、１１５は例えば三角波等の搬送波を発生する搬送波発
生回路、１１４は加算器１１３の出力と搬送波とを比較
して、コンバータ１を構成するスイッチング素子（図示
せず）のスイッチング時点を決定するＰＷＭ変調（パル
ス幅変調）回路、１１６はＰＷＭ変調回路１１４の出力
パルス幅に応じてコンバータ１を駆動するドライブ回路
である。
る乗算器、１１１は検出回路６ｃの検出値Ｉｓと入力電
流指令値ＩＳ８とを減算して電流偏差値を得る減算器、
１１２は電流偏差値に応じた電流制御信号を出力する電
流制御回路、１１３は電流制御信号に検出回路６ａの検
出値Ｖｓを加えて電源電圧Ｖｓの外乱を補償する加算器
、１１５は例えば三角波等の搬送波を発生する搬送波発
生回路、１１４は加算器１１３の出力と搬送波とを比較
して、コンバータ１を構成するスイッチング素子（図示
せず）のスイッチング時点を決定するＰＷＭ変調（パル
ス幅変調）回路、１１６はＰＷＭ変調回路１１４の出力
パルス幅に応じてコンバータ１を駆動するドライブ回路
である。
次に動作について説明する。コンバータ１は、入力され
る交流電力を直流電力に変換して負荷５に供給する。コ
ンデンサ４はコンバータ１の直流出力電圧ｖＤの変動を
吸収する平滑用に設けられている。上記制御回路は直流
出力電圧ｖＤを基準電圧ＶＤＨに一致するように制御す
ると共に、入力電流Ｉｓを電源電圧Ｖｓと同相の正弦波
となるようにして、力率１００チで、高調波が少く歪率
の低い制御を行う。直流出力電圧ｖＤを一定にするため
に、電圧制御回路１０３は入力電流Ｉｓの波高値を補正
する電圧制御信号を出力する。この電圧制御の応答が遅
いと、コンデンサ４に得られる直流出力電圧ｖＤが急激
に低下したような場合は制御が不能となるので、これを
改善するために加算器１０７において、ＫＬＩＬＯ値を
有するフィードフォワード信号を電圧制御信号に与える
ことによシ、波高値指令工□が瞬時に応答できるように
している。入力電流指令値ＩＳＳは、乗算器１０９にお
いて波高値指令工。と電源電圧Ｖｓと同相の正弦波形め
θとを乗算して求められる。この入力電流波高値Ｉｔｓ
は減算器１１１において入力電流Ｉｓと減算されて、電
流偏差値が求められ、この電流偏差値に追従して電流制
御回路１１２は電流制御信号を出力する。この電流制御
信号は、加算器１１３において電源電圧Ｖｓが付加され
ることによシ、電源電圧Ｖｓによる外乱を補償された後
、ＰＷＭ変調回路１１４に供給される。ＰＷＭ変調回路
１１４は、外乱補償された電流制御信号と搬送波発生回
路１１５からの例えば１〜２ＫＨｚの三角波等の搬送波
とを比較して、電圧偏差値及び電流偏差値に応じたパル
ス幅を有するＰＷＭ信号を出力してドライブ回路１１６
に供給し、これに応じてドライブ回路１１６はコンバー
タ１のスイッチング素子のスイッチングを制御する。
る交流電力を直流電力に変換して負荷５に供給する。コ
ンデンサ４はコンバータ１の直流出力電圧ｖＤの変動を
吸収する平滑用に設けられている。上記制御回路は直流
出力電圧ｖＤを基準電圧ＶＤＨに一致するように制御す
ると共に、入力電流Ｉｓを電源電圧Ｖｓと同相の正弦波
となるようにして、力率１００チで、高調波が少く歪率
の低い制御を行う。直流出力電圧ｖＤを一定にするため
に、電圧制御回路１０３は入力電流Ｉｓの波高値を補正
する電圧制御信号を出力する。この電圧制御の応答が遅
いと、コンデンサ４に得られる直流出力電圧ｖＤが急激
に低下したような場合は制御が不能となるので、これを
改善するために加算器１０７において、ＫＬＩＬＯ値を
有するフィードフォワード信号を電圧制御信号に与える
ことによシ、波高値指令工□が瞬時に応答できるように
している。入力電流指令値ＩＳＳは、乗算器１０９にお
いて波高値指令工。と電源電圧Ｖｓと同相の正弦波形め
θとを乗算して求められる。この入力電流波高値Ｉｔｓ
は減算器１１１において入力電流Ｉｓと減算されて、電
流偏差値が求められ、この電流偏差値に追従して電流制
御回路１１２は電流制御信号を出力する。この電流制御
信号は、加算器１１３において電源電圧Ｖｓが付加され
ることによシ、電源電圧Ｖｓによる外乱を補償された後
、ＰＷＭ変調回路１１４に供給される。ＰＷＭ変調回路
１１４は、外乱補償された電流制御信号と搬送波発生回
路１１５からの例えば１〜２ＫＨｚの三角波等の搬送波
とを比較して、電圧偏差値及び電流偏差値に応じたパル
ス幅を有するＰＷＭ信号を出力してドライブ回路１１６
に供給し、これに応じてドライブ回路１１６はコンバー
タ１のスイッチング素子のスイッチングを制御する。
従来の電力変換装置の制御回路は以上のように構成され
ているので、即ち、直流出力電圧ｖＤの急変による低下
により制御不能となることを防止するために、負荷電流
ＩＬの検出値をフィードフォワード信号として電圧制御
信号に加えることによシ、入力電流指令値Ｉ８Ｂを求め
るように構成されているので、負荷５が単相インバータ
等の場合は、負荷電流ＩＬはかなシ大きなリップルを持
つが、このリップルが入力電流指令値Ｉｔｓにも現われ
るため、コンバータ１の入力電流Ｉ８の波形の高調波が
増大するなどの問題点があった。
ているので、即ち、直流出力電圧ｖＤの急変による低下
により制御不能となることを防止するために、負荷電流
ＩＬの検出値をフィードフォワード信号として電圧制御
信号に加えることによシ、入力電流指令値Ｉ８Ｂを求め
るように構成されているので、負荷５が単相インバータ
等の場合は、負荷電流ＩＬはかなシ大きなリップルを持
つが、このリップルが入力電流指令値Ｉｔｓにも現われ
るため、コンバータ１の入力電流Ｉ８の波形の高調波が
増大するなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷の急変による直流出力電圧の低下を改善
すると共に、負荷電流のリップルの影響を低減できる電
力変換装置の制御回路を得ることを目的とする。
たもので、負荷の急変による直流出力電圧の低下を改善
すると共に、負荷電流のリップルの影響を低減できる電
力変換装置の制御回路を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置の制御回路は、負荷電流の
検出値の平均値を求め、この平均値の程度に合わせてフ
ィードフォワード信号を作るようにしたものである。
検出値の平均値を求め、この平均値の程度に合わせてフ
ィードフォワード信号を作るようにしたものである。
この発明における電力変換装置の制御回路は、負荷電流
の検出値の平均値に基くフィードフォワード信号によシ
、入力電流指令値の高調波が低減される。
の検出値の平均値に基くフィードフォワード信号によシ
、入力電流指令値の高調波が低減される。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において第９図と同一部分には同一符号を付してその
説明を省略する。第１図において、１０４は検出回路６
ｂと減算器１０２との間に設けられた平均回路、１０５
は検出器６ｄと加算器１０７との間に設けられた平均回
路、１０６は平均回路１０５の出力を通すフィルタ、１
１Ｂは平均回路１０５の出力とフィルタ１０６の出力と
を切替えて加算器１０７に供給するスイッチ、１１７は
加算器１０７と乗算器１０９との間に設けられたリミッ
タ、１１０は検出回路６ｃと減算器１１１との間に設け
られたローパスフィルタである。
図において第９図と同一部分には同一符号を付してその
説明を省略する。第１図において、１０４は検出回路６
ｂと減算器１０２との間に設けられた平均回路、１０５
は検出器６ｄと加算器１０７との間に設けられた平均回
路、１０６は平均回路１０５の出力を通すフィルタ、１
１Ｂは平均回路１０５の出力とフィルタ１０６の出力と
を切替えて加算器１０７に供給するスイッチ、１１７は
加算器１０７と乗算器１０９との間に設けられたリミッ
タ、１１０は検出回路６ｃと減算器１１１との間に設け
られたローパスフィルタである。
第２図はインバータ１の具体的な回路構成を示し、図に
おいて、Ｄ１〜Ｄ４はブリッジ構成された整流ダイオー
ド、８１〜Ｓ４は整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に夫々逆並
列に接続されブリッジ構成されたトランジスタ等のスイ
ッチング素子である。このコンバータ１はスイッチング
素子８１〜Ｓ３がドライブ回路１１６からのドライブ信
号によシ、１周期に複数回スイッチングされる電圧形コ
ンバータに構成されている。
おいて、Ｄ１〜Ｄ４はブリッジ構成された整流ダイオー
ド、８１〜Ｓ４は整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に夫々逆並
列に接続されブリッジ構成されたトランジスタ等のスイ
ッチング素子である。このコンバータ１はスイッチング
素子８１〜Ｓ３がドライブ回路１１６からのドライブ信
号によシ、１周期に複数回スイッチングされる電圧形コ
ンバータに構成されている。
次に第１図の回路の動作について説明する。この発明に
おいては、入力電流指令値Ｉｔｓを、後述する電圧メジ
ャーループと負荷電流ＩＬのフィードフォワード信号Ｉ
Ｌ８と電源電圧Ｖｓとから求め、この入力電流指令値Ｉ
８Ｂに応じて後述する電流マイナーループによシ、入力
電流Ｉｓを瞬時に応答させると共に、基準電圧ＶＤＨに
一致した直流出力電圧ｖＤを得るようにしている。
おいては、入力電流指令値Ｉｔｓを、後述する電圧メジ
ャーループと負荷電流ＩＬのフィードフォワード信号Ｉ
Ｌ８と電源電圧Ｖｓとから求め、この入力電流指令値Ｉ
８Ｂに応じて後述する電流マイナーループによシ、入力
電流Ｉｓを瞬時に応答させると共に、基準電圧ＶＤＨに
一致した直流出力電圧ｖＤを得るようにしている。
先ず、電圧メジャールーズについて説明する。
電圧メジャーループは１０１〜１０９ 、１１７ 、１
１８で示す各回路で構成される電圧制御系であシ、第３
図にその構成を示す。この第３図においては平均回路１
０４．１０５として移動平均回路１０４．１０５が用い
られている。ここで、移動平均とは、ディジタル制御に
おけるサンプリング時間Ｔｓ毎に検出値をサンプリング
し、新しい方のサンプル値から一定の任意の個数のサン
プルデータを平均化するものである。例えば第４図に示
すように、一定周期のりップルを有する直流出力電圧ｖ
Ｄの波形の場合、６個のデータ毎に平均をとるものとす
ると、ＫＴｓくｔ＜（Ｋ＋１）Ｔｓでの直流出力電圧ｖ
Ｄの移動平均値は、 Ｔ （ＶＤ （Ｋ） ＋ＶＤ（Ｋ−１）＋ＶＤ（Ｋ−２
）＋ＶＤ（Ｋ−３）＋ＶＤ（Ｋ−４）＋ＶＤ（Ｋ−５）
） ・・・・・・・・・（１）となる。さら
に（Ｋ＋１）Ｔｓ＜ｔ＜（Ｋ＋２）Ｔｓでは、−ｇ （
ＶＤ（Ｋ＋１）＋ＶＤ（Ｋ）＋ＶＤ（Ｋ−１）＋ＶＤ（
Ｋ−２）＋ＶＤ（Ｋ−３）＋ＶＤ（Ｋ−４） ）
・・・・・・・・・（２）となる。このようにリッ
プルの周期に合わせて平均をとるデータの個数を決める
と、移動平均値は略一定となシ、制御動作に対するサン
プルの影響がなくなる。
１８で示す各回路で構成される電圧制御系であシ、第３
図にその構成を示す。この第３図においては平均回路１
０４．１０５として移動平均回路１０４．１０５が用い
られている。ここで、移動平均とは、ディジタル制御に
おけるサンプリング時間Ｔｓ毎に検出値をサンプリング
し、新しい方のサンプル値から一定の任意の個数のサン
プルデータを平均化するものである。例えば第４図に示
すように、一定周期のりップルを有する直流出力電圧ｖ
Ｄの波形の場合、６個のデータ毎に平均をとるものとす
ると、ＫＴｓくｔ＜（Ｋ＋１）Ｔｓでの直流出力電圧ｖ
Ｄの移動平均値は、 Ｔ （ＶＤ （Ｋ） ＋ＶＤ（Ｋ−１）＋ＶＤ（Ｋ−２
）＋ＶＤ（Ｋ−３）＋ＶＤ（Ｋ−４）＋ＶＤ（Ｋ−５）
） ・・・・・・・・・（１）となる。さら
に（Ｋ＋１）Ｔｓ＜ｔ＜（Ｋ＋２）Ｔｓでは、−ｇ （
ＶＤ（Ｋ＋１）＋ＶＤ（Ｋ）＋ＶＤ（Ｋ−１）＋ＶＤ（
Ｋ−２）＋ＶＤ（Ｋ−３）＋ＶＤ（Ｋ−４） ）
・・・・・・・・・（２）となる。このようにリッ
プルの周期に合わせて平均をとるデータの個数を決める
と、移動平均値は略一定となシ、制御動作に対するサン
プルの影響がなくなる。
第３図において、減算器１０２は、移動平均回路１０４
から得られる直流出力電圧ｖＤの平均値と直流基準電圧
ＶＤＲ（ＩＱとから電圧偏差値を検出して電電制御回路
１０３に加える。この電圧制御回路１０３は、定数Ｋｐ
が乗算される比例頂部１０３ａと定数ＫＩが乗算された
乗算値と、この乗算値を遅延素子ｚ−１で遅延させたも
のとが加算される積分頂部１０３ｂとで構成されている
。この電圧制御回路１０３から出力される電圧制御信号
と、スイッチ１１８から得られるフィードフォワード信
号ＩＬＳ（ＩＱとが加算器１０７において加算される。
から得られる直流出力電圧ｖＤの平均値と直流基準電圧
ＶＤＲ（ＩＱとから電圧偏差値を検出して電電制御回路
１０３に加える。この電圧制御回路１０３は、定数Ｋｐ
が乗算される比例頂部１０３ａと定数ＫＩが乗算された
乗算値と、この乗算値を遅延素子ｚ−１で遅延させたも
のとが加算される積分頂部１０３ｂとで構成されている
。この電圧制御回路１０３から出力される電圧制御信号
と、スイッチ１１８から得られるフィードフォワード信
号ＩＬＳ（ＩＱとが加算器１０７において加算される。
ここで、フィードフォワード信号ＩＬ８（Ｋ）の求め方
について第５図のフローチャートを用いて説明する。な
お、平均回路１０５には移動平均回路が用いられるもの
とする。先ず、ステップ５Ｔ（１）によシ、負荷電流Ｉ
Ｌの検出値ＩＬ（Ｋ）を用いて移動平均値ＩＬＡ（５）
）を求め、次にステップ５Ｔ（２）により、移動平均値
ＩＬＡ（Ｋ）と１サンプリング前のフィードフォワード
信号Ｉ ＬＳ （Ｋ−１）との差を求め、その差が所定
の設定値ＩＬＯよシ大きいか否かを判断する。上記差が
設定値ＩＬＯよシ大きい場合は、ステップ５Ｔ（３）に
よシスイッチ１１８を接点す側に閉じて、そのときの移
動平均値ＩＬＡ（Ｋ）をフィードフォワード信号ＩＬＳ
（Ｋ）として加算器１０７に加える。上記差が設定値Ｉ
ＬＯを越えない場合は、ステップ５Ｔ（４）によシスイ
ッチ１１８を接点ａ側に閉じて、そのときの移動平均値
ＩＬＡ（Ｋ）を所定の１次遅れ特性を有するフィルタ１
０６を通じて信号ＩＬＦ（Ｋ）となし、この信号ＩＬＦ
（Ｋ）をステップ５Ｔ（５）によシ、フィードフォワー
ド信号ＩＬ８（Ｋ）として加算器１０７に加える。
について第５図のフローチャートを用いて説明する。な
お、平均回路１０５には移動平均回路が用いられるもの
とする。先ず、ステップ５Ｔ（１）によシ、負荷電流Ｉ
Ｌの検出値ＩＬ（Ｋ）を用いて移動平均値ＩＬＡ（５）
）を求め、次にステップ５Ｔ（２）により、移動平均値
ＩＬＡ（Ｋ）と１サンプリング前のフィードフォワード
信号Ｉ ＬＳ （Ｋ−１）との差を求め、その差が所定
の設定値ＩＬＯよシ大きいか否かを判断する。上記差が
設定値ＩＬＯよシ大きい場合は、ステップ５Ｔ（３）に
よシスイッチ１１８を接点す側に閉じて、そのときの移
動平均値ＩＬＡ（Ｋ）をフィードフォワード信号ＩＬＳ
（Ｋ）として加算器１０７に加える。上記差が設定値Ｉ
ＬＯを越えない場合は、ステップ５Ｔ（４）によシスイ
ッチ１１８を接点ａ側に閉じて、そのときの移動平均値
ＩＬＡ（Ｋ）を所定の１次遅れ特性を有するフィルタ１
０６を通じて信号ＩＬＦ（Ｋ）となし、この信号ＩＬＦ
（Ｋ）をステップ５Ｔ（５）によシ、フィードフォワー
ド信号ＩＬ８（Ｋ）として加算器１０７に加える。
ここで、負荷５を単相インバータとし、設定値ＩＬＯを
定格電流の２５チとした場合のシミュレーション波形を
第６図に示す。同図（ロ））は単相インバータに入力さ
れる負荷電流ＩＬ（Ｋｌの波形を示し、高調波が多いも
のとなっている。同図６）は負荷電流の移動平均値Ｉ
ＬＡ （Ｋ）の波形を示し、同図（ｃ）はフィードフォ
ワード信号ＩＬ８（Ｋ）の波形を示す。このフィードフ
ォワード信号ＩＬＳ（ＩＱは負荷電流ＩＬ（Ｋ）の急変
に対して高速に追従していることが判る。
定格電流の２５チとした場合のシミュレーション波形を
第６図に示す。同図（ロ））は単相インバータに入力さ
れる負荷電流ＩＬ（Ｋｌの波形を示し、高調波が多いも
のとなっている。同図６）は負荷電流の移動平均値Ｉ
ＬＡ （Ｋ）の波形を示し、同図（ｃ）はフィードフォ
ワード信号ＩＬ８（Ｋ）の波形を示す。このフィードフ
ォワード信号ＩＬＳ（ＩＱは負荷電流ＩＬ（Ｋ）の急変
に対して高速に追従していることが判る。
次に再び第３図について説明すると、加算器１０７の出
力値はコンバータ１の直流側に対する電流の実効値指令
Ｉｍｅ （Ｋ）を示す。この実効値指令工□。（蜀を交
流側に対する入力電流指令値Ｉ ８ Ｂ （Ｋ）に変換
するために、乗算器１１９において、直流出力電圧Ｖ１
）の平均値ＶＤ（Ｋ）を乗算すると共に、電源電圧Ｖｓ
の実効値ＶＳｅ（Ｋ）で除算する。この乗算器１１９の
出力はリミッタ１１７を通じてコンバータ１の許容電流
以下に制限された後、乗算器１０９に加える。乗算器１
０９においては、リミッタ１１７の出力に電源電圧ｖＢ
と同相の波形ＪＴｇＩｎθを乗算することによって、入
力電流指令値Ｉ Ｓ ８ （Ｋ）を得る。
力値はコンバータ１の直流側に対する電流の実効値指令
Ｉｍｅ （Ｋ）を示す。この実効値指令工□。（蜀を交
流側に対する入力電流指令値Ｉ ８ Ｂ （Ｋ）に変換
するために、乗算器１１９において、直流出力電圧Ｖ１
）の平均値ＶＤ（Ｋ）を乗算すると共に、電源電圧Ｖｓ
の実効値ＶＳｅ（Ｋ）で除算する。この乗算器１１９の
出力はリミッタ１１７を通じてコンバータ１の許容電流
以下に制限された後、乗算器１０９に加える。乗算器１
０９においては、リミッタ１１７の出力に電源電圧ｖＢ
と同相の波形ＪＴｇＩｎθを乗算することによって、入
力電流指令値Ｉ Ｓ ８ （Ｋ）を得る。
次に電流マイナールーズについて説明する。この電流マ
イナーループは、第１図における１１１〜１１３の各回
路で構成される電流制御系であシ、第７図にその構成を
示す。第７図において、入力電流Ｉｓの検出値はローパ
スフィルタ１１０（第１図参照）により リップル成分
を除去された検出値ｌ５（６）となシ、減算器１１１に
加えられて入力電流指令値ｌ５Ｓ（Ｋ）と減算されるこ
とによシ、電流偏差値が得られる。この電流偏差値は電
流制御回路１１２に供給される。電流制御回路１１２は
、定数ＧＩが乗算された乗算値とこの乗算値を遅延素子
ｚ−１で遅延させた信号とを加算する積分頂部１１２ａ
と、定数Ｇｐが乗算される比例頂部１１２ｂとによシ構
成されている。積分頂部１１２ａには減算器１１１の出
力が加えられ、比例頂部１１２ｂには検出値ｌ５（Ｋ）
が加えられておシ、積分頂部１１２ａの出力と比例頂部
１１２ｂの出力とが加算される。この加算出力が加算器
１１３において電源電圧Ｖｓの検出値ＶＢ（Ｋ）と加算
されることによシ、制御信号ＶＣ８（Ｋ）が得られる。
イナーループは、第１図における１１１〜１１３の各回
路で構成される電流制御系であシ、第７図にその構成を
示す。第７図において、入力電流Ｉｓの検出値はローパ
スフィルタ１１０（第１図参照）により リップル成分
を除去された検出値ｌ５（６）となシ、減算器１１１に
加えられて入力電流指令値ｌ５Ｓ（Ｋ）と減算されるこ
とによシ、電流偏差値が得られる。この電流偏差値は電
流制御回路１１２に供給される。電流制御回路１１２は
、定数ＧＩが乗算された乗算値とこの乗算値を遅延素子
ｚ−１で遅延させた信号とを加算する積分頂部１１２ａ
と、定数Ｇｐが乗算される比例頂部１１２ｂとによシ構
成されている。積分頂部１１２ａには減算器１１１の出
力が加えられ、比例頂部１１２ｂには検出値ｌ５（Ｋ）
が加えられておシ、積分頂部１１２ａの出力と比例頂部
１１２ｂの出力とが加算される。この加算出力が加算器
１１３において電源電圧Ｖｓの検出値ＶＢ（Ｋ）と加算
されることによシ、制御信号ＶＣ８（Ｋ）が得られる。
この制御信号ＶＣ８（Ｋ）は後段のＰＷＭ変調回路１１
４に供給されて、搬送波と比較されることによシ、コン
バータ１を構成するスイッチング素子８１〜Ｓ４のスイ
ッチングが制御される。
４に供給されて、搬送波と比較されることによシ、コン
バータ１を構成するスイッチング素子８１〜Ｓ４のスイ
ッチングが制御される。
上述のような電流マイナーループは、遅れを小さくシ、
ゲインを高くすることによって、瞬時応答させることが
できる。
ゲインを高くすることによって、瞬時応答させることが
できる。
以上説明した動作によシ、直流出力電圧ｖＤが一定に制
御されると共に、入力電流１．が電源電圧Ｖｓと同相で
歪率の低い正弦波電流に制御される。また平均回路１０
４，１０５を移動平均回路とすることによシ、負荷５が
単相インバータ等である場合は、出力周波数の２倍の周
波数のリップルが除去される。またフィードフォワード
信号ＩＬＳはフィルタ１１８に通じているので、平均値
化のためのサンプリングによるリップルも除去され、従
って、入力電流指令値Ｉ８８は高調波の少いものとなる
。
御されると共に、入力電流１．が電源電圧Ｖｓと同相で
歪率の低い正弦波電流に制御される。また平均回路１０
４，１０５を移動平均回路とすることによシ、負荷５が
単相インバータ等である場合は、出力周波数の２倍の周
波数のリップルが除去される。またフィードフォワード
信号ＩＬＳはフィルタ１１８に通じているので、平均値
化のためのサンプリングによるリップルも除去され、従
って、入力電流指令値Ｉ８８は高調波の少いものとなる
。
なお、上記実施例では負荷電流ＩＬの検出値を制御回路
に与えるためのフィードフォワード制御系において、負
荷電流の移動平均値ＩＬＡの変動が任意の設定値ＩＬＯ
を越えた場合、移動平均値ＩＬＡをフィルタ１０６を通
さずに直接、負荷電流のフィードフォワード信号ＩＬ８
としたものを示したが、負荷電流の移動平均値が大きく
変動しない場合には、直接、移動平均値を負荷電流のフ
ィードフォワード信号とする必要がなく、第８図のよう
にスイッチ回路１１８を省くことができ、上記実施例と
同様の効果を奏する。
に与えるためのフィードフォワード制御系において、負
荷電流の移動平均値ＩＬＡの変動が任意の設定値ＩＬＯ
を越えた場合、移動平均値ＩＬＡをフィルタ１０６を通
さずに直接、負荷電流のフィードフォワード信号ＩＬ８
としたものを示したが、負荷電流の移動平均値が大きく
変動しない場合には、直接、移動平均値を負荷電流のフ
ィードフォワード信号とする必要がなく、第８図のよう
にスイッチ回路１１８を省くことができ、上記実施例と
同様の効果を奏する。
また、上記実施例では電圧制御回路１０３と電流制御回
路１１２とをディジタル制御系で構成した場合について
説明したが、この発明の制御回路は、全であるいは一部
がアナログ制御回路であってもよく、上記実施例と同様
の効果を奏する。
路１１２とをディジタル制御系で構成した場合について
説明したが、この発明の制御回路は、全であるいは一部
がアナログ制御回路であってもよく、上記実施例と同様
の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、負荷電流のフィード
フォワード制御系に、検出値の平均回路を使用するよう
に構成したので、負荷電流のリップルの影響を低減でき
、電力変換器の入力電流を電源電圧と同相でかつ歪率の
低い正弦波電流にする効果がある。
フォワード制御系に、検出値の平均回路を使用するよう
に構成したので、負荷電流のリップルの影響を低減でき
、電力変換器の入力電流を電源電圧と同相でかつ歪率の
低い正弦波電流にする効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による電力変換器の制御回
路のブロック図、第２図は同実施例におけるコンバータ
の回路図、第３図は電圧制御回路のブロック図、第４図
はサンプル値制御における移動平均の原理説明図、第５
図は負荷電流のフィードフォワード信号を求めるフロー
チャート、第６図はシミュレーションによシ得られた波
形図、第７図は電流制御回路のブロック図、第８図はこ
の発明の他の実施例を示すブロック図、第９図は従来の
電力変換器の制御回路のブロック図である。 １は電力変換装置（コンバータ）、３は交流電源、５は
負荷、１０３は電圧制御回路、１０５は平均回路、１１
２は電流制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
路のブロック図、第２図は同実施例におけるコンバータ
の回路図、第３図は電圧制御回路のブロック図、第４図
はサンプル値制御における移動平均の原理説明図、第５
図は負荷電流のフィードフォワード信号を求めるフロー
チャート、第６図はシミュレーションによシ得られた波
形図、第７図は電流制御回路のブロック図、第８図はこ
の発明の他の実施例を示すブロック図、第９図は従来の
電力変換器の制御回路のブロック図である。 １は電力変換装置（コンバータ）、３は交流電源、５は
負荷、１０３は電圧制御回路、１０５は平均回路、１１
２は電流制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）入力される交流電力を直流電力に変換して出力す
る電力変換装置に設けられ、直流出力電圧を一定に制御
する電圧制御系と入力電流を電源電圧と同相に制御する
電流制御系とを有し且つ負荷電流の検出値が与えられる
電力変換器の制御回路において、上記負荷電流の検出値
を平均する平均回路を設け、この平均回路の出力を上記
制御回路に与えるようにしたことを特徴とする電力変換
装置の制御回路。 - （２）上記平均回路に移動平均回路を用いたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置の制御
回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293646A JPH0783600B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | 電力変換装置の制御回路 |
| KR1019880009409A KR910007203B1 (ko) | 1987-11-20 | 1988-07-26 | 전력변환장치의 제어회로 |
| CA000578811A CA1296386C (en) | 1987-11-20 | 1988-09-29 | Power converter control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293646A JPH0783600B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | 電力変換装置の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01136568A true JPH01136568A (ja) | 1989-05-29 |
| JPH0783600B2 JPH0783600B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=17797406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62293646A Expired - Lifetime JPH0783600B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | 電力変換装置の制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783600B2 (ja) |
| KR (1) | KR910007203B1 (ja) |
| CA (1) | CA1296386C (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08251922A (ja) * | 1995-03-10 | 1996-09-27 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | プレイバック式装置の電源装置 |
| JPH1066344A (ja) * | 1996-08-15 | 1998-03-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の制御回路 |
| JP2007006627A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Hitachi Ltd | 電圧形自励変換装置 |
| JP2011516024A (ja) * | 2008-03-24 | 2011-05-19 | アメリカン パワー コンバージョン コーポレイション | Ｕｐｓ、周波数変換器およびラインコンディショナ |
| JP2012165578A (ja) * | 2011-02-08 | 2012-08-30 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2015046985A (ja) * | 2013-08-27 | 2015-03-12 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3654514B2 (ja) * | 2001-02-02 | 2005-06-02 | 東芝Ｉｔコントロールシステム株式会社 | 電力変換装置 |
| EP3159998A1 (de) * | 2015-10-20 | 2017-04-26 | AmbiBox GmbH | Stellglied, system mit stellgiled, energieversorgungseinheit für ein fahrzeug-bordnetz, klimegerät, spannungsversorgung für elektronische schaltungen, system zur energieversorgung von rechenzentrumseinhelten, gleichspannungsladegerät für elektrofahrzeuge |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277867A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPS62254069A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-11-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
-
1987
- 1987-11-20 JP JP62293646A patent/JPH0783600B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-07-26 KR KR1019880009409A patent/KR910007203B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1988-09-29 CA CA000578811A patent/CA1296386C/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277867A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPS62254069A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-11-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の電圧，電流検出方式 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH08251922A (ja) * | 1995-03-10 | 1996-09-27 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | プレイバック式装置の電源装置 |
| JPH1066344A (ja) * | 1996-08-15 | 1998-03-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の制御回路 |
| JP2007006627A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Hitachi Ltd | 電圧形自励変換装置 |
| JP2011516024A (ja) * | 2008-03-24 | 2011-05-19 | アメリカン パワー コンバージョン コーポレイション | Ｕｐｓ、周波数変換器およびラインコンディショナ |
| JP2012165578A (ja) * | 2011-02-08 | 2012-08-30 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2015046985A (ja) * | 2013-08-27 | 2015-03-12 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0783600B2 (ja) | 1995-09-06 |
| KR890009052A (ko) | 1989-07-13 |
| CA1296386C (en) | 1992-02-25 |
| KR910007203B1 (ko) | 1991-09-19 |
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