CN102088249B - 不平衡电压补偿方法及装置、三相变换器控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

提供不平衡电压补偿方法及装置、三相变换器控制方法及装置。在三相交流不平衡电压补偿中，根据线电压瞬时值导出具有120°相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值。以一般三相配电系统的三相不平衡线电压为对象，使用基于重心向量运算从线电压向Y相电压的变换方法，根据线电压三相不平衡电压的瞬时值导出具有120°相位差的Y相电压的三相不平衡电压和零序分量电压的瞬时值。在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，根据各线电压求出具有120°相位差的Y相电压；根据求出的Y相电压计算三相平衡系的对称分量电压；形成补偿三相交流电压不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

Description

不平衡电压补偿方法及装置、三相变换器控制方法及装置

技术领域

本发明涉及不平衡电压补偿，涉及对三相交流的不平衡进行补偿的方法以及补偿装置，以及涉及在将三相交流电力变换成直流电力的三相变换器中，对三相交流的不平衡进行补偿的控制方法以及控制装置。

背景技术

已知当在电源一侧产生瞬时电压降低(瞬时降低)或长时间的电压降低等电压降低时，在从电源接收电力供给的负载一侧，生产线停止或对加工产品不良等产生影响。特别是在半导体制造装置中产生大的影响，所以规定了关于瞬时降低的规格“SEMI F47-0200”(非专利文献1)、“SEMI F47-0706”(非专利文献2)。关于试验方法，记录在SEMI F42-0600中。

作为现有的瞬时降低对策，设置使用了电容器或蓄电池等的瞬时降低补偿装置或不停电电源装置(UPS)这样的蓄电设备装置。使用了蓄电设备的补偿装置在电源侧或负载侧作为并联设备设置，除此之外，在电源侧和负载侧之间作为串联设备插入设置，在瞬时降低时切换电力系统。

此外，公知在将三相交流电力变换为直流电力(交流-直流)的电力变换装置中，当三相交流输入电压瞬时停止或电压瞬时降低时，通过瞬时电压降低补偿装置来维持向负载的电力供给(例如，参照专利文献1、2)。

图16表示现有的电压变动补偿装置102的构成例。在图16中，通过具有各相交流电源101a、101b、101c的Y连接表示三相交流电源101，但在使用蓄电设备装置的现有方式中不拘泥于Y连接或Δ连接。电压变动补偿装置102设在三相交流电源101和直流负载(未图示)之间。蓄电设备装置的三相交流电源适用于Y连接和Δ连接中的任意一种。

电压变动补偿装置102对于三相交流(a相、b相、c相)的各相，把具备作为电力蓄积单元的电容器105a、105b、105c的各相电压补偿电路104a、104b、104c串联连接，具备控制各相电压补偿电路104a、104b、104c的控制电路103。

在三相交流电源上，不限于三相均等负载地连接有各种单相负载。受到这些负载的接入或气象/事故现象等各种影响，以三相平衡或不平衡的方式随时产生电压降低。

各相电压补偿电路104a、104b、104c根据控制电路103的指令输出各相的补偿电压来补偿电压变动。在电压变动补偿电路102中在通常动作时对电容器105a、105b、105c充电。在瞬间停止或电压瞬时降低时，通过从电容器105a、105b、105c放电的电力来维持恒定的输出电压，继续向直流负载供给电力。

这些瞬时降低补偿装置存在不仅设置大型的蓄电设备装置和电容器单元的设备投资，而且还需要定期进行维护的问题，所以具有不使用蓄电设备，使用变换三相交流输入功率的单元在瞬时电压降低时进行稳定的电力供给的要求，此外，还寻求不使用蓄电设备来实现功率因数的改善。

因此，提出了在瞬时电压降低时，鉴于瞬时降低期间的输入电压处于三相不平衡的状态，通过三相PWM变换器，不使用采用了蓄电设备的电压变动补偿装置，控制瞬时降低期间的三相不平衡输入电压来实现瞬时降低补偿，通过使用该三相PWM变换器的瞬时降低补偿，即使在发生瞬时降低后，也能不中断地持续地向负载供给在成为瞬时降低状态之前的正常状态下供给的电力。

以下，说明通过三相PWM变换器能控制三相不平衡输入电压。

图17表示瞬时降低时的等效电路。在图17中，e_r、e_s、e_t是输电线三相平衡电压，Z₁是输电线的阻抗、Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁是瞬时降低时的等效阻抗，e_ab、e_bc、e_ca是在瞬时降低时产生的三相不平衡的线电压、e_1o是零序分量电压，Z_a、Z_b、Z_c是负载阻抗，通过在三相交流输入侧换算的负载阻抗来表示直流负载R_dc(图18所示)。

如果将振幅设为E_m，输电线三相平衡电压e_r、e_s、e_t通过下面的数学式(1)～(3)表示。

e_r＝E_mcosωt         …(1)

e_s＝E_mcos(ωt-2π/3)    …(2)

e_t＝E_mcos(ωt+2π/3)    …(3)

由于e_r、e_s、e_t是输电线三相平衡电压，所以不会出现负序分量e_n(rst)、零序分量e_o(rst)。因此，负序分量e_n(rst)、零序分量e_o(rst)通过下面的式子(4)来表示。

e_n(rst)＝e_o(rst)＝0    …(4)

在图17中，瞬时降低时相当于对输电线阻抗Z₁施加了等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的状态。此时，端子a、b、c的线电压e_ab、e_bc、e_ca成为三相不平衡状态，产生图17所示的零序分量电e_1o。

在图18中，从图17的端子a、b、c观察，左侧表示三相交流电源100B侧，右侧表示三相变换器200的主电路部分。三相交流电源100B通过三相平衡电压e_r、e_s、e_t和不平衡原因等效地表示。这里，不平衡原因能够通过图17表示的等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的接入来等效地表示。

不平衡电压补偿装置400使用已知或能够实测的三相不平衡输入相电压来生成补偿信号。三相PWM变换器200具备三相PWM电路200a和三相PWM控制脉冲生成部200b，三相PWM控制脉冲生成部200b根据不平衡电压补偿装置400生成的三相不平衡输入电压生成控制脉冲信号，对三相PWM电路200a进行PWM控制。通过该PWM控制，三相PWM变换器200把进行了不平衡电压补偿后的直流电压提供给直流负载300。

如上所述，通过使用三相PWM变换器来控制瞬时降低期间的三相不平衡输入电压，能够不使用采用了电容器或蓄电池等蓄电设备的电压变动补偿装置来实现瞬时降低补偿。

但是，一般为了控制装入PFC(Power Factor Correction)的三相PWM变换器，需要导出相互间具有120°相位差的Y连接三相不平衡相电压。在将导出的检测信号变换处理为旋转坐标(dq轴)的变量之后，分离成正序分量电压、负序分量电压以及零序分量电压，来用作控制需要的反馈信号。

作为通过三相PWM变换器控制的瞬时降低补偿，例如已知非专利文献3～5，但在这些非专利文献表示的三相PWM变换器控制中，把相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡电压作为已知或能够实测的输入相电压来处理。

与此相对，一般的三相配电系统是Δ连接，在Δ连接三相配电中，能够实测的三相电压是各端子间的电压即线电压，无法实测Y连接电压以及零序分量电压。

因此，为了通过目前提出的三相PWM变换器控制来补偿Δ连接三相配电的三相不平衡电压，需要根据实测的线电压导出相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡相电压。

如上所述，通过使用三相PWM变换器来控制瞬时降低期间的三相不平衡输入电压，能够不使用采用了电容器或蓄电池等蓄电设备的电压变动补偿装置来实现瞬时降低补偿。

但是，一般为了控制装入了PFC(Power Factor Correction)的三相PWM变换器，需要导出相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡相电压，在将导出的检测信号变换处理成旋转坐标(dq轴)的变量之后，分离成正序分量电压、负序分量电压以及零序分量电压，作为控制需要的反馈信号来使用。

作为通过三相PWM变换器控制的瞬时降低补偿，例如已知非专利文献3～5，但是这些非专利文献所示的三相PWM变换器控制，是把相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡电压作为已知或能够实测的输入相电压来处理。

与此相对，一般的三相配电系统是Δ连接，在Δ连接三相配电中，能够实测的电压是Δ连接三相电压，是Δ连接的各端子间的电压即线电压，不能实测Y连接电压以及零序分量电压。因此，为了通过目前提出的三相PWM变换器控制来补偿Δ连接三相配电的三相不平衡电压，需要根据实测的线电压导出相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡相电压。当使用三相PWM变换器控制瞬时降低补偿时，需要将受电电压即三相不平衡电压的Δ型电压变换成Y型电压，求出控制参数。特别重要的是零序分量电压的抽出。

作为通过该三相PWM变换器的控制来补偿瞬时电压降低的装置或方法，例如公知专利文献3。专利文献3所示的瞬时电压降低补偿装置具备线相电压变换单元。线相电压变换单元把线电压检测单元检测出的线电压信号变换成相电压变换信号，根据该相电压变换信号生成零序电压信号以及相电压信号。

线相电压变换单元检测相电压变换信号(V_r′，V_s′，V_t′)的峰值，根据这三个峰值，计算系数k1，k2，k3，根据计算出的系数k1，k2，k3来生成零序电压信号v0(＝k1·V_r′+k2·V_s′+k3·V_t′)、相电压信号(V_r，V_s，V_t)。

专利文献1：日本特开2003-274559号公报(图1，段落[0018])

专利文献2：日本特开2004-222447号公报

专利文献3：日本特开2008-141887号公报(段落[0043]，[0055]～[0059])

非专利文献1：SEMI“SEMI F47-0200半導体プロセス装置電圧サグィミユニティのための仕様”，pp.859-864，1999年9月初版発行、2000年2月発行(SEMI1999，2000)，(SEMI1999，2001)

非专利文献2：SEMI“SEMIF47-0706半導体プロセス装置電圧サグ対応力のための仕様”，pp.1-12，1999年9月初版発行、2006年5月発行承認(SEMI1999，2006)

非专利文献3：J.K.kang，S.K.Sul：“Control of Unbalanced Voltage PWMConverter Using InstantaneousRipple Power Feedback”，Power ElectronicSpecialist Coference，PESC97，PP.503-508(1997-5)

非专利文献4：H.S.Kim，H.S.Mok，G.H.Choe，D.S.Hyun，S.Y.Choe：“Designof Current Controller for3-phase PWM Converter with Unbalanced InputVoltage”，Power Electronics Specialist Coference，PESC98，pp.503-509(1988-8)

非专利文献5：S.C.Ahn，D.S.Hvun：“New Control Scheme of Three-PhasePWM AC/DC Converter Without Phase Angle Detection Under the UnbalancedInput Voltage Conditions”，IEEE Transaction on Power electronics，pp.616-622(2009-9)

发明内容

根据上述专利文献3，通过线相电压变换单元将实测的线电压信号变换为相电压变换信号，根据相电压变换信号生成零序电压信号以及相电压信号，由此，根据一般的三相配电系统的三相不平衡电压(线电压)，能控制三相PWM变换器进行三相不平衡补偿。

但是，该线相电压变换单元变换线电压检测求出的相电压变换信号的峰值，根据基于这三个峰值计算出的系数来生成零序电压信号以及相电压信号。因此，为了生成零序电压信号以及相电压信号，需要反复多次实测线电压求出最佳系数，生成信号所需要的时间可能会变长。

如果在Y相电压中不平衡的电压和相位角已知，则能够根据该Y相电压统一地决定不平衡的线电压。与此相对，即使在线电压中不平衡的电压和相位角已知，也无法根据该线电压统一地决定Y相电压。这是由于Y相电压的基准点不确定，存在具有相同的不平衡的电压和相位角的无数的Y相电压的组合。

为了控制三相PWM变换器，在Y相电压间需要相互120°的相位差的关系，所以需要从Y相电压的无数组合中选定相互具有120°的相位差的特定的Y相电压。通过选定相互之间具有120°的相位差的特定的Y相电压，正序分量电压与Y相电压的特定相(a相)成为同相，通过之后的dq轴变换处理取出成为控制对象的DC成分，因此良好地进行三相PWM变换器的控制。此外，由于与正序分量电压相对的负序分量电压的相位角与零序分量电压的相位角，以相互相反的方向表示相同的角度，所以能够导出零序分量电压。

目前，为了根据线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压，检测电压的不平衡状态，并且，需要从测定到的线电压选出相互之间具有120°的相位差的Y相电压，因此处理时间变长。例如，为了在交流中检测电压的不平衡状态，需要监视至少1/2周期期间的电压变动。

为了控制三相PWM变换器迅速补偿电压的不平衡，需要缩短在电压的不平衡检测以及控制信号的生成中所需要的时间，需要根据瞬时的线电压导出瞬时的Y相电压。另外，这里，瞬时的线电压是在某一时刻测定得到的线电压，瞬时的Y相电压是根据在该一时刻得到的线电压的实测值导出的线电压的值，与线电压的测定时刻一对一地对应，意味着不需要在多个时刻的测定值，就能够通过一个测定时刻的测定值来求出。

为了在负载侧迅速消除因瞬时电压降低导致的影响，需要对于三相配电系统的三相线电压的不平衡状态的变化，尽快地对应三相PWM变换器的控制所需要的零序电压信号以及相电压信号的生成。在上述线相电压变换单元中，为了生成零序电压信号以及相电压信号，预测反复多次实测线电压，所以针对三相线电压的不平衡状态的变化的响应可能不充分。

作为针对瞬时电压降低的响应性，例如公知SEMI F47-0200的瞬时降低规格。该SEMI F47-0200的瞬时降低规格确定在宽区域(输入电压降低范围0～100％)的瞬时降低补偿中需求的控制范围。在该瞬时降低规格中确定了例如从瞬时降低时0.2秒之间的电压降低率是50％，从0.2秒到0.5秒之间的电压降低率是70％等。

当对于瞬时电压降低的响应性不充分时，难以满足该瞬时降低规格。

目前，已知将线电压的三相不平衡电压作为输入电压，根据瞬时的线电压导出瞬时的Y相电压，由此控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压的技术。

本发明的目的在于解决上述现有的问题，在三相交流的不平衡电压补偿中，根据线电压的瞬时值导出相互具有120°的相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值，根据瞬时的线电压导出瞬时的Y相电压，由此控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压。

更详细地说，本发明的目的在于在三相交流的不平衡电压补偿中，根据在Δ连接中产生的三相不平衡电压即线电压的一个实测值，在该实测时导出相互之间具有120°的相位差的Y连接的三相不平衡电压即正序电压、负序电压、零序电压，此外，目的在于根据线电压的一个实测值在该实测时导出相互之间具有120°的相位差的三相不平衡电压，由此控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压。

这里，线电压的瞬时值是在某一个时刻实测的线电压的值，Y相电压的瞬时值是根据线电压的实测值导出的Y相电压的值。

本发明不使用在多个测定时刻取得的线电压的实测值，而使用在一个时刻实测的线电压，导出在该测定时刻的Y相电压，使用导出的Y相电压来控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压。

图1是用于说明本发明的不平衡电压补偿的概要图。

本发明在该三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca未知或无法直接测定时，通过使用端子a、b、c的线电压来补偿不平衡电压，并且，使用在一时刻实测的线电压来求出相互之间具有120°的相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值，进行不平衡补偿。

在上述图17中，相对于端子a、b、c，三相交流电源100B一侧由平衡电压e_r、e_s、e_t、输电线阻抗Z₁、瞬时降低时的等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的等效电路来表示。目前，该三相交流电源100B的不平衡状态如图18所示，相对于平衡电压e_r、e_s、e_t由于不平衡原因而产生不平衡，三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca已知或能够测定，不平衡电压补偿装置400能够进行不平衡电压补偿，但在三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca未知或不能测定时无法补偿不平衡电压。

对于上述现有的不平衡状态的处理，如图1所示，三相交流电源100A具有相互之间具有2π/3的相位角的不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca，能够看作由于该不平衡电压在端子a、b、c感应出感应电压e_ab、e_bc、e_ca。由此，能够将感应电压e_ab、e_bc、e_ca作为由于三相交流电源100A的三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca而产生的产生电压，在不能直接求出三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca时，能够作为无法取得不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca的候补。

本发明根据上述不平衡状态的处理概要，即使在三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca未知或不能测定时，通过使用感应电压e_ab、e_bc、e_ca来求出三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca，来补偿不平衡电压。这里，感应电压e_ab、e_bc、e_ca相当于端子a、b、c的线电压。

本发明在三相交流的不平衡电压补偿中，根据线电压的瞬时值导出相互之间具有120°的相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值，由此控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压，即使在三相不平衡电压未知或难以测定时也能进行不平衡电压补偿。

本发明着眼于一般的三相配电系统的输入电压不是Y型连接(Y相电压)而是Δ型连接(线电压)，通过对线电压进行向量运算来导出相互之间具有120°的相位差的Y相电压、零序电压的瞬时值。为了进行三相变换器的控制，需要导出Y相电压、零序分量电压。本发明对通过向量运算求得的Y相电压进行dq轴变换处理，抽出正序分量的直流成分，将直流成分作为反馈信号用于三相变换器的控制。

本发明以一般的三相配电系统的三相不平衡的线电压为对象，使用通过重心向量运算从线电压向Y相电压的变换方法，根据线电压的三相不平衡电压的瞬时值导出相互之间具有120°的相位差的Y相电压的三相不平衡电压和零序分量电压的瞬时值。

本发明包含不平衡电压补偿方法、不平衡电压补偿装置、三相变换器的控制方法、三相变换器的控制装置、以及不平衡电压补偿程序的各方式，任何一方式都共同具备重心向量运算、对称分量计算、不平衡电压补偿的各技术事项。

本发明的第1方式涉及不平衡电压补偿方法，涉及在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，补偿三相交流的输入电压的不平衡的方法。

本发明的不平衡电压补偿方法，在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，具备：重心向量运算工序，根据各线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压；对称分量计算工序，根据在重心向量运算工序中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及不平衡电压补偿工序，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

本发明的重心向量运算工序对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出三相线电压，即从Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将该各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压。

本发明的发明者在顶点形成三相交流电压的各相的端子电压的三角形中，通过本发明的重心向量运算工序，当对连接两个端子之间的线电压向量求出重心向量时，可以发现该重心向量的重心与相互之间具有120°的相位差的各Y相电压的零序分量的基准点一致。

根据该重心向量的重心与零序分量的基准点一致的关系，根据线电压求出的重心向量电压虽然不包含对称分量电压内的零序分量，但包含正序分量以及负序分量，能够通过dq轴变换处理作为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。

对称分量计算工序对在所述重心向量运算工序中求出的各Y相电压进行dq轴变换计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序电压，根据交流分量计算负序电压。

此外，由于在重心向量运算工序中求出的Y相电压不包含零序分量，为了在对称分量计算工序中计算出零序分量电压，根据基于负序分量电压计算出的计算振幅和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位来计算零序分量电压。

不平衡电压补偿工序根据在对称分量计算工序中求出的对称分量电压的零序分量电压生成补偿三相线电压的不平衡电压的补偿信号，根据对称分量电压以及补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压，根据求出的Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

线电压的实侧值与控制信号一对一地对应，根据线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

根据本发明，由于进行不平衡补偿的补偿信号以及控制信号能够根据在三相交流电压中一个时刻的测定值即线电压来求出，所以无需像目前这样在多个时刻进行测定即可求出。

因此，能够节省用于准备进行不平衡补偿的补偿信号以及用于生成控制信号的测定数据的时间，能够根据一个测定时刻的测定数据生成补偿信号以及控制信号，这意味着能够生成瞬时的补偿信号和控制信号。

本发明的第2方式涉及不平衡电压补偿装置，涉及在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，补偿三相交流的输入电压的不平衡的装置。

本发明的不平衡电压补偿装置在对三相交流电压进行PWM变换并输出直流电压的电力变换中，具备：重心向量运算部，根据各线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压；对称分量计算部，根据所述重心向量运算部求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及不平衡电压补偿部，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

本发明的重心向量运算部对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出三相线电压，即从Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将求出的各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压输出。

本发明的不平衡电压补偿部根据对称分量计算部求出的对称分量电压的零序分量电压生成并输出补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压，根据求出的Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

本发明的对称分量计算部对重心向量运算部求出的各Y相电压进行dq轴变换计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序电压，根据交流分量计算负序电压，并输出给不平衡电压补偿部。

本发明的对称分量计算部根据基于负序分量电压计算出的计算振幅和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，并输出给所述不平衡电压补偿部。

本发明的不平衡电压补偿部对线电压的一测定时刻的实侧值生成一个控制信号。

本发明的不平衡电压补偿的技术事项能够用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的三相变换器的控制。

本发明第3方式是三相变换器的控制方法，本发明的第4方式是三相变换器的控制装置。

本发明的第3方式的三相变换器的控制方法，在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的三相变换器的控制方法中，与第1方式的不平衡电压补偿方法相同，具备：重心向量运算工序，根据各线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压；对称分量计算工序，根据在重心向量运算工序中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及不平衡电压补偿工序，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

重心向量运算工序对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从该三相线电压即Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将求出的各向量电压作为相互之间具有120°的相位差的各Y相电压。

不平衡电压补偿工序根据在对称分量计算工序中求出的对称分量电压的零序分量电压生成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据对称分量电压以及补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压，根据求出的Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，根据在不平衡电压补偿工序中生成的控制信号控制三相变换器的开关动作，对三相交流电压进行PWM变换，输出直流电压。

对称分量计算工序对在重心向量运算工序中求出的各Y相电压进行dq轴变换计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序电压，根据交流分量计算负序电压。

对称分量计算工序根据基于负序分量电压计算出的计算振幅和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，线电压的实侧值与控制信号一对一地对应，根据线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

本发明的第4方式的三相变换器的控制装置，与第2方式的不平衡电压补偿装置相同，在控制对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的三相变换器的控制装置中，具备：重心向量运算部，根据各线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压；对称分量计算部，根据重心向量运算部求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及不平衡电压补偿部，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

本发明的重心向量运算部对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从该三相线电压即Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将求得的各向量电压作为相互之间具有120°的相位差的各Y相电压而输出。

本发明的不平衡电压补偿部根据对称分量计算部求出的对称分量电压的零序分量电压生成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压，根据求出的Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，根据不平衡电压补偿部生成的控制信号控制三相变换器的开关动作，对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压。

本发明的对称分量计算部对重心向量运算部求出的各Y相电压进行dq轴变换计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，将计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序电压，根据交流分量计算负序电压，然后输出给不平衡电压补偿部。

本发明的对称分量计算部根据基于负序分量电压计算出的计算振幅和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，输出给不平衡电压补偿部。

本发明的控制信号生成部对线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

并且，本发明可以是不平衡电压补偿程序的方式。

本发明的不平衡电压补偿程序，是在三相变换器的控制中使计算机执行个工序的程序，在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的三相变换器的控制中，使计算机执行以下工序：重心向量运算工序，根据各线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压；对称分量计算工序，根据在重心向量运算工序中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及不平衡电压补偿工序，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

这里，各工序与本发明第3不平衡电压补偿方法一样包含重心向量运算工序、对称分量计算工序、以及不平衡电压补偿工序。

重心向量运算工序对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从该三相线电压即Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将求出的各向量电压作为相互之间具有120°的相位差的各Y相电压。

不平衡电压补偿工序根据在对称分量计算工序中求出的对称分量电压的零序分量电压生成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据对称分量电压以及补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压，根据求出的Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

本发明的对称分量计算工序对在重心向量运算工序中求出的各Y相电压进行dq轴变换计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序电压，根据交流分量计算负序电压。

此外，本发明的对称分量计算工序根据基于负序分量电压计算出的计算振幅和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，输出给不平衡电压补偿部。线电压的实侧值与控制信号一对一地对应，根据线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

根据本发明的方式，不使用在多个测定时刻取得的线电压的实测值，而使用在一时刻实测的线电压，能够导出该测定时刻的Y相电压。

如以上说明那样，根据本发明的不平衡电压补偿方法、不平衡电压补偿装置、三相变换器控制装置、以及不平衡电压补偿程序的各方式，在三相交流的不平衡电压补偿中，能够根据线电压的瞬时值导出相互之间具有120°的相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值。

此外，根据本发明，在三相交流的不平衡电压补偿中，可以根据三相不平衡电压即线电压的一实测值，导出在该实测时相互之间具有120°的相位差的Y连接的三相不平衡电压即正序电压、负序电压、零序电压。

附图说明

图1是用于说明本发明的不平衡电压补偿的概要图。

图2是用于说明本发明的不平衡电压补偿装置的概要结构的图。

图3是用于说明通过本发明的不平衡补偿的重心向量运算根据线电压求得Y相电压的顺序的流程图。

图4是用于说明通过本发明的不平衡补偿的重心向量运算根据Y相电压计算出对称分量电压的顺序的流程图。

图5是用于说明本发明的不平衡补偿的重心向量运算的电压向量图。

图6是用于说明本发明的不平衡补偿的重心向量运算的电压向量图。

图7是用于说明本发明的不平衡电压补偿装置的更详细的结构例的图。

图8是用于说明通过基于软件的CPU的运算处理，来进行本发明的不平衡电压补偿动作的构成例的图。

图9是用于说明通过基于软件的CPU的运算处理，来进行本发明的不平衡电压补偿动作的构成例的流程图。

图10是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图11是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图12是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图13是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图14是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图15是用于说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图16是表示现有的电压变动补偿装置的结构例的图。

图17是表示瞬时降低时等效电路的图。

图18是表示三相变换器的输入侧以及负载侧的等效电路的图

符号说明

1不平衡电压补偿装置；2计算机控制部；2a CPU；2b RAM；2c ROM；2d I/O部；2e总线；10重心向量运算部；20对称坐标成分计算部；21正序分量电压计算部；22负序分量电压计算部；23φ_1o计算部；24零序分量电压计算部；30加法运算部；31a、31b加法运算部；40恒流控制部；41恒流指令值生成部；42恒流控制输出部；42a、42b恒流控制输出部；50平均功率运算部；51乘法运算部；52减法运算部；53直流电压控制部；54加法运算部；60交流电抗器；61接点；62线电压检测部；63传感器；64电流检测部；65传感器；66电流检测部；67接点；68电压检测部；69电容器；70同步信号生成部；81～84dq轴变换部；100三相交流电源；100A，100B三相交流电源；101三相交流电源；101a101b101c各相交流电源；102电压变动补偿装置；103控制电路；104a104b104c各相电压补偿电路；105a105b105c电容器；200三相变换器；200a三相PWM电路；200b三相PWM控制脉冲生成部；300直流负载；400不平衡电压补偿装置

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。

对于本发明的不平衡电压补偿装置的结构以及本发明的不平衡电压补偿控制方法，以三相变换器为例，使用图2～图9进行说明，使用图10～图15对实施例的实验结果进行说明。

使用图2对本发明的不平衡电压补偿装置的概要结构进行说明，在图2中，在从三相交流电源100供给的三相交流电力中，通过三相变换器200对三相交流电压进行PWM变换将直流电压输出到直流负载300。

本发明的不平衡电压补偿装置1补偿三相交流电力的不平衡电压，来抑制输出到直流负载300的电压的变动。此外，不平衡电压补偿装置1反馈向直流负载300的输入电压以及输入电流，通过PFC控制进行功率因数控制。

不平衡电压补偿装置1具备根据各线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压的重心向量运算部10；根据重心向量运算部10求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压的对称坐标成分计算部20；形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号的加法运算部30。

三相变换器200具备三相PWM电路200a、控制三相PWM电路200a的动作产生进行PWM控制的脉冲信号的三相PWM脉冲生成部200b。三相PWM脉冲生成部200b根据加法运算部30生成的控制信号来形成脉冲信号。三相PWM电路200a例如能够通过使用开关元件构成桥接电路来形成，根据脉冲信号控制开关元件的开/关动作，来进行PWM控制。

重心向量运算部10对从线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从三相线电压即Δ电压的端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将求出的各向量电压作为相互之间具有120°的相位差的Y相电压，输出给对称坐标成分计算部20。

对称坐标成分计算部20根据重心向量运算部10求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压即正序分量电压、负序分量电压、零序分量电压，并输出给加法运算部30。

不平衡电压补偿包括：根据对称坐标成分计算部20计算出的正序分量电压以及向负载侧的输入功率的反馈值来进行恒流控制生成电流指令值的恒流控制部40、通过基于该电流指令值和向三相变换器200的输入电流的PI控制来进行PFC控制(功率因数控制)的平均功率运算部50、将恒流控制后的正序分量电压和负序分量电压以及零序分量电压进行相加的加法运算部30。零序分量电压作为补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号被相加。

加法运算部30输出补偿不平衡电压后的相互之间具有120°的相位差的Y相电压。从加法运算部30输出的Y相电压作为用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，被输出到三相变换器200的三相PWM脉冲生成部200。

反馈给恒流控制部40的输入功率例如能够通过由平均功率运算部50根据在负载侧检测出的电流和电压计算功率来取得。

[通过重心向量运算的Y相电压的计算]

然后，使用图3、4的流程图以及图5、6的向量图对于在本发明的不平衡补偿中，使用重心向量运算根据线电压求出相互之间具有120°的相位差的Y相电压的顺序、以及根据求出的Y相电压计算对称分量电压的顺序进行说明。

检测三相交流的各端子间的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)。这里，线电压e_ab是端子a和端子b之间的向量电压，线电压e_bc是端子b和端子c之间的向量电压，线电压e_ca是端子c和端子a之间的向量电压(S1)。

对检测出的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)进行向量运算来计算重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)。

e_2a＝(e_ab-e_ca)/3…(5)

e_2b＝(e_bc-e_ab)/3…(6)

e_2c＝(e_ca-e_bc)/3…(7)

本发明的发明者关注在计算线电压的重心向量得到的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)和相互之间具有120°相位差的Y相的向量电压(e_1a、e_1b、e_1c)之间具有以下的式子8的关系。

e_1a＝e_2a+e_1o

e_1b＝e_2b+e_1o

e_1c＝e_2c+e_1o

                                      …(8)

式子(8)表示通过线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)与零序分量电压e_1o的向量和表示相互具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)。本发明的发明者发现通过从上述式(8)导出零序分量电压e_1o，能够根据线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)得到相互具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，并且，根据该关系，能够根据线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)求出相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)的正序分量电压e_1p和负序分量电压e_1n。

本发明通过利用上述的线电压的重心向量与Y相电压的关系，取代直接检测相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，使用根据Δ电压即线电压(e_ab、e_bc、e_ca)通过向量运算能够容易地计算的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)，通过将该重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)用于三相PWM变换器的控制，可以容易地进行三相交流的不平衡电压补偿。

(重心向量和相电压的关系)

以下，说明通过向量运算求出的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)相当于相互之间具有120°相位差的Y相电压。

图5表示Δ电压和Y相电压的关系。在图5中，Δ电压由端子a、b、c之间的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)来表示，Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)由任意的点k向各端子a、b、c的向量电压来表示。点k是在Y相电压中任意决定的基准点。

这里，如果Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)已知，则统一地决定Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)。与此相对，即使Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)已知，但由于基准点k的位置能够任意决定存在无数个，所以无法统一地决定Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)，存在能够以Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)表述的无数个组合。另外，将基于Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)的零序分量电压设为e_ko，将点o作为零序分量电压的基准点。

根据图5所示的Δ电压(线电压)和Y相电压的关系可以得出：

e_ab-e_ca＝e_ka-e_kb-(e_kc-e_ka)

＝3e_ka-(e_ka+e_kb+e_kc)

＝3e_ka-3e_ko…(9)

根据式(9)的关系，Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)能够通过Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)和零序分量电压e_ko，使用下式(10)～(12)来表示。

e_ka＝(e_ab-e_ca)/3+e_ko…(10)

e_kb＝(e_bc-e_ab)/3+e_ko…(11)

e_kc＝(e_ca-e_bc)/3+e_ko…(12)

另一方面，相互之间具有120°相位差的Y相电压，当用α来表示a相的相位角φ_1a时，a相、b相、c相的各相的相位角φ_1a、φ_1b、φ_1c由

φ_1a＝α

φ_1b＝α-2π/3

φ_1c＝α+2π/3…(13)

来表示，正序分量电压的相位角与相互具有120°相位差的关系的Y相电压的a相为同相。根据该关系，由于能够通过dq轴变换取出成为三相PWM变换器的控制对象的直流成分，所以三相PWM变换器的控制变得容易。

此外，在相互之间具有120°相位差的Y相电压中，负序分量电压和零序分量电压相对于正序分量电压的相位角是相反方向相同的角度。

图6(a)表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压和零序分量电压的基准点o的关系，图6(b)表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压和重心向量的基准点(重心)的关系。在图6中，以K＝1来表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压的基准点，以K＝2来表示重心向量的基准点(重心)的基准点。

如图6(a)所示，相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，在式(10)～(12)中设K＝1，通过下式(14)来表示。

e_1a＝(e_ab-e_ca)/3+e_1o＝e_oa+e_1o

e_1b＝(e_bc-e_ab)/3+e_1o＝e_ob+e_1o

e_1c＝(e_ca-e_bc)/3+e_1o＝e_oc+e_1o

                                   …(14)

另一方面，如图6(b)所示，对于Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)内的两个线电压通过向量运算求出重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)，当设K＝2来表示该重心向量的点时，通过下式(15)来表示(S2)。

e_2a＝(e_ab-e_ca)/3

e_2b＝(e_bc-e_ab)/3

e_2c＝(e_ca-e_bc)/3

e_2o＝(e_2a+e_2b+e_2c)/3＝0

                           …(15)

此外，根据图6(b)，当使用重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)表示相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)时，可以得到上述的式(8)。

如上所述，式(8)通过线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)与零序分量电压e_1o的向量和来表示相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)。

另一方面，相互之间具有120°相位差的Y相电压，当用α来表示a相的相位角φ_1a时，a相、b相、c相的相位角φ_1a、φ_1b、φ_1c由

φ_1a＝α

φ_1b＝α-2π/3

φ_1c＝α+2π/3…(16)

来表示，正序分量电压的相位角与相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压的a相为同相。

根据该关系，由于能够通过dq轴变换取得成为三相PWM变换器的控制对象的直流成分，所以三相PWM变换器的控制变得容易(S3)。

此外，在相互之间具有120°相位差的Y相电压中，负序分量电压和零序分量电压相对于正序分量电压的相位角为相反方向相同角度。

所以，取代相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，使用线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)，通过从该重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)抽出正序分量电压e_p以及负序分量电压e_q，能够取出成为三相PWM变换器的控制对象的直流成分，此外，通过抽出零序分量电压，能够进行不平衡电压的补偿(S4)。

然后，对在步骤S2中求出的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)进行dq轴变换处理，求出d轴成分e_1d和q轴成分e_1q。这是因为是通过直流成分来进行三相PWM变换器的控制(S3)。

为了进行dq轴变换，进行从空间向量向实数向量的变换。当把Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)与三相平衡电压(e_r、e_s、e_t)的相位差设为α时，Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)相当于以空间向量表示的Y相电压的实数部，由下式(17)表示。

e_1a＝E_1amcos(ωt+α)

e_1b＝E_1bmcos(ωt+α-2π/3)

e_1c＝E_1cmcos(ωt+α+2π/3)

                                   …(17)

当对它们进行dq轴变换时，得到d轴、q轴、零序分量。但是，在Δ连接中相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)无法直接检测而是未知数。因此，该零序分量电压e_1o不明。

因此，在本发明中取代无法直接检测的Y相电压(e_1a、e_1a、e_1c)，使用对能够检测的线电压进行重心向量运算得到的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)。由此，能够根据一测定时刻的线电压来进行三相不平衡电压补偿。

在对式(8)的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)进行了dq轴变换时，成为

数学式1

$\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\\ e_{1z}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\ωt}& -\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_{1a}\\ e_{1b}\\ e_{1c}\end{array}\right]\·\·\·\left(18\right)$

当对式(15)的重心矢量(e_2a、e_2b、e_2c)进行了dq轴变换时，成为

数学式2

$\left[\begin{array}{c}{e}_{2d}\\ e_{2q}\\ e_{2z}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\ωt}& -\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_{2a}\\ e_{2b}\\ e_{2c}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(19\right)$

由式(18)和式(19)表示的进行了dq轴变换的d轴成分e_1d、e_2d以及q轴成分e_1q、e_2q不影响式(14)表示的零序分量电压e_1o成分，表示分别相等的值。

这是通过采用对在一测定时刻得到的瞬时的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)的式(15)进行dq轴变换得到的式(19)，能够不使用多个时刻的测定值，而是取得一测定时刻的线电压来高速地响应PFC控制。

另外，当使用式(19)进行PFC控制时，在式(19)中不会出现零序分量电压e_1o。因此，使用正序分量电压以及负序分量电压计算零序分量电压e_1o。关于该零序分量电压e_1o的计算在后面进行论述(S3)。

然后，根据通过dq轴变换得到的d轴成分e_1d和q轴成分e_1q求出对称分量电压(正序分量电压、负序分量电压、零序分量电压)(S4)。

(对称分量电压的计算)

以下，使用图4的流程图说明对称分量电压的计算。

当设相互之间具有120°的相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)的正序分量电压是e_1p，负向分量电压是e_1n，零序分量电压是e_1o时，Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)由

e_1a＝e_1p+e_1n+e_1o

e_1b＝e_1p·e^-j2π/3+e_1n·e^j2π/3+e_1o

e_1c＝e_1p·e^j2π/3+e_1n·e^-j2π/3+e_1o

e_1a＝E_1pmcos(ωt+α)+E_1nmcos(ωt+φ_1n)+E_1omcos(ωt+φ_1o)

e_1b＝E_1pmcos(ωt+α-2π/3)+E_1nmcos(ωt+φ_1n+2π/3)

+E_1omcos(ωt+φ_1o)

e_1c＝E_1pmcos(ωt+α+2π/3)+E_1nmcos(ωt+φ_1n-2π/3)

+E_1omcos(ωt+φ_1o)

                                  …(20)

来表示，通过对它们进行dq轴变换得到下式(21)。

数学式3

$\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{1\mathrm{dp}}\\ e_{1\mathrm{qp}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{1\mathrm{dn}}\\ e_{1\mathrm{qn}}\end{array}\right]$

$=E_{1\mathrm{pm}}\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\α}\\ \sin \mathrm{\α}\end{array}\right]+E_{1\mathrm{nm}}\left[\begin{array}{c}\cos (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})\\ -\sin (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})\end{array}\right]\·\·\·\left(21\right)$

由于式(21)的正序分量电压(e_1dp、e_1qp)相当于直流分量，负序分量电压(e_1dn、e1_qn)相当于交流分量，所以能够通过频率分离抽出正序分量电压(e_1dp、e_1qp)和负序分量电压(e_1dn、e_1qn)。

该频率分离能够使用带通滤波器或低通滤波器来进行。例如，正序分量电压(e_1dp、e_1qp)能够通过低通滤波器来抽出，得到(E_1pmcosα、E_1pmsinα)。此外，可以通过从dq轴变换后的原信号中减去抽出的正序分量电压(e_1dp、e_1qp)来抽出负序分量电压(e_1dn、e_1qn)，可以得到(E_1nmcos(2ωt+φ_1n)、-E_1nmsin(2ωt+φ_1n))(S41、S42)。

当设测定时刻的时刻为ts时，正序分量电压的相位角α和负序分量电压的相位角φ_1n能够分别通过

α＝tan^-1(e_1qp/e_1dp)…(22)

φ_1n＝-2ωt_s-tan^-1(e_1qn/e_1dn)…(23)

求出。

此外，负序分量电压e_1n是从

3e_1n＝E_1amcos(ωt+α)+E_1bmcos(ωt+α+2π/3)+E_1cmcos(ωt+α-2π/3)…(24)

成为

数学式4

$e_{1n}=\frac{1}{3}\sqrt{{\{E_{1\mathrm{am}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})\}}^2+{\left\{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})\right\}}^2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+{\mathrm{\φ}}^{,})\·\·\·\left(25\right)$

数学式5

${\mathrm{\φ}}^{,}={\tan }^{-1}\left(\frac{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})}{E_{1\mathrm{am}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})}\right)\·\·\·\left(26\right)$

此外，零序分量电压e_1o成为

$e_{1o}=\frac{1}{3}\sqrt{{\{E_{\mathrm{lam}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})\}}^2+{\left\{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})\right\}}^2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}-{\mathrm{\φ}}^{,})\·\·\·\left(27\right)$

在上述式子中，根据

E_1om＝E_1nm

φ_1n＝α+φ′

φ_1o＝α-φ′

的关系，因为具有

φ_1o＝2α-φ_1n…(28)

的关系，所以零序分量电压e_1o的相位φ_1o通过下式(29)来表示。

φ_1o＝2ωt_s+2tan^-1(e_1qp/e_1dp)+tan^-1(e_1qn/e_1dn)

     …(29)

(S43)。

此外，零序分量电压e_1o的振幅E_1om根据负序分量电压(e_1dn、e_1qn)由

E_1om＝(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2…(30)

来表示(S44)。

因此，零序分量电压e_1o成为

e_1o＝(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)…(31)

(S45)。

由此，相互之间具有120°的相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)通过以下的式(32)～(34)来表示。

e_1a＝(e_ab-e_ca)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)…(32)

e_1b＝(e_bc-e_ab)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)…(33)

e_1c＝(e_ca-e_bc)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)…(34)

然后，根据零序分量电压进行不平衡电压补偿并且进行PFC控制(S5)，求出相互之间具有120°的相位角，进行了不平衡电压补偿以及功率因数控制的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)(S6)，根据求出的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)生成控制三相PWM变换器的控制信号(S7)。

[不平衡电压补偿装置的结构例]

然后，对本发明的不平衡电压补偿装置，使用图7对更详细的结构例进行说明。

图7所示的不平衡电压补偿装置的结构例与图2所示的概要结构相同，用三相变换器200对从三相交流电源100供给的三相交流电力的三相交流电压进行PWM变换，对直流负载300输出直流电压。

本发明的不平衡电压补偿装置1具备：根据配电线三相平衡电压为e_a、e_b、e_c的各线电压(e_ab、e_bc、e_ca)求出Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)的重心向量运算部10；根据重心向量运算部10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)计算三相的平衡系的对称分量电压(e_1dp、e_1qp、e_1dn、e_1qn)的对称坐标成分计算部20；以及形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号、生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号的加法运算部30，构成不平衡电压补偿部。

此外，本发明的不平衡电压补偿装置1为了进行PFC控制，具备恒流控制部40、平均功率运算部50。除此之外，在配电线上，在三相PWM变换器200的输入侧设有用于检测线电压的接点61和用于测定电流值的传感器63以及交流电抗器60，在三相PWM变换器200的输出侧设有用于检测直流电压的接点67和用于测定直流电流的传感器65和用于平滑输出的电容器69。

在三相PWM变换器200的输入侧，在接点61上连接有线电压检测部62，由线电压检测部62测定三相电压的线电压。此外，在传感器63上连接有电流检测部64，由电流检测部64测定三相电压的电流。

此外，在三相PWM变换器200的输出侧，在接点67上连接有电压检测部68，由电压检测部68测定输出电压。此外，在传感器65上连接有电流检测部66，由电流检测部66测定输出电流。

3相交流电源输出电压V_a、V_b、V_c的3相输入电力。电压V_a、V_b、V_c分别是a相、b相、c相的相电压。接点61具有与a相、b相、c相的线的各个接点。传感器63设在a相、c相的线上，是检测从3相交流电源输入的交流输入电流的电流传感器。交流电抗器60设在a相、b相、c相的线上，阻止高频电流。

具有进行从3轴向2轴的变换、或从2轴向3轴的变换的dq轴变换部81、82、83。dq轴变换部81把重心向量运算部10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为d轴电压e_1d和q轴电压e_1q，dq轴变换部82把2轴的负序分量电压(e_1dn、e_1qn)变换为3轴的负序分量电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)，dq轴变换部83把电流检测部64求出的i_a、i_b、i_c变换为d轴电流i_d和q轴电流i_q，dq轴变换部84把2轴的恒流控制后的正序分量电压(v_dp ^*r、v_qp ^*r)变换为3轴的正序分量电压(e_1ap、e_1bp、e_1cp)。

此外，将同步信号生成部70连接到重心向量运算部10，根据重心向量运算部10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)生成用于取得dq变换部81、82、83的同步的同步信号s。

三相变换器200具备三相PWM电路200a、以及生成控制三相PWM电路200a的动作进行PWM控制的脉冲信号的三相PWM脉冲生成部200b，三相PWM脉冲生成部200b根据加法运算部30生成的相电压(V_d、V_e、V_f)形成脉冲信号。三相PWM电路200a例如能够通过使用开关元件构成桥接电路来形成，根据脉冲信号控制开关元件的开关动作来进行PWM控制。

三相变换器200的三相PWM电路200a例如由IGBT等半导体开关元件和二极管构成，通过半导体开关元件的各栅极的开关控制，将输入的3相交流电力变换为直流电力来输出。

在三相变换器200的输出侧设有电容器69、传感器65、接点67。电容器69使从三相变换器200输出的直流电压平滑。传感器65是检测从三相变换器200输出的直流输出电流的电流传感器，由电流检测部66检测直流输出电流的电流值I_dc。接点67是与三相变换器200的直流输出的线的接点，由电压检测部68检测直流输出电压的电压值V_dc。

以下，对不平衡电压补偿装置1的各部进行说明。

线电压检测部62检测在接点61的3相交流输入电压的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)。重心向量运算部10根据线电压检测部62检测出的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)的信号运算求出重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)，把求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)作为代替相互之间具有120°的相位差的相电压(e_1a、e_1b、e_1c)的信号来使用。

dq变换部(3相2相变换)81把重心向量运算部10求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为d轴、q轴(2相)的电压信号(e_1d、e_1q)。此外，同步信号生成部70使用重心向量运算部10求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)生成同步信号s。该dq变换部81的dq轴变换能够根据上述式(21)进行。

电流检测部64取得由传感器63检测出的a相、c相的交流输入电流的检测信号，生成3相交流输入电流(i_a、i_b、i_c)的信号。因为电流检测部64利用a相、b相、c相的交流输入电流的总和为0，生成3相交流输入电流信号，所以如果是检测a相、b相、c相中至少2个交流输入电流的结构，则能够取得3相的输入电流。

dq变换部(3相2相变换)83把电流检测部64检测出的3相交流输入电流(i_a、i_b、i_c)的信号变换为d轴、q轴(2相)的电流信号(i_d、i_q)。

对称坐标成分计算部20具备正序分量电压计算部21、负序分量电压计算部22、φ_1o计算部23，以及零序分量电压计算部24，输入由dq变换部(3相2相变换)81进行变换后的d轴、q轴(2相)的电压信号(e_1d、e_1q)，计算作为对称分量电压的正序分量电压(e_1dp、e_1qp)，负序分量电压(e_1dn、e_1qn)，零序分量电压(e_1o)。

在上述式(21)中，在对重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)进行dq轴变换而得到的d轴电压e_1d以及q轴电压e_1q中，直流分量(E_1pmcosα、E_1pmsinα)相当于正序分量电压(e_1dp、e_1qp)，交流分量(E_1nmcos(2ωt+φ_1n)、-E_1nmsin(2ωt+φ_1n))相当于负序分量电压(e_1dn、e_1qn)，能够通过频率分离抽出正序分量电压(e_1dp、e_1qp)和负序分量电压(e_1dn、e_1qn)。

正序分量电压计算部21，例如能够使用带通滤波器或低通滤波器来抽出正序分量电压(e_1dp、e_1qp)。此外，负序分量电压计算部22通过从进行了dq轴变换的原信号减去正序分量电压计算部21抽出的正序分量电压(e_1dp、e_1qp)，能够抽出负序分量电压(E_1nmcos(2ωt+φ_1n)、-E_1nmsin(2ωt+φ_1n))。

如上所述，零序分量电压e_1o能够由式(31)来表示。其中，零序分量电压e_1o的相位φ_1o由式(29)表示，零序分量电压e_1o的振幅E_1om由式(30)表示。

因此，通过φ_1o计算部23使用正序分量电压(e_1dp、e_1qp)和负序分量电压(e_1dn、e_1qn)计算相位φ_1o并输出到零序分量电压计算部24，零序分量电压计算部24使用φ_1o计算部23计算出的相位φ_1o和负序分量电压计算部22计算出的负序分量电压(e_1dn、e_1qn)来计算零序分量电压e_1o。

正序分量电压计算部21计算出的正序分量电压(e_1dp、e_lqp)，在恒流控制部40中进行恒流控制，在通过dq变换部84的2-3轴变换变换成与正序分量电压(e_1ap、e_1bp、e_1cp)对应的正序分量电压(V_1ap、V_1bp、V_1cp)之后，输出到加法运算部30。

此外，在负序分量电压计算部22计算出的负序分量电压(e_1dn、e_1qn)在dq变换部82中进行2-3轴变换，变换为负序分量电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)之后，输出到加法运算部30。此外，把零序分量电压计算部24计算出的零序分量电压e_1o输出到加法运算部30。

加法运算部30对输入的正序分量电压(e_1ap、e_1bp、e_1cp)、负序分量电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)和零序分量电压e_1o进行加法运算，输出相电压(e_d、e_e、e_f)。该相电压(e_d、e_e、e_f)是形成不平衡补偿以及恒流控制的信号。三相PWM变换器200的三相PWM控制脉冲生成部200b根据该相电压(e_d、e_e、e_f)生成控制三相PWM电路200a的控制脉冲信号。

以下，说明用于恒流控制的结构。

为了进行三相PWM变换器的恒流控制，需要知道输入功率和输入电压的关系式。

通过空间向量I_a来表示基于正序分量电流振幅I_pm、负序分量电流振幅I_nm的a相电流i_a，

Ia＝I_pme^j(ωt+β)+I_nme^-j(ωt+β)…(35)

另一方面，如果把(20)式表示的a相序分量电压e_1a变换为空间向量V_1a，求出输入功率P_in，则成为

数学式7

$P_{\mathrm{in}}=P+\mathrm{jQ}=\frac{3}{2}{V}_{1a}{I_a}^{*}$

$=\frac{3}{2}\{E_{1\mathrm{pm}}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})}+E_{1\mathrm{nm}}{e}^{-j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})}\}\{I_{\mathrm{pm}}{e}^{-j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})}+I_{\mathrm{nm}}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\λn})}\}$

$=\frac{3}{2}\{E_{1\mathrm{pm}}{I}_{\mathrm{pm}}{e}^{j(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})}+E_{1\mathrm{nm}}{I}_{\mathrm{nm}}{e}^{-j({\mathrm{\φ}}_{1n}-\mathrm{\λn})}$

$+E_{1\mathrm{pm}}{I}_{\mathrm{nm}}{e}^{j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\λn})}+E_{1\mathrm{nm}}{I}_{\mathrm{pm}}{e}^{-j(2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n}+\mathrm{\β})}\}\·\·\·\left(36\right)$

关于负序分量电流I_nm，通过进行零电流控制，I_nm＝0。

在该“I_nm＝0”的条件下，式(36)表示的输入功率P_in中的P和Q为，

数学式8

$P=\frac{3}{2}\{{v^e}_{\mathrm{dp}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qp}}{i^e}_{\mathrm{qp}}+\cos 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})$

$+\sin 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}-{v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})\}\·\·\·\left(37\right)$

数学式9

$Q=\frac{3}{2}\{{v^e}_{\mathrm{qp}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{dp}}{i^e}_{\mathrm{qp}}+\cos 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})$

$-\sin 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})\}\·\·\·\left(38\right)$

其中，

数学式10

$\left.\begin{array}{cc}{v^e}_{\mathrm{dp}}=E_{1\mathrm{pm}}\cos \mathrm{\α},& {v^e}_{\mathrm{qp}}=E_{1\mathrm{pm}}\sin \mathrm{\α}\\ {v^e}_{\mathrm{dn}}=E_{1\mathrm{nm}}\cos {\mathrm{\φ}}_{1n},& {v^e}_{\mathrm{qn}}=-E_{1\mathrm{nm}}\sin {\mathrm{\φ}}_{1n}\\ {i^e}_{\mathrm{dp}}=I_{\mathrm{pm}}\cos \mathrm{\β},& {i^e}_{\mathrm{qp}}=I_{\mathrm{pm}}\sin \mathrm{\β}\end{array}\right\}\·\·\·\left(39\right)$

在进行式(36)的P_in的平均值功率控制与负序分量电流的零控制时，能够消去式(37)和式(38)的2ωt的项，如果将P以及Q的平均值功率设为P_ave、Q_ave，则可以得到

数学式11

$\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ave}}\\ Q_{\mathrm{ave}}\end{array}\right]=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{v^e}_{\mathrm{dp}}& {v^e}_{\mathrm{qp}}\end{array}\\ {v^e}_{\mathrm{qp}}-{v^e}_{\mathrm{dp}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i^e}_{\mathrm{dp}}\\ {i^e}_{\mathrm{qp}}\end{array}\right]\·\·\·\left(40\right)$

另一方面，关于基于PI控制的P_in的平均值功率P_ave，如果将电压指令值设为V_dc ^*r，则作为

数学式12

$P_{\mathrm{ave}}=(k_{\mathrm{pv}}+\frac{k_{\mathrm{iv}}}{s})({v_{\mathrm{dc}}}^{*r}-v_{\mathrm{dc}})+v_{\mathrm{dc}}{i}_{\mathrm{dc}}\·\·\·\left(41\right)$

来给予。

关于对式(40)的Q_ave进行零控制时的电流指令值，将式(40)的电流项分别置换为i_dc ^*r、i_qc ^*r成为

数学式13

$\left[\begin{array}{c}{i_{\mathrm{dp}}}^{*r}\\ {i_{\mathrm{qp}}}^{*r}\end{array}\right]=\frac{2}{3({{v^e}_{\mathrm{dp}}}^2+{{v^e}_{\mathrm{qp}}}^2)}\left[\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{v^e}_{\mathrm{dp}}& {v^e}_{\mathrm{qp}}\end{array}\\ {v^e}_{\mathrm{qp}}-{v^e}_{\mathrm{dp}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ave}}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(42\right)$

该式(42)表示基于输入功率和输入电压的电流指令值。基于使用该电流指令值的恒流控制的输出信号V_dp ^*r、V_qp ^*r为

数学式14

${v_{\mathrm{dp}}}^{*r}=-(k_p+\frac{k_i}{s})({i_{\mathrm{dp}}}^{*r}-i_d)+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+e_{\mathrm{dp}}\·\·\·\left(43\right)$

数学式15

${v_{\mathrm{qp}}}^{*r}=-(k_p+\frac{k_i}{s})({i_{\mathrm{qp}}}^{*r}-i_d)+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+e_{\mathrm{qp}}\·\·\·\left(44\right)$

恒流控制部40根据平均功率运算部50求出的平均功率求出电流指令值，通过将该电流指令值与电流检测部64检测到的输入侧电流进行比较，对从正序分量电压计算部21得到的正序分量电压进行恒流控制，在将得到的控制值(V_dp ^*r、V_qp ^*r)通过dq变换部84变换为3轴的正序信号(V_1ap、V_1bp、V_1cp)之后，输出到加法运算部30。

电流检测部66取得由传感器65检测到的直流输出电流的检测信号生成直流输出电流信号i_dc。电压检测部68检测在接点67的直流输出电压，生成直流输出电压信号V_dc。

平均功率运算部50具备乘法运算部51、减法运算部52、直流电压控制部53、加法运算部54。

减法运算部52从表示作为电压指令值而设定的某个恒定的电压值的直流电压指令值信号v_dc ^*r中减去由电压检测单元68检测出的直流输出电压信号v_dc来输出该偏差信号。乘法运算部51将电流检测部66检测出的直流输出电流信号i_dc与电压检测部68检测出的直流输出电压信号V_dc相乘，计算出瞬时功率信号P_dc。

直流电压控制部53根据减法运算部52计算出的偏差信号，生成直流电压控制信号，该直流电压控制信号作为用于将直流输出电压信号V_dc控制为恒定电压值的PI(比例积分)控制的结果。加法运算部54把乘法运算部51计算出的瞬时功率信号P_dc与直流电压控制部53生成的直流电压控制信号进行加法运算生成平均功率信号P。

恒流控制部40具备生成电流指令值的恒流指令值生成部41，以及生成根据电流指令值进行了恒流控制的输出信号的恒流控制输出部42a、42b。恒流控制输出部42a生成d轴的输出信号v_dp ^*r，恒流控制输出部42b生成q轴的输出信号v_qp ^*r。

恒流指令值生成部41根据加法运算部54算出的平均功率信号P_ave、以及由正序分量电压计算部21分离的d轴、q轴的电压信号的正序分量(e_1dp、e_1qp)，通过运算生成电流指令值的信号(i_dp ^*r、i_qp ^*r)。

恒流控制输出部42a根据来自dq变换部83的i_d和电流指令值的信号i_dp ^*r，进行恒流控制生成d轴的输出信号v_dp ^*r。恒流控制输出部42b根据来自dq变换部83的i_q和电流指令值的信号i_qp ^*r进行恒流控制生成q轴的输出信号v_qp ^*r。恒流控制通过用于将输入电流控制为一恒流值的PI控制来进行。

三相PWM控制脉冲生成部200b将加法运算部30的加法运算部31算出的信号(V_d、V_e、V_f)作为栅极控制信号，与载波频率生成部(未图示)产生的三角波信号进行比较，生成作为PWM信号的栅极脉冲信号，输出给三相PWM电路200a的半导体开关元件的各栅极。

[不平衡电压补偿装置的动作例]

然后，对不平衡电压补偿装置1的动作例进行说明。

重心向量运算部10根据线电压(e_ab、e_bc、e_ca)计算出重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)，dq轴变换部81把计算出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为式(21)所示的d轴的电压信号e_1d和q轴的电压信号e_1q。

由于式(21)的右边第1项表示d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q的正序分量e_1dp、e_1qp，右边第2项表示d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q的负序分量e_1dn、e_1qn，所以d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q能够通过滤波器等进行的频率分离，正序负序分离为d轴、q轴的电压信号的正序分量e_1dp、e_lqp以及负序分量e_1dn、e_1qn。正序负序分离能够由正序分量电压计算部21以及负序分量电压计算部22来进行。dq轴变换部82将进行了正序负序分离的d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q的负序分量e_1dn、e_1qn变换为3相的负序分量的相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)。

另一方面，零序分量电压计算部24使用计算出的正序分量电压以及负序分量电压的信号值来计算零序分量电压e_1o。

此外，对于输入功率，有效功率信号P_ave以及无效功率信号Q_ave根据d轴、q轴的电压信号v_d、v_q的正序分量v^e _dp、v^e _qp和输入指令电流信号i^e _dp、i^e _qp，由式(40)表示。

电流检测部66通过传感器65检测直流输出电流信号i_dc。电压检测部68通过接点67检测直流输出电压信号v_dc。乘法运算部51对直流输出电流信号i_dc与直流输出电压信号v_dc进行乘法运算，输出直流输出功率信号P_dc。减法运算部52从直流电压指令值信号v_dc ^*r减去直流输出电压信号v_dc生成偏差信号，直流电压控制部53对于直流电压指令值信号v_dc ^*r与直流输出电压信号v_dc的偏差信号，进行用于将直流输出电压信号v_dc控制为恒定电压值的PI控制来生成直流电压控制信号。

加法运算部54对从直流电压控制部53输出的直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc进行加法运算作为平均功率信号P_ave输出。平均功率信号P_ave如式(41)所示，是把对直流电压指令值信号v_dc ^*r和直流输出电压信号v_dc的偏差信号进行PI控制得到的直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc(＝v_dc·i_dc)进行相加后的结果。

因为进行控制使得输入功率因数为1，式(40)的无效功率Q成为0。由此，式(40)变形为式(42)所示的输入指令电流信号i_dp ^*r、i_qp ^*r的式子。

恒流指令值生成部41根据平均功率信号P_ave和正序分量电压计算部21算出的d轴、q轴的电压信号的正序分量e_1dp、e_1qp来生成输入指令电流信号i_dp ^*r、i_qp ^*r并进行输出。

在恒流控制的输入电流侧，电流检测部64通过传感器63检测从3相交流电源100输出的3相交流电力的3相交流输入电流信号i_a、i_b、i_c。

dq轴变换部83(3相2相变换)将检测出的3相交流输入电流信号i_a、i_b、i_c变换为d轴、q轴的电流信号i_d、i_q。

d轴、q轴的恒流控制输出部42a、42b将d轴、q轴的电流信号i_d、i_q作为输入电流的反馈值进行输入。此外，恒流控制输出部42a、42b从恒流指令值生成部41输入d轴、q轴的正序分量的电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r，根据d轴、q轴的电流信号i_d、i_q与电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r的偏差信号，通过预定的运算生成并输出用于将输入电流控制为恒流值的控制信号v_dp ^*r、v_qp ^*r。

另外，恒流控制输出部42a进行的d轴控制由式(43)表示，恒流控制输出部42b进行的q轴控制由式(44)表示。

dq变换部84将控制值v_dp ^*r、v_qp ^*r变换为3轴的正序信号(V_1ap、V_1bp、V_1cp)之后，输入到加法运算部30。

在加法运算部30中，加法运算部31a对dq轴变换部82变换得到的负序分量的相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)相加由零序分量电压计算部24算出的零序分量电压e_1o。加法运算部31b对由加法运算部部31a相加后的相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)与零序分量电压e_1o的加法信号，相加由dq轴变换部84变换得到的正序分量的相电压信号(V_1ap、V_1bp、V_1cp)，生成3相的电压信号(V_d、V_e、V_f)，并输出到三相PWM控制脉冲生成部200b。

三相PWM控制脉冲生成部200b根据3相的电压信号(V_d、V_e、V_f)生成控制三相PWM电路200a的栅极控制信号，与载波频率生成部(未图示)产生的三角波信号进行比较，通过PWM(脉冲宽度调制)变换生成栅极脉冲信号，并输出给三相PWM电路200a的半导体开关元件的各栅极，对各栅极进行开/关控制。

然后，说明不平衡电压补偿装置1的平衡状态时以及不平衡状态时的动作。另外，不平衡状态除了在短时间的期间电压降低的电压状态(瞬时电压降低)之外，还包含长时间在三相的电压间产生不平衡状态的情况。另外，假设直流负载300的负载量恒定。

[平衡状态的动作]

在产生瞬时电压降低之前的状态下，3相交流电源100的3相交流输入电压处于平衡状态。在该平衡状态下，如图17所示的，3相电压信号e_r、e_s、e_t仅成为正序电压e_1p，此时，式(21)所示的d轴电压信号e_1d为E_1pm，q轴电压信号e_1q为0。在此，由于Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁开路，所以能够忽视Z₁₂导致的相位延迟，式(1)、式(2)、式(3)、式(17)是一致的，能够设α＝0。

此时，电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r根据(42)由

i_dp*r＝(2/3)·(P_ave/E_1pm)

iqp^*r＝0…(45)

来表示。

因为指令值电流信号i_qp ^*r是0，所以由恒流指令值生成部41进行电流控制使输入功率因数为1。此外，通过直流电压控制部53，把直流输出电压控制为恒定值，对直流负载300一侧始终输送恒定的直流电力。

[不平衡状态的动作]

然后，说明3相交流电源100的3相交流输入电压的至少一相的交流输入电压成为瞬时电压降低，交流输入电压变得不平衡的不平衡状态的情况。

当交流输入电压成为瞬时电压降低时，对称坐标成分计算部20的正序分量电压计算部21输出d轴、q轴的电压信号的正序分量e_1dp、e_1qp，负序分量电压计算部22输出d轴、q轴的电压信号的负序分量e_1dn、e_1qn，零序分量电压计算部24输出负序分量e_1o。

d轴、q轴的电压信号的正序分量e_1dp、e_1qp通过恒流控制输出部42a、42b与电流指令值信号相加，此外，经由加法运算部31a、31b相加d轴、q轴的电压信号的负序分量e_1dn、e_1qn，生成输出信号(V_d、V_e、V_f)，由恒流指令值生成部41进行电流控制以使输入功率因数为1。此外，通过直流电压控制部53，将直流输出电压控制为恒定值，所以始终对直流负载300一侧送出恒定的直流电流。

此外，对于输出信号(V_d、V_e、V_f)，通过对负序分量以及正序分量相加零序分量e_1o来重叠电源电压的零序分量，根据重叠了该零序分量的输出信号生成三相PWM变换器的控制信号，由此，能够对3相交流输入电压瞬时电压降低进行补偿。

如上所述，本发明通过对在一个测定时刻取得的线电压实施向量运算来取得三相的相电压，根据该相电压的正序电压以及负序电压通过PFC控制来进行恒流控制，并且，根据相电压计算零序电压，通过对正序电压以及负序电压重叠该零序电压来补偿不平衡。

在本发明的不平衡电压补偿中，作为计算零序电压的原信号，使用在一测定时刻取得的线电压。由此，能够根据在一测定时刻取得的测定值，取得补偿不平衡的控制信号。

通常，为了检测相电压的电压变动，至少需要半个周期的时间间隔，通过一个测定时刻的测定值，无法检测不平衡状态以及无法进行补偿，需要在多个测定时刻求出的测定值。与此相对，在本发明中，通过对在一个测定时刻取得的线电压实施向量运算来求得相电压的正序电压以及负序电压，根据该正序电压以及负序电压计算出零序电压，能够仅根据在一个测定时刻取得的值，生成补偿不平衡的信号。

此外，线电压的取得以及基于取得的线电压的不平衡电压补偿，不限于一个测定时刻，通过逐次反复进行线电压的取得和不平衡补偿，不限于补偿瞬时的电压降低，还能够补偿长时间的电压的不平衡状态。

然后，对于本发明的不平衡电压补偿，使用图8、9说明通过基于软件的CPU的运算处理，进行不平衡电压补偿动作的构成例。

本发明的不平衡电压补偿装置1除了通过电路结构实现瞬时电压降低补偿以及电力变换的功能之外，还能够通过程序使CPU执行来实现瞬时电压降低补偿以及电力变换的功能。

图8表示通过CPU以及软件实现本发明的不平衡电压补偿装置时的构成例。以下，对CPU以及软件构成的不平衡电压补偿装置赋予标记2来进行说明。

如图8所示，在从三相交流电源100供给的三相交流电力中，通过三相变换器200对三相交流电压进行PWM变换将直流电压输出到直流负载300。计算机控制部2具有不平衡电压补偿的功能，控制三相变换器200进行电力变换以及不平衡电压补偿。

计算机控制部2具备CPU(Central Processing Unit)2a、RAM(RandomAccess Memory)2b、ROM(Read Only Memory)2c、I/O部2d，各部经由总线2e连接。

CPU2a对计算机控制部2的各部进行中央控制。CPU2a在RAM2b中展开从ROM2c中存储的系统程序以及各种应用程序中指定的程序，通过与在RAM2b中展开的程序的协作，执行各种处理。

CPU2a通过与电力变换控制程序的协作，控制三相变换器200具备的三相PWM脉冲生成部，把从3相交流电源100输入的3相交流输入电力变换为直流输出电力，并且进行交流输入电压的不平衡电压补偿。

RAM2b是存储各种信息的易失性的存储器，具有展开各种数据以及程序的工作区。ROM2c是以能够读出各种信息的方式存储各种信息的存储器，存储控制三相变换器的电力变换控制程序。

在I/O部2d通过与三相变换器200的各种信号的输入输出。I/O部2d输入3相交流输入侧的线电压以及a相、c相的交流输入电流、直流输出侧的直流输出电流以及直流输出电压。此外，I/O部2d输出控制三相变换器200的三相桥接电路的半导体开关元件的栅极脉冲信号。

然后，参照图9，对计算机控制部2的基于程序控制的动作进行说明。

在计算机控制部2中，例如，以从3相交流电源100输出3相交流电力作为触发，从ROM2c读出电力变换控制程序并在RAM2b中展开，与CPU2a进行协作执行电力变换控制、以及不平衡电压补偿处理。

在图9所示的流程图中，首先，进行电压检测处理(S101)。在S101的工序中，经由I/O部2d取得3相交流电压，检测取得的3相交流电压的线电压信号e_ab、e_bc、e_ca，通过重心向量运算计算相电压的信号e_2a、e_2b、e_2c。重心向量运算例如在图7的结构例中在重心向量运算部10中进行。

把计算出的3相的相电压信号e_2a、e_2b、e_2c变换为2相的d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q。从变换后的d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q分离求出正序分量e_1dp、e_1qp和负序分量e_1dn、e_1qn，将d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q的负序分量e_1dn、e_1qn变换为3相的相电压信号e_1qn、e_1bn、e_1cn。S101的工序与线电压检测部62、重心向量运算部10、dq轴变换部81、正序分量电压计算部21、负序分量电压计算部22、计算零序的相位φ_1o的相位φ_1o计算部23、零序分量电压计算部24进行的处理相对应。

另外，适当地并行进行S101的工序内的各处理。该工序内的处理的并行在以下的S102～S106中也相同。

在S102的工序中进行同步计算处理。根据3相的相电压信号e_2a、e_2b、e_2c生成同步信号s。同步信号s例如能够根据相电压信号e_2a、e_2b、e_2c中的某一个相电压的零交叉点来求出，将相电压与零电压进行比较，可以通过在相电压变成零电压的时刻输出同步信号s来生成。在图7的构成例中，同步信号生成部70能够使用重心向量运算部10的输出信号(e_2a、e_2b、e_2c)来生成，例如，能够由将输出信号e_2a与零电压进行比较的比较电路构成。此外，可以在任意的时刻生成同步信号，将该同步信号作为初始值的同步信号s。

同步信号s用于包含S101、S103、S106的各工序的2相-3相变换以及3相-2相变换的dq轴变换的同步。此时，使用在之前执行的S102的工序中求出的同步信号s或初始值的同步信号s来进行。因此，S102的工序与同步信号生成部70进行的处理相对应。

然后，在S103的工序中进行电流检测处理。在S103的工序中，检测经由I/O部2d输入的3相的交流输入电流信号i_a、i_b、i_c，变换为d轴、q轴的电流信号i_d、i_q。S103的工序与电流检测部64以及dq轴变换部83进行的处理相对应。

然后，在S104的工序中进行电压控制处理。在S104的工序中，经由I/O部2d检测直流输出电流信号i_dc以及直流输出电压信号v_dc。将检测出的直流输出电流信号i_dc与直流输出电压信号v_dc进行乘法运算来计算直流输出功率信号P_dc。此外，从直流电压指令值信号v_dc ^*r减去直流输出电压信号v_dc来计算偏差信号，根据计算出的偏差信号生成用于将直流输出电压信号v_dc控制为恒定电压值的直流电压控制信号。然后，将直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc进行加法运算生成平均功率信号P_ave。S104的工序与电流检测部66、电压检测部68、减法运算部52、乘法运算部51、直流电压控制部53以及加法运算部54进行的处理相对应。

然后，在S105的工序中进行电流控制处理。在S105的工序中，根据在S104的工序中生成的平均功率信号P_ave、在S101的工序中进行了正序负序分离的d轴、q轴的电压信号的正序分量e_dp、e_qp，来生成电流指令值信号i_1dp ^*r、i_1qp ^*r，使用电流指令值信号i_1dp ^*r、i_1qp ^*r以及由dq变换部变换求出的d轴、q轴的电流信号i_d、i_q，生成电流控制信号。S105的工序与恒流指令值生成部41、恒流控制输出部42a、42b进行的处理相对应。

然后，在S106中进行控制修正处理。在S106的工序中，对在S105的工序中生成的输入电流控制信号、以及在S101的工序中进行正序负序分离后的d轴、q轴的电压信号的正序分量e_1dp、e_1dp进行加法运算，生成式(42)、式(43)表示的输出信号v_dp ^*r、v_qp ^*r，将2相的输出信号v_dp ^*r、v_qp ^*r变换为3相的控制信号V_1ap、V_1bp、V_1cp。对在S101的工序中取得的相电压信号e_1an、e_1bn、e_1cn与零序电压信号e_1o进行加法运算，并与控制信号V_1ap、V_1bp、V_1cp相加，生成栅极控制信号。

然后，生成三角波信号，通过将三角波信号与栅极控制信号进行比较，生成栅极脉冲信号。然后，将栅极脉冲信号经由I/O部2d输出给三相变换器200的三相PWM电路200a的半导体开关元件的各栅极。

S106的工序与加法运算部30，dq轴变换部83，恒流控制输出部42a、42b，dq轴变换部84、三相PWM控制脉冲信号生成部200b进行的处理相对应。

在S107的工序中，判断电力变换控制处理以及不平衡电压补偿处理是否结束，当处理未结束时返回S101的工序继续进行，当处理结束时结束电力变换控制处理以及不平衡电压补偿处理。

即使是通过程序使CPU执行的结构，也与电路构成时相同，能够实现不平衡电压补偿以及电力变换的功能。

然后，参照图10～图15，说明本发明的不平衡电压补偿的实验例。图10～图15表示根据图7所示的结构例，通过不平衡电压补偿装置控制三相变换器的测定数据。

关于测定，将条件设为三相额定线电压为200V、三相额定线电流为17.5A、载波频率为18.5kHz、直流链路电压(输出电压)为380V、直流链路电容量为1200uF、输送线的电感为300uH、负载电阻为25Ω，从三相额定线电压200V、三相额定线电流17.5A的状态急剧成为不平衡状态然后恢复，通过有无不平衡电压补偿来比较由于因瞬时降低等产生的三相不平衡电压，输出电压V_dc与输入电流i_a、i_b、i_c发生变动的影响度。根据该实验结果，能确认不平衡电压补偿控制的有效性。

图10是在使输入相电压e_1a急剧降低为50％之后，恢复到100％时的特性，图10(a)表示不进行不平衡电压补偿的情况，图10(b)表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。当进行了不平衡电压补偿时，输出电压V_dc维持恒压，表示良好的性能。

图11、图12是图10的放大图，图11表示输入相电压e_1a从100％急剧降低到50％的情况，图12表示输入相电压e_1a从50％恢复到100％的情况。图11(a)、图12(a)表示不进行不平衡电压补偿的情况，图11(b)、图12(b)表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。从图中能够读取输入电流i_a、i_b、i_c从急变点高速响应。

图13是使图7的三相交流电源100的输入相电压e_a降低50％的特性的比较图。图13(a)表示输入电压，图13(b)表示不进行不平衡电压补偿的情况，图13(c)表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。

如图13(b)所示，当不进行不平衡电压补偿时，确认输入电流的振幅不平衡和相位角偏差大。另一方面，如图13(c)所示，根据进行了本发明的不平衡电压补偿而得到的补偿控制的效果，确认表示了输入电流的振幅和相位角都取得良好的平衡。

此外，图14表示图7的三相交流电源100的输入相电压e_a下降100％达到零电压的情况。图14(a)表示输入电压，图14(b)表示不进行不平衡电压补偿的情况，图14(c)表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。

作为图14(c)的结果，根据本发明的不平衡电压补偿，在由于接地产生了瞬时减低时，即图7的三相交流电源100的输入相电压e_a下降100％达到零电压时，输入电流i_a、i_b、i_c的振幅和相位角几乎能够一同维持三相平衡电流。

并且，图15表示输入相电压下降率和输入电流平衡率。根据图15，当没有不平衡电压补偿时(图中的三角标记)，在输入相电压下降率为20％时，输入电流平衡率为67.9％。另一方面，当具有本发明的不平衡电压补偿时，在输入相电压下降率为20％时输入相电压下降率是94.5％，此外，在输入相电压下降率0～100％的整个区域中能够维持输入相电压下降率为97.9％～83.3％的范围，表示良好的特性。

上述实验是对半导体制造装置或液晶制造装置等中使用的具有代表性的5kW RF(Radio Frequency)发电机中应用本发明的不平衡电压补偿进行实验的结果，得到满足在半导体制造装置等中要求的瞬时降低规格(SEMI F47-0200)(1)的性能。

例如，瞬时降低规格(SEMI F47-0200)(1)的Percent of Nominal Voltage和Duration ofVoltage Sag in seconds规定的瞬时降低时的最大下降电压和时间是50％、0.2秒，但如与该规格对应的图10的实验结果所示，当设瞬时降低时的最大下降电压和时间分别是50％、1秒进行了实验时，即便是将瞬时降低时间延长到规格值的5倍(＝1秒/0.2秒)的测定数据，通过实施基于本发明的不平衡电压补偿的瞬时降低补偿，能够大幅度改善电压降低。

根据以上所述，根据本发明的不平衡电压补偿，能够进行瞬时电压降低补偿，即使在输入电压的瞬时电压降低时，也能向直流负载稳定地进行电力供给。因此，与使用电容器或蓄电池等蓄电设备的瞬时电压降低补偿的构成相比，能够使进行瞬时电压降低补偿的结构小型化、长寿命化以及低成本化。此外，由于不使用电容器或蓄电池的蓄电设备方式，所以能够容易地维护进行瞬时电压降低补偿的结构。此外，能够改善功率因数，能够通过功率因数的改善抑制高次谐波。

根据本发明的不平衡电压补偿，特别是在使用PFC控制时，具有如下优点：几乎不需要新的设备投资，通过削减蓄电设备装置大幅度小型化，省去定期的电容器单元的维护等。

此外，根据本发明的不平衡电压补偿，在极端的瞬时降低时，即对于接近于接地的事项，如果作为能量源留有活相，则能够进行不平衡补偿控制。

此外，恒流指令值生成部根据基于交流输入电压的d轴、q轴的电压信号的正序分量和基于直流输出电压的直流电压控制信号，生成电流指令值的信号，由此能够加快输入电流指令信号对于交流输入电压的变动的响应，能够抑制直流输出电压的过度变动。

此外，在输出侧，平均功率运算部，电流检测部、电压检测部以及加法运算部检测直流输出功率信号，加法运算部将直流输出功率信号与直流电压控制信号相加，由此，能够加快对于需要输出直流输出电力的直流负载的负载量变动的响应，能够抑制直流输出电压的过度变动。

此外，通过同步信号生成部生成同步信号，使各dq轴变换部根据同步信号s进行3相-2相变换以及2相-3相变换，不管交流输入电压的平衡与不平衡，能够始终将功率因数保持在1。

此外，本发明的重心向量运算部检测交流输入电压的线电压信号变换为相电压，所以与3相交流电源的交流系统是3相3线式或3相4线式无关，能够在每个测定时刻补偿瞬时电压降低。

另外，上述实施方式以及变形例中的记述是本发明的瞬时电压降低装置、瞬时电压降低补偿方法以及瞬时电压补偿程序的一例，本发明不限于各实施方式，可以根据本发明的主旨进行各种变形，不把这些排除在本发明的范围之外。

本发明尤其能够用于半导体制造装置等谋求在负载侧电压变动小稳定的电力供给的设施。

Claims (16)

1.一种不平衡电压补偿方法，其特征在于，

在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，具备：

重心向量运算工序，根据三相交流的各线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压；

对称分量计算工序，根据在所述重心向量运算工序中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及

不平衡电压补偿工序，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

所述重心向量运算工序对从所述线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，由该向量运算求出从端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将该各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压，

所述不平衡电压补偿工序根据在所述对称分量计算工序中求出的对称分量电压的零序分量电压，生成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据所述对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互具有120°的相位差的Y相电压，根据该Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

2.根据权利要求1所述的不平衡电压补偿方法，其特征在于，

所述对称分量计算工序对在所述重心向量运算工序中求出的各Y相电压进行dq轴变换计算出d轴的电压信号和q轴的电压信号，

对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序分量电压，根据交流分量计算负序分量电压。

3.根据权利要求2所述的不平衡电压补偿方法，其特征在于，

所述对称分量计算工序根据基于负序分量电压计算出的计算振幅、和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压。

4.根据权利要求1至3的任意一项所述的不平衡电压补偿方法，其特征在于，

所述线电压的实侧值与控制信号一对一地对应，根据线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

5.一种不平衡电压补偿装置，其特征在于，

在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，

具备：重心向量运算部，根据三相交流的各线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压；

对称分量计算部，根据在所述重心向量运算部中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及

不平衡电压补偿部，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

所述重心向量运算部对从所述线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将该各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压，

所述不平衡电压补偿部根据在所述对称分量计算部中求出的对称分量电压的零序分量电压生成并输出补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据所述对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互具有120°的相位差的Y相电压，根据该Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号。

6.根据权利要求5所述的不平衡电压补偿装置，其特征在于，

所述对称分量计算部对在所述重心向量运算部中求出的各Y相电压进行dq轴变换计算出d轴的电压信号和q轴的电压信号，

对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序分量电压，根据交流分量计算负序分量电压，并输出给所述不平衡电压补偿部。

7.根据权利要求6所述的不平衡电压补偿装置，其特征在于，

所述对称分量计算部根据基于负序分量电压计算出的计算振幅、和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，并输出到所述不平衡电压补偿部。

8.根据权利要求5至7的任意一项所述的不平衡电压补偿装置，其特征在于，

所述不平衡电压补偿部，对所述线电压的一测定时刻的实侧值生成一个控制信号。

9.一种三相变换器的控制方法，该三相变换器对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压，该三相变换器的控制方法的特征在于，具备：

重心向量运算工序，根据各线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压；

对称分量计算工序，根据在所述重心向量运算工序中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及

不平衡电压补偿工序，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

所述重心向量运算工序对从所述线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将该各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压，

所述不平衡电压补偿工序根据在所述对称分量计算工序中求出的对称分量电压的零序分量电压生成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据所述对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互具有120°的相位差的Y相电压，根据该Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

根据在所述不平衡电压补偿工序中生成的控制信号控制三相变换器的开关动作，对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压。

10.根据权利要求9所述的三相变换器的控制方法，其特征在于，

所述对称分量计算工序对在所述重心向量运算工序中求出的各Y相电压进行dq轴变换，计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，

对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序分量电压，根据交流分量计算负序分量电压。

11.根据权利要求10所述的三相变换器的控制方法，其特征在于，

所述对称分量计算工序根据基于负序分量电压计算出的计算振幅、和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压。

12.根据权利要求9至11的任意一项所述的三相变换器的控制方法，其特征在于，

所述线电压的实侧值与控制信号一对一地对应，根据线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

13.一种三相变换器的控制装置，其控制对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的三相变换器，其特征在于，具备：

重心向量运算部，根据各线电压求出相互具有120°的相位差的Y相电压；

对称分量计算部，根据在所述重心向量运算部中求出的Y相电压计算三相的平衡系的对称分量电压；以及

不平衡电压补偿部，形成补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

所述重心向量运算部对从所述线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过该向量运算求出从端子电压的重心向各端子电压的重心向量电压，将该各向量电压作为相互具有120°的相位差的各Y相电压而输出，

所述不平衡电压补偿部根据在所述对称分量计算部中求出的对称分量电压的零序分量电压生成并输出补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号，根据所述对称分量电压以及所述补偿信号，求出补偿不平衡电压后的相互具有120°的相位差的Y相电压，根据该Y相电压，生成用于对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的控制信号，

根据通过所述不平衡电压补偿部生成的控制信号控制三相变换器的开关动作，对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压。

14.根据权利要求13所述的三相变换器的控制装置，其特征在于，

所述对称分量计算部对所述重心向量运算部求出的各Y相电压进行dq轴变换计算出d轴的电压信号和q轴的电压信号，

对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，根据直流分量求出正序分量电压，根据交流分量计算负序分量电压，输出给所述不平衡电压补偿部。

15.根据权利要求14所述的三相变换器的控制装置，其特征在于，

所述对称分量计算部根据基于负序分量电压计算出的计算振幅、和基于正序分量电压以及负序分量电压计算出的相位，计算零序分量电压，并输出给所述不平衡电压补偿部。

16.根据权利要求13至15的任意一项所述的三相变换器的控制装置，其特征在于，

所述不平衡电压补偿部对线电压的一测定时刻的实测值生成一个控制信号。

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